JP4081604B2

JP4081604B2 - Driving device for switching element

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Publication number: JP4081604B2
Application number: JP2002186466A
Authority: JP
Inventors: 浩太大年; 定典鈴木
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2002-06-26
Filing date: 2002-06-26
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2022-06-26
Also published as: JP2004032410A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング素子の駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング素子を駆動させる駆動装置は、制御回路の信号によりＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）やバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴといったスイッチング素子を駆動させ、インバータ装置やスイッチング電源などに広く利用されている。例えば図６に示すようなスイッチング回路においては、駆動装置１０がスイッチング素子１１の制御端子（ゲート）１１ｇに電荷を供給し制御電圧Ｖｇｓをある値以上にするとドレイン１１ｄ〜ソース１１ｓ間で電流Ｉｄが流れる。また駆動装置１０が制御端子１１ｇから電荷を引き抜き、制御電圧Ｖｇｓを別のある値以下にすると、電流Ｉｄが止まる。このように制御電圧Ｖｇｓを制御することで、電流Ｉｄをコントロールすることができる。
【０００３】
ここで制御電圧Ｖｇｓの変化速度が急激であると、主として負荷回路のインダクタンス成分Ｌの影響でドレイン１１ｄ〜ソース１１ｓ間にサージが発生し、素子そのものを破壊したり外部の電子機器へ悪影響を及ぼす放射ノイズが発生したりする。
【０００４】
従来はサージ電圧を抑えるために、制御端子１１ｇに適当な抵抗値を持った抵抗Ｒを接続し、スイッチング時の制御電圧Ｖｇｓの変化速度を緩やかにする対策がとられてきた。ここで、抵抗Ｒの抵抗値が大きいほど制御電圧Ｖｇｓの変化速度は緩やかになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、制御端子１１ｇに接続される抵抗Ｒの抵抗値を大きくすると、サージ電圧の抑制効果は大きくなるが、スイッチング素子１１における損失が大きくなり発熱が問題となる。つまりサージ電圧と発熱は、トレードオフの関係がある。
【０００６】
一方で、スイッチング素子の使用用途によっては、発熱はある程度許容してでも放射ノイズを抑えたい動作モードと、放射ノイズはある程度許容してでも発熱を抑えたい動作モードとが混在するような場合があった。このような場合には、どちらの動作モードにおいても放射ノイズと発熱の両方が許容範囲に入るように抵抗Ｒの抵抗値を設定していた。このため、設計の自由度が小さく、抵抗値の設定が困難である上、本来のスイッチング性能を引き出せないという問題があった。
【０００７】
本発明は以上の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、設計の自由度を大きくすることができるスイッチング素子の駆動装置を提供する事である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子を駆動させる駆動回路を備え、前記駆動回路は電圧の異なる複数の電源に接続され、あらかじめ決められた制御周波数によって前記電源を１つ選択して前記駆動回路を動作させる制御回路を備え、前記スイッチング素子は複数の制御周波数で駆動され、前記制御周波数に応じて前記電源を切り換えるよう構成され、前記制御周波数を高くした場合に、前記電源を高い電圧の電源に切り換える。
【０００９】
高い電圧の電源を選択した場合、低い電圧を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が多く、スイッチング素子の制御電圧の変化速度が急激になる。これは抵抗値の小さい抵抗を接続したのと同じである。低い電圧の電源を選択した場合、高い電圧を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が少なく、スイッチング素子の制御電圧の変化速度が緩やかになる。これは抵抗値の大きな抵抗を接続したのと同じである。従って制御周波数に適した制御電圧の変化速度でスイッチングをすることができる。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記駆動回路が１つのプッシュプル回路と、抵抗と、電源選択回路とを有し、前記電源が前記プッシュプル回路の両端に前記電源選択回路を介して接続され、前記抵抗の一端が前記スイッチング素子の制御端子に接続され、他端が前記プッシュプル回路の出力端子に接続されている。従って駆動回路のＩＣ化が容易である。
【００１１】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記駆動回路が抵抗と、前記複数の電源と同数のプッシュプル回路とを有し、前記複数の電源が前記プッシュプル回路の両端に１つの該プッシュプル回路に対してそれぞれ１つずつ接続され、前記抵抗の一端が前記スイッチング素子の制御端子に接続され、他端が前記プッシュプル回路の出力端子に接続されている。従って回路が単純である。
【００１２】
請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載の発明において、前記制御回路は、前記スイッチング素子を駆動させる制御周波数に応じて切り換えられる複数の駆動モードを備え、該制御周波数に応じて切り換えられた駆動モードによって前記電源を１つ選択して前記駆動回路を動作させる。従って駆動モードに適した制御電圧の変化速度でスイッチングすることができる。
【００１３】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の発明において、前記スイッチング素子はＨブリッジ回路を構成するスイッチング素子であって、前記制御回路は、前記駆動モードとして、通常モードと、前記Ｈブリッジ回路が有する出力部に流れる電流を制限する電流制限モードとを備える。従ってＨブリッジ回路の使用モードに応じた制御電圧の変化速度でスイッチングすることができる。
【００１４】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、前記通常モードでは前記電源を第１の電圧の電源に切り換え、前記電流制限モードでは前記電源を前記第１の電圧より高い第２の電圧の電源に切り換える。
請求項７に記載の発明は、請求項５又は請求項６に記載の発明において、前記スイッチング素子が前記Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうち接地側に接続されている２つのスイッチング素子である。従って使用モードに応じた制御電圧の変化速度でスイッチングすることができるＨブリッジ回路が組み易い。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明をＡＣインバータのＨブリッジ回路を駆動させる駆動装置として具体化した一実施の形態を図１〜図３に従って説明する。
【００１６】
図１に示すように、ＡＣインバータ１はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４及び出力部３を有するＨブリッジ回路２と、駆動装置４と、過電流検出装置７とを備えている。Ｈブリッジ回路２は直流電源Ｅに接続されている。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にはｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴが使用されている。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２はＨブリッジ回路２のスイッチング素子のうち直流電源Ｅ側に接続されている２つのスイッチング素子であり、それぞれドレインが直流電源Ｅの正極に接続され、ソースが出力部３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４はＨブリッジ回路２のスイッチング素子のうち接地側に接続されている２つのスイッチング素子であり、それぞれドレインが出力部３に接続され、ソースが過電流検出装置７を介して直流電源Ｅの負極（接地側）に接続されている。出力部３にはフィルターを構成するコンデンサとリアクトルとが接続されている。Ｈブリッジ回路２の基本動作は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３の組とスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４の組とを交互にオン・オフすることにより、出力部３から交流電圧を出力することである。
【００１７】
駆動装置４は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御端子であるゲートにそれぞれ接続された駆動回路Ｄ１と、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御端子であるゲートにそれぞれ接続された駆動回路Ｄ２と、駆動回路Ｄ１，Ｄ２に接続された制御回路５とから構成されている。
【００１８】
制御回路５は図示しないマイコンを備え、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４に対する駆動モードとして通常モードと電流制限モードの２つが記憶されている。一方、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に対する駆動モードとしては通常モードのみが記憶されている。制御回路５は過電流検出装置７と接続されている。
【００１９】
図２に示すように、駆動回路Ｄ１はプッシュプル回路Ｐ１と抵抗Ｒ１から構成されている。電源Ｖ０の正の電源端子Ｖ０＋と負の電源端子Ｖ０−との間にプッシュプル回路Ｐ１の両端が接続されている。つまり電源Ｖ０がプッシュプル回路Ｐ１の両端に接続されている。抵抗Ｒ１の一端はスイッチング素子ＳＷ１又はスイッチング素子ＳＷ２の制御端子（ゲート）に接続され、他端がプッシュプル回路Ｐ１の出力端子に接続されている。一方、図３に示すように、駆動回路Ｄ２はプッシュプル回路Ｐ２と抵抗Ｒ１と電源選択回路６から構成されている。電源Ｖ１の正の電源端子Ｖ１＋と負の電源端子Ｖ１−、および電源Ｖ２の正の電源端子Ｖ２＋と負の電源端子Ｖ２−との間にプッシュプル回路Ｐ２の両端が電源選択回路６を介して接続されている。つまり電源Ｖ１および電源Ｖ２がプッシュプル回路Ｐ２の両端に電源選択回路６を介して接続されている。抵抗Ｒ１の一端はスイッチング素子ＳＷ３又はスイッチング素子ＳＷ４の制御端子に接続され、他端がプッシュプル回路Ｐ２の出力端子に接続されている。
【００２０】
ここで電源Ｖ１，Ｖ２の電圧は電源Ｖ２の方が高く、電源端子Ｖ１＋は電源端子Ｖ２＋より電位が低く、電源端子Ｖ１−は電源端子Ｖ２−より電位が高く設定されている。また、電源Ｖ１の電圧は制御周波数が５０〜６０Ｈｚである通常モードにおいて、発熱が許容される範囲で放射ノイズを最低にするように設定されている。電源Ｖ２の電圧は制御周波数が４０ｋＨｚ程度である電流制限モードにおいて、放射ノイズが許容される範囲で発熱を最低にするように設定されている。
【００２１】
プッシュプル回路とは一般に２つのトランジスタ等から構成され、スイッチング素子の駆動回路として使用する場合、２つのトランジスタ等のうちどちらか一方を動作させることにより、スイッチング素子の制御端子に電荷を供給したり又は制御端子から電荷を引き抜いたりする。本実施の形態においてプッシュプル回路Ｐ１はｎｐｎ型トランジスタＴｒ１１とｐｎｐ型トランジスタＴｒ１２から構成されている。同様にプッシュプル回路Ｐ２はｎｐｎ型トランジスタＴｒ２１とｐｎｐ型トランジスタＴｒ２２から構成されている。
【００２２】
電源選択回路６はダイオードＤｉ１，Ｄｉ２とトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４から構成されている。ダイオードＤｉ１はアノードが電源端子Ｖ１＋に接続され、カソードがトランジスタＴｒ２１のコレクタに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタＴｒ２３はエミッタが電源端子Ｖ２＋に接続され、ベースが制御回路５に接続され、コレクタがトランジスタＴｒ２１のコレクタに接続されている。またダイオードＤｉ２はカソードが電源端子Ｖ１−に接続され、アノードがトランジスタＴｒ２２のコレクタに接続されている。ｎｐｎ型トランジスタＴｒ２４はエミッタが電源端子Ｖ２−に接続され、ベースが制御回路５に接続され、コレクタがトランジスタＴｒ２２のコレクタに接続されている。
【００２３】
次に上記のように構成された実施の形態の作用について説明する。
本実施の形態では、制御回路５はスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４に対する駆動モードとして通常モードと電流制限モードを備え、制御周波数に応じて切り換える。制御周波数とは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を駆動させる周波数のことである。通常モードとは、基本動作を行う駆動モードである。電流制限モードとは、大電流による回路破壊を防ぎ、かつ出力を完全に止めずに予め定められた値の電流を供給する駆動モードである。本実施例では、通常モードの制御周波数は商用交流と同じく５０〜６０Ｈｚであり、電流制限モードの制御周波数は４０ｋＨｚ程度である。使用頻度は通常モードが圧倒的に多く、電流制限モードは緊急時のみであるため使用頻度は少ない。
【００２４】
はじめに通常モードについて説明する。過電流検出装置７から制御回路５に過電流検出信号の出力がないと、制御回路５は駆動回路Ｄ１，Ｄ２を通常モードで動作させる。即ちスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御周波数は５０〜６０Ｈｚである。なおスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御周波数も同じく５０〜６０Ｈｚである。
【００２５】
通常モードでは制御回路５はスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のプッシュプル回路Ｐ２にはオン・オフ制御信号を送り、電源選択回路６のトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４にはオフ状態を保持する制御信号を送ることで電源Ｖ１を選択している。また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の駆動回路Ｄ１にはオン・オフ制御信号を送る。
【００２６】
ここでオン・オフ信号について説明する。制御回路５は制御周波数に合わせてスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ４を同時にオン状態にし、スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３は同時にオフ状態にする。また制御回路５は次の周期でスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ４を同時にオフ状態にし、スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３は同時にオン状態にする。つまりスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の組と、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３の組が交互にオン・オフされる。その結果、直流電源Ｅの直流が交流に変換され、出力部３のフィルターを介して出力される。
【００２７】
スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の駆動回路Ｄ１のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２の制御マトリックスを表１に示す。
【００２８】
【表１】

スイッチング素子ＳＷ１をオンにする時はトランジスタＴｒ１１をオンしてトランジスタＴｒ１２をオフして、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子に電源端子Ｖ０＋から電荷を供給する。スイッチング素子ＳＷ１をオフにする時はトランジスタＴｒ１１をオフしてトランジスタＴｒ１２をオンして、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子から電源端子Ｖ０−へ電荷を引き抜く。スイッチング素子ＳＷ２も同様に、表１に従って作動するので説明を省略する。
【００２９】
スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２，Ｔｒ２３，Ｔｒ２４の制御マトリックスを表２に示す。
【００３０】
【表２】

スイッチング素子ＳＷ３をオンにする時はトランジスタＴｒ２１をオンしてトランジスタＴｒ２２をオフして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子に電源端子Ｖ１＋から電荷を供給する。スイッチング素子ＳＷ３をオフにする時はトランジスタＴｒ２１をオフしてトランジスタＴｒ２２をオンして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子から電源端子Ｖ１−へ電荷を引き抜く。通常モードではトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４はオフ状態で保持される。
【００３１】
なお、電源Ｖ１の電圧は電源端子Ｖ１＋は電源端子Ｖ２＋より電位が低く、電源端子Ｖ１−は電源端子Ｖ２−より電位が高く、発熱が許容される範囲で放射ノイズを最低にするように設定されている。よって電源Ｖ２を用いた場合より、制御電圧の変化速度は緩やかである。従って１回のスイッチングでの損失は大きいが、放射ノイズが低く抑えられる。なお、通常モードの制御周波数は電流制限モードに比較して非常に低い、つまりスイッチング回数が非常に少ないので、全体として発熱は少ない。スイッチング素子ＳＷ４も同様に、表２に従って作動するので説明を省略する。
【００３２】
次に電流制限モードについて説明する。出力部３に定格以上の負荷回路が接続されると、Ｈブリッジ回路２の出力部３に大電流が流れようとする。その場合、過電流検出装置７から制御回路５へ過電流検出信号が出力されて、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４に対する駆動モードが電流制限モードに切り換えられる。即ちスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御周波数は４０ｋＨｚ程度になり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御周波数は５０〜６０Ｈｚのままである。
【００３３】
電流制限モードでは制御回路５はスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のプッシュプル回路Ｐ２にはオン・オフ制御信号を送り、電源選択回路６のトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４へもオン・オフ制御信号を送ることで電源Ｖ２を選択している。また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の駆動回路Ｄ１にはオン・オフ制御信号を送る。
【００３４】
ここでオン・オフ信号について説明する。制御回路５は通常モードの制御周波数に合わせてスイッチング素子ＳＷ１をオン状態にし、同時に電流制限モードの制御周波数でスイッチング素子ＳＷ４をオン・オフする。その時スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３は同時にオフ状態にする。また制御回路５は通常モードの制御周波数の次の周期でスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ４を同時にオフ状態にする。その時スイッチング素子ＳＷ２をオン状態にし、同時に電流制限モードの制御周波数でスイッチング素子ＳＷ３をオン・オフする。
【００３５】
つまりスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２を５０〜６０Ｈｚで交互にオン・オフする。一方、スイッチング素子ＳＷ４をスイッチング素子ＳＷ１がオンの時に４０ｋＨｚ程度でオン・オフし、スイッチング素子ＳＷ１がオフの時にオフする。また、スイッチング素子ＳＷ３をスイッチング素子ＳＷ２がオンの時に４０ｋＨｚ程度でオン・オフし、スイッチング素子ＳＷ２がオフの時にオフする。
【００３６】
よって、電流制限モードのスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御周波数に応じて、フィルターを構成するリアクトルのインダクタンスを適当に選ぶことにより、当該リアクトルにより出力電流が制限され、回路破壊を防ぐことが可能となる。
【００３７】
スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２，Ｔｒ２３，Ｔｒ２４の制御マトリックスを表３に示す。
【００３８】
【表３】

スイッチング素子ＳＷ３をオンにする時は、トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２３をオンしてトランジスタＴｒ２２，Ｔｒ２４をオフして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子に電源端子Ｖ２＋から電荷を供給する。スイッチング素子ＳＷ３をオフにする時はトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２３をオフしてトランジスタＴｒ２２，Ｔｒ２４をオンして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子から電源端子Ｖ２−へ電荷を引き抜く。
【００３９】
なお、電源Ｖ２の電圧は電源端子Ｖ２＋は電源端子Ｖ１＋より電位が高く、電源端子Ｖ２−は電源端子Ｖ１−より電位低く、放射ノイズが許容される範囲で発熱を最低にするように設定されている。よって電源Ｖ１を用いた場合より、制御電圧の変化速度は急激である。従ってスイッチングでの放射ノイズは大きいが、発熱が低く抑えられる。なお、電流制限モードの使用頻度は通常モードに比較して非常に低いので、全体として放射ノイズは少ない。スイッチング素子ＳＷ４も同様に、表３に従って作動するので説明を省略する。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の駆動回路Ｄ１については通常モードと同様に作動するので説明を省略する。
【００４０】
この実施の形態では以下の効果を有する。
（１）スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動は、通常モードでは電圧の低い電源Ｖ１を選択して行われ、電流制限モードでは電圧の高い電源Ｖ２を選択して行われる。つまり低い電圧の電源Ｖ１を選択した場合、高い電圧の電源Ｖ２を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が少なく、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御電圧の変化速度が緩やかになる。高い電圧の電源Ｖ２を選択した場合、低い電圧の電源Ｖ１を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が多く、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御電圧の変化速度が急激になる。従って、駆動モードに適した制御電圧の変化速度でスイッチングができ放射ノイズ又は発熱を抑制できる。又、設計の自由度が大きくなる。
【００４１】
（２）プッシュプル回路Ｐ１，Ｐ２はそれぞれトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２及びトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２から構成されている。また、駆動回路Ｄ１はプッシュプル回路Ｐ１と抵抗Ｒ１から構成されている。抵抗Ｒ１の一端はスイッチング素子ＳＷ１又はスイッチング素子ＳＷ２の制御端子（ゲート）に接続され、他端がプッシュプル回路Ｐ１の出力端子に接続されている。また、駆動回路Ｄ２はプッシュプル回路Ｐ２と抵抗Ｒ１と電源選択回路６から構成されている。抵抗Ｒ１の一端はスイッチング素子ＳＷ３又はスイッチング素子ＳＷ４の制御端子に接続され、他端がプッシュプル回路Ｐ２の出力端子に接続されている。さらに駆動回路Ｄ２を構成する電源選択回路６はトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４とダイオードＤｉ１，Ｄｉ２から構成されている。従ってＩＣ化が容易である。
【００４２】
（３）制御回路５は制御周波数に応じて駆動モードを切り換えている。つまり、制御周波数が５０〜６０Ｈｚでは通常モードを適用し、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動は低い電圧の電源Ｖ１を選択している。つまり高い電圧の電源Ｖ２を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が少なく、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御電圧の変化速度が緩やかになり、放射ノイズを抑制している。制御周波数４０ｋＨｚ程度では電流制限モードを適用し、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動は高い電圧の電源Ｖ２を選択している。つまり低い電圧の電源Ｖ１を選択した場合よりも単位時間あたりの電荷通過量が多く、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の制御電圧の変化速度が急激になり、発熱を抑制している。従って、制御周波数に適した制御電圧の変化速度でスイッチングすることができ放射ノイズ又は発熱を抑制できる。
【００４３】
（４）スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４はＨブリッジ回路２の接地側に設けられている。従って、ＡＣインバータ１の回路が組み易い。
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態を図４に従って説明する。この実施の形態においては、駆動回路Ｄ２の構成が大きく異なっている。前記の実施の形態と同様な部分は同一符号を付して詳しい説明を省略する。
【００４４】
図４に示すように、駆動回路Ｄ２は２つの電源Ｖ１，Ｖ２と同数の２つのプッシュプル回路Ｐ３，Ｐ４と抵抗Ｒ１から構成されている。プッシュプル回路Ｐ３の両端には電源端子Ｖ１＋，Ｖ１−が接続されている。プッシュプル回路Ｐ４の両端には電源端子Ｖ２＋，Ｖ２−が接続されている。抵抗Ｒ１の一端がスイッチング素子ＳＷ３又はスイッチング素子ＳＷ４の制御端子に接続され、他端がプッシュプル回路Ｐ３の出力端子とプッシュプル回路Ｐ４の出力端子との交点に接続されている。つまりプッシュプル回路Ｐ３とプッシュプル回路Ｐ４は並列に接続されている。
【００４５】
プッシュプル回路Ｐ３はｎｐｎ型トランジスタＴｒ３１と、ｐｎｐ型トランジスタＴｒ３２と、トランジスタＴｒ３１のコレクタにカソードが接続されたダイオードＤｉ３と、トランジスタＴｒ３２のコレクタにアノードが接続されたダイオードＤｉ４とから構成されている。プッシュプル回路Ｐ４はｎｐｎ型トランジスタＴｒ４１とｐｎｐ型トランジスタＴｒ４２から構成されている。
【００４６】
ダイオードＤｉ３，Ｄｉ４は、プッシュプル回路Ｐ４の動作時に、電源Ｖ１と電源Ｖ２の電圧差が大きいときに、トランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２のコレクタ−エミッタ間の逆耐圧を超えて電流が電源Ｖ２から電源Ｖ１へ流れ込むのを防止する。
【００４７】
次に上記のように構成された実施の形態の作用について説明する。駆動回路Ｄ１は第１の実施の形態と同様であるので説明を省略する。
はじめに通常モードについて説明する。制御回路５はスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のプッシュプル回路Ｐ３にはオン・オフ制御信号を送り、プッシュプル回路Ｐ４にはオフ状態を保持する制御信号を送ることで電源Ｖ１を選択している。
【００４８】
スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２，Ｔｒ４１，Ｔｒ４２の制御マトリックスを表４に示す。
【００４９】
【表４】

スイッチング素子ＳＷ３をオンにする時はトランジスタＴｒ３１をオンしてトランジスタＴｒ３２をオフして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子に電源端子Ｖ１＋から電荷を供給する。スイッチング素子ＳＷ３をオフにする時はトランジスタＴｒ３１をオフしてトランジスタＴｒ３２をオンして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子から電源端子Ｖ１−へ電荷を引き抜く。通常モードではトランジスタＴｒ４１，Ｔｒ４２はオフ状態で保持される。スイッチング素子ＳＷ４も同様に、表４に従って作動するので説明を省略する。
【００５０】
次に電流制限モードについて説明する。電流制限モードでは制御回路５はスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のプッシュプル回路Ｐ３にはオフ状態を保持する制御信号を送り、プッシュプル回路Ｐ４にはオン・オフ制御信号を送ることで電源Ｖ２を選択している。
【００５１】
スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路Ｄ２のトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２，Ｔｒ４１，Ｔｒ４２の制御マトリックスを表５に示す。
【００５２】
【表５】

スイッチング素子ＳＷ３をオンにする時はトランジスタＴｒ４１をオンしてトランジスタＴｒ４２をオフして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子に電源端子Ｖ２＋から電荷を供給する。スイッチング素子ＳＷ３をオフにする時はトランジスタＴｒ４１をオフしてトランジスタＴｒ４２をオンして、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子から電源端子Ｖ２−へ電荷を引き抜く。電流制限モードではトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２はオフ状態で保持される。スイッチング素子ＳＷ４も同様に、表５に従って作動するので説明を省略する。
【００５３】
この実施の形態では前記実施の形態の（１），（３），（４）と同様な効果を有する他に、以下の効果を有する。
（５）プッシュプル回路Ｐ３とプッシュプル回路Ｐ４が並列に接続されている。従って、回路がより単純である。
【００５４】
実施の形態は前記に限らず、例えば次のように構成してもよい。
○ 駆動回路Ｄ１の抵抗Ｒ１と駆動回路Ｄ２の抵抗Ｒ１は抵抗値が同じでなくてもよい。通常モードで発熱が許容される範囲で放射ノイズを抑えられる抵抗値であればよい。
【００５５】
○ 通常モードでしか駆動しないスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を駆動させるのはプッシュプル回路でなくてもよい。
○ １つのスイッチング素子に対して抵抗は１つに限らない。例えば図５（ａ）に示すように抵抗値の違う２つの抵抗Ｒａ，ＲｂをそれぞれダイオードＤｉを介して並列に接続してもよい。即ち、スイッチング素子をオンする時に使用する抵抗ＲａにはダイオードＤｉのアノードをプッシュプル回路側にして接続し、スイッチング素子をオフする時に使用する抵抗ＲｂにはダイオードＤｉのカソードをプッシュプル回路側にして接続する。また、図５（ｂ）に示すように並列に接続された２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂのうち、一方の抵抗ＲａにだけダイオードＤｉを接続してもよい。また、制御回路５を工夫することで図５（ｃ）に示すように抵抗Ｒａ，Ｒｂを接続してもよい。
【００５６】
○ 第１の実施の形態において電流制限モードでトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４にはオン状態を保持する制御信号を送ってもよい。つまり表３に替えて表６のように制御してもよい。
【００５７】
【表６】

○ 駆動モードは２種類でなくてもよい。例えば３種類とした場合、電圧の異なる３つの電源を駆動回路Ｄ２に接続して駆動モードにより電源を１つ選択して駆動させてもよい。４種類以上でも、駆動モードの数に応じて電源の数、電源選択回路又はプッシュプル回路の数、制御マトリックスを変更すればよい。従って、回路設計の自由度がさらに大きくなる。
【００５８】
○ スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限らない。例えばＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタでもよい。
○ 駆動装置としてＡＣインバータのＨブリッジ回路に用いられるものに限らない。例えばスイッチング素子を用いた電源装置に用いてもよい。また、モータのチョッピング制御を行うスイッチング素子の駆動装置に用いてもよい。
【００５９】
○ 駆動モードは制御周波数に応じて切り換えられるものに限らない。例えば任意にモータ回転数を変更する様なチョッピング制御を行うスイッチング素子に用いた場合、モーターの回転数に応じて手動で適した駆動モードに切り換えてもよい。
【００６０】
○ 電圧の異なる複数の電源に接続されたスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４はＨブリッジ回路２のスイッチング素子のうち接地側に接続されているものに限らない。例えば直流電源Ｅの正極側に接続されたスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に複数の電源を備えた駆動回路Ｄ２を接続し、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４にそれぞれ１個の電源を備えた駆動回路Ｄ１を接続してもよい。また、全てのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４に複数の電源を備えた駆動回路Ｄ２を接続してもよい。
【００６１】
前記実施の形態から把握できる技術的思想（発明）について以下に記載する。（１）前記駆動回路が、前記電源の２倍の数のトランジスタと、前記トランジスタの数より２つ少ないダイオードと、抵抗とから構成される請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
【００６２】
（２）前記プッシュプル回路のうち、最も電圧が高い電源に接続されたプッシュプル回路を除いたプッシュプル回路がそれぞれ２つのダイオードを備え、前記ダイオードが該プッシュプル回路の両端に接続されている請求項３に記載のスイッチング素子の駆動装置
（３）前記通常モードが商用交流周波数であり、前記電流制限モードは通常モードの百倍以上の周波数である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳述したように、各請求項に記載の発明によれば、設計の自由度を大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態におけるＡＣインバータの回路図。
【図２】スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の駆動回路図。
【図３】スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路図。
【図４】第２の実施の形態におけるスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の駆動回路図。
【図５】（ａ）〜（ｃ）は別の実施形態における駆動回路の抵抗の接続を示す回路図。
【図６】従来の駆動回路図。
【符号の説明】
１…ＡＣインバータ、２…Ｈブリッジ回路、４…駆動装置、５…制御回路、６…電源選択回路、７…過電流検出装置、Ｄ１，Ｄ２…駆動回路、Ｐ１〜Ｐ４…プッシュプル回路、Ｒ１，Ｒａ，Ｒｂ…抵抗、ＳＷ１〜ＳＷ４…スイッチング素子、Ｖ０＋，Ｖ１＋，Ｖ２＋…電源の正の電源端子、Ｖ０−，Ｖ１−，Ｖ２−…電源の負の電源端子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving device for a switching element.
[0002]
[Prior art]
A driving device for driving a switching element drives a switching element such as a MOSFET (MOS field effect transistor), a bipolar transistor, or an IGBT by a signal from a control circuit, and is widely used for an inverter device, a switching power supply, and the like. For example, in the switching circuit as shown in FIG. 6, when the driving device 10 supplies electric charges to the control terminal (gate) 11g of the switching element 11 and makes the control voltage Vgs higher than a certain value, the current Id is generated between the drain 11d and the source 11s. Flowing. Further, when the driving device 10 pulls out the electric charge from the control terminal 11g and makes the control voltage Vgs below a certain value, the current Id stops. Thus, the current Id can be controlled by controlling the control voltage Vgs.
[0003]
Here, if the change speed of the control voltage Vgs is abrupt, a surge is generated between the drain 11d and the source 11s mainly due to the influence of the inductance component L of the load circuit, destroying the element itself or adversely affecting external electronic equipment. Radiation noise is generated.
[0004]
Conventionally, in order to suppress the surge voltage, a measure has been taken to connect the resistor R having an appropriate resistance value to the control terminal 11g to moderate the change rate of the control voltage Vgs during switching. Here, the change rate of the control voltage Vgs becomes slower as the resistance value of the resistor R is larger.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the resistance value of the resistor R connected to the control terminal 11g is increased, the effect of suppressing the surge voltage is increased, but the loss in the switching element 11 is increased and heat generation becomes a problem. That is, the surge voltage and heat generation have a trade-off relationship.
[0006]
On the other hand, depending on the usage of the switching element, there may be a mixture of an operation mode in which heat generation is allowed to some extent and radiation noise is suppressed, and an operation mode in which radiation noise is allowed to some extent and heat generation is suppressed. It was. In such a case, the resistance value of the resistor R is set so that both radiation noise and heat generation are within an allowable range in both operation modes. For this reason, there are problems in that the degree of freedom in design is small, the resistance value is difficult to set, and the original switching performance cannot be obtained.
[0007]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a driving device for a switching element capable of increasing the degree of design freedom.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 includes a drive circuit for driving a switching element, and the drive circuit is connected to a plurality of power supplies having different voltages, and the power supply is controlled by a predetermined control frequency . the provided with one control circuit selects and operates the drive circuit, the switching element is driven by a plurality of control frequency, is so that configure switches the power in response to said control frequency, and increased the control frequency In some cases, the power supply is switched to a high voltage power supply .
[0009]
When a high voltage power supply is selected, the amount of charge passing per unit time is larger than when a low voltage is selected, and the change rate of the control voltage of the switching element becomes rapid. This is the same as connecting a resistor having a small resistance value. When a low-voltage power supply is selected, the amount of charge passing per unit time is smaller than when a high voltage is selected, and the switching element control voltage changes more slowly. This is the same as connecting a resistor having a large resistance value. Therefore, switching can be performed at a change rate of the control voltage suitable for the control frequency .
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the drive circuit includes one push-pull circuit, a resistor, and a power source selection circuit, and the power source is provided at both ends of the push-pull circuit. Connected via the power supply selection circuit, one end of the resistor is connected to the control terminal of the switching element, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit. Therefore, the drive circuit can be easily integrated.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the drive circuit includes a resistor and the same number of push-pull circuits as the plurality of power supplies, and the plurality of power supplies are the push-pull circuit. One end of each resistor is connected to each one of the push-pull circuits, one end of the resistor is connected to the control terminal of the switching element, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit. The circuit is therefore simple.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the first to third aspects, the control circuit is switched to a plurality of drive modes that are switched according to a control frequency for driving the switching element. And one of the power supplies is selected according to the drive mode switched according to the control frequency to operate the drive circuit . Therefore, switching can be performed at a change rate of the control voltage suitable for the drive mode .
[0013]
The invention according to claim 5 is the invention according to claim 4, wherein the switching element is a switching element constituting an H-bridge circuit, and the control circuit has a normal mode and the H as the drive mode. A current limiting mode for limiting a current flowing in the output unit of the bridge circuit . Therefore, switching can be performed at a change rate of the control voltage according to the use mode of the H-bridge circuit.
[0014]
According to a sixth aspect of the invention, in the fifth aspect of the invention, the power source is switched to a first voltage power source in the normal mode, and the power source is higher than the first voltage in the current limit mode. Switch to the power supply of 2 voltage.
The invention according to claim 7 is the switching element according to

claim

5 or 6, wherein the switching element is two switching elements connected to the ground side among the switching elements constituting the H bridge circuit. . Therefore, it is easy to assemble an H-bridge circuit capable of switching at a control voltage changing speed according to the use mode.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is embodied as a drive device for driving an H bridge circuit of an AC inverter will be described with reference to FIGS.
[0016]
As shown in FIG. 1, the AC inverter 1 includes an H bridge circuit 2 having switching elements SW <b> 1 to SW <b> 4 and an output unit 3, a drive device 4, and an overcurrent detection device 7. The H bridge circuit 2 is connected to a DC power source E. Each switching element SW1 to SW4 uses an n-channel MOSFET. The switching elements SW1 and SW2 are two switching elements connected to the DC power supply E side among the switching elements of the H-bridge circuit 2, each having a drain connected to the positive electrode of the DC power supply E and a source connected to the output unit 3. Has been. The switching elements SW3 and SW4 are two switching elements connected to the ground side among the switching elements of the H-bridge circuit 2, each having a drain connected to the output unit 3, and a source connected to the direct current via the overcurrent detection device 7. The power source E is connected to the negative electrode (ground side). A capacitor and a reactor constituting a filter are connected to the output unit 3. The basic operation of the H-bridge circuit 2 is to output an alternating voltage from the output unit 3 by alternately turning on and off the group of switching elements SW1 and SW3 and the group of switching elements SW2 and SW4.
[0017]
The drive device 4 includes a drive circuit D1 connected to gates that are control terminals of the switching elements SW1 and SW2, a drive circuit D2 connected to gates that are the control terminals of the switching elements SW3 and SW4, and a drive circuit D1. , D2 and a control circuit 5 connected to D2.
[0018]
The control circuit 5 includes a microcomputer (not shown), and stores a normal mode and a current limit mode as drive modes for the switching elements SW3 and SW4. On the other hand, only the normal mode is stored as the drive mode for the switching elements SW1 and SW2. The control circuit 5 is connected to the overcurrent detection device 7.
[0019]
As shown in FIG. 2, the drive circuit D1 includes a push-pull circuit P1 and a resistor R1. Both ends of the push-pull circuit P1 are connected between a positive power supply terminal V0 + and a negative power supply terminal V0− of the power supply V0. That is, the power source V0 is connected to both ends of the push-pull circuit P1. One end of the resistor R1 is connected to the control terminal (gate) of the switching element SW1 or switching element SW2, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit P1. On the other hand, as shown in FIG. 3, the drive circuit D2 includes a push-pull circuit P2, a resistor R1, and a power supply selection circuit 6. Both ends of the push-pull circuit P2 are connected via the power supply selection circuit 6 between the positive power supply terminal V1 + and the negative power supply terminal V1- of the power supply V1 and between the positive power supply terminal V2 + of the power supply V2 and the negative power supply terminal V2-. It is connected. That is, the power supply V1 and the power supply V2 are connected to both ends of the push-pull circuit P2 via the power supply selection circuit 6. One end of the resistor R1 is connected to the control terminal of the switching element SW3 or the switching element SW4, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit P2.
[0020]
Here, the voltages of the power sources V1 and V2 are higher in the power source V2, the potential of the power source terminal V1 + is lower than that of the power source terminal V2 +, and the potential of the power source terminal V1- is set higher than that of the power source terminal V2-. Further, the voltage of the power source V1 is set so as to minimize the radiation noise within a range in which heat generation is allowed in the normal mode in which the control frequency is 50 to 60 Hz. The voltage of the power source V2 is set so as to minimize heat generation in a range where radiation noise is allowed in the current limit mode in which the control frequency is about 40 kHz.
[0021]
A push-pull circuit is generally composed of two transistors and the like, and when used as a driving circuit for a switching element, by operating either one of the two transistors or the like, a charge is supplied to the control terminal of the switching element. Or the electric charge is pulled out from the control terminal. In the present embodiment, the push-pull circuit P1 includes an npn transistor Tr11 and a pnp transistor Tr12. Similarly, the push-pull circuit P2 includes an npn transistor Tr21 and a pnp transistor Tr22.
[0022]
The power supply selection circuit 6 includes diodes Di1 and Di2 and transistors Tr23 and Tr24. The diode Di1 has an anode connected to the power supply terminal V1 + and a cathode connected to the collector of the transistor Tr21. The pnp transistor Tr23 has an emitter connected to the power supply terminal V2 +, a base connected to the control circuit 5, and a collector connected to the collector of the transistor Tr21. The diode Di2 has a cathode connected to the power supply terminal V1- and an anode connected to the collector of the transistor Tr22. The npn transistor Tr24 has an emitter connected to the power supply terminal V2-, a base connected to the control circuit 5, and a collector connected to the collector of the transistor Tr22.
[0023]
Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described.
In the present embodiment, the control circuit 5 has a normal mode and a current limit mode as drive modes for the switching elements SW3 and SW4, and switches according to the control frequency. The control frequency is a frequency for driving the switching elements SW1 to SW4. The normal mode is a drive mode that performs basic operations. The current limiting mode is a driving mode that prevents a circuit from being damaged by a large current and supplies a current having a predetermined value without completely stopping the output. In this embodiment, the control frequency in the normal mode is 50 to 60 Hz as in the commercial alternating current, and the control frequency in the current limit mode is about 40 kHz. The normal mode is overwhelmingly frequently used, and the current limit mode is only in an emergency, so the frequency of use is low.
[0024]
First, the normal mode will be described. If no overcurrent detection signal is output from the overcurrent detection device 7 to the control circuit 5, the control circuit 5 operates the drive circuits D1 and D2 in the normal mode. That is, the control frequency of the switching elements SW3 and SW4 is 50 to 60 Hz. The control frequency of the switching elements SW1 and SW2 is also 50 to 60 Hz.
[0025]
In the normal mode, the control circuit 5 sends an on / off control signal to the push-pull circuit P2 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3 and SW4, and a control signal for holding the off state to the transistors Tr23 and Tr24 of the power supply selection circuit 6. The power source V1 is selected by sending. Further, an on / off control signal is sent to the drive circuit D1 of the switching elements SW1 and SW2.
[0026]
Here, the on / off signal will be described. The control circuit 5 simultaneously turns on the switching element SW1 and the switching element SW4 according to the control frequency, and simultaneously turns off the switching element SW2 and the switching element SW3. The control circuit 5 simultaneously turns off the switching element SW1 and the switching element SW4 in the next cycle, and simultaneously turns on the switching element SW2 and the switching element SW3. That is, the group of switching elements SW1 and SW4 and the group of switching elements SW2 and SW3 are alternately turned on / off. As a result, the direct current of the direct current power source E is converted into alternating current and output through the filter of the output unit 3.
[0027]
Table 1 shows a control matrix of the transistors Tr11 and Tr12 of the drive circuit D1 of the switching elements SW1 and SW2.
[0028]
[Table 1]

When the switching element SW1 is turned on, the transistor Tr11 is turned on and the transistor Tr12 is turned off, and the charge is supplied from the power supply terminal V0 + to the control terminal of the switching element SW1. When the switching element SW1 is turned off, the transistor Tr11 is turned off and the transistor Tr12 is turned on, and the charge is drawn from the control terminal of the switching element SW1 to the power supply terminal V0−. Similarly, since the switching element SW2 operates according to Table 1, the description thereof is omitted.
[0029]
Table 2 shows a control matrix of the transistors Tr21, Tr22, Tr23, Tr24 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3, SW4.
[0030]
[Table 2]

When the switching element SW3 is turned on, the transistor Tr21 is turned on and the transistor Tr22 is turned off, and the charge is supplied from the power supply terminal V1 + to the control terminal of the switching element SW3. When the switching element SW3 is turned off, the transistor Tr21 is turned off and the transistor Tr22 is turned on, and the charge is drawn from the control terminal of the switching element SW3 to the power supply terminal V1-. In the normal mode, the transistors Tr23 and Tr24 are held off.
[0031]
The voltage of the power supply V1 is set so that the power supply terminal V1 + has a lower potential than the power supply terminal V2 +, the power supply terminal V1- has a higher potential than the power supply terminal V2-, and minimizes radiation noise within a range where heat generation is allowed. ing. Therefore, the change rate of the control voltage is slower than when the power supply V2 is used. Therefore, although the loss in one switching is large, radiation noise can be kept low. Note that the control frequency in the normal mode is very low as compared with the current limit mode, that is, the number of times of switching is very small, so that the overall heat generation is small. Similarly, the switching element SW4 operates according to Table 2 and will not be described.
[0032]
Next, the current limiting mode will be described. When a load circuit that exceeds the rating is connected to the output unit 3, a large current tends to flow through the output unit 3 of the H-bridge circuit 2. In that case, an overcurrent detection signal is output from the overcurrent detection device 7 to the control circuit 5, and the drive mode for the switching elements SW3 and SW4 is switched to the current limiting mode. That is, the control frequency of the switching elements SW3 and SW4 is about 40 kHz, and the control frequency of the switching elements SW1 and SW2 remains 50-60 Hz.
[0033]
In the current limit mode, the control circuit 5 sends an on / off control signal to the push-pull circuit P2 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3 and SW4, and sends an on / off control signal to the transistors Tr23 and Tr24 of the power supply selection circuit 6. Thus, the power supply V2 is selected. Further, an on / off control signal is sent to the drive circuit D1 of the switching elements SW1 and SW2.
[0034]
Here, the on / off signal will be described. The control circuit 5 turns on the switching element SW1 in accordance with the control frequency in the normal mode, and simultaneously turns on / off the switching element SW4 at the control frequency in the current limit mode. At that time, the switching element SW2 and the switching element SW3 are simultaneously turned off. Further, the control circuit 5 simultaneously turns off the switching element SW1 and the switching element SW4 in the next cycle of the control frequency in the normal mode. At that time, the switching element SW2 is turned on, and at the same time, the switching element SW3 is turned on / off at the control frequency in the current limiting mode.
[0035]
That is, the switching element SW1 and the switching element SW2 are alternately turned on / off at 50 to 60 Hz. On the other hand, the switching element SW4 is turned on / off at about 40 kHz when the switching element SW1 is on, and is turned off when the switching element SW1 is off. Further, the switching element SW3 is turned on / off at about 40 kHz when the switching element SW2 is on, and is turned off when the switching element SW2 is off.
[0036]
Therefore, by appropriately selecting the inductance of the reactor constituting the filter in accordance with the control frequency of the switching elements SW3 and SW4 in the current limiting mode, the output current is limited by the reactor, and the circuit can be prevented from being destroyed. .
[0037]
Table 3 shows a control matrix of the transistors Tr21, Tr22, Tr23, Tr24 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3, SW4.
[0038]
[Table 3]

When the switching element SW3 is turned on, the transistors Tr21 and Tr23 are turned on, the transistors Tr22 and Tr24 are turned off, and the charge is supplied from the power supply terminal V2 + to the control terminal of the switching element SW3. When the switching element SW3 is turned off, the transistors Tr21 and Tr23 are turned off, the transistors Tr22 and Tr24 are turned on, and the charge is extracted from the control terminal of the switching element SW3 to the power supply terminal V2-.
[0039]
The voltage of the power supply V2 is set so that the power supply terminal V2 + is higher in potential than the power supply terminal V1 +, the power supply terminal V2- is lower in potential than the power supply terminal V1-, and the heat generation is minimized within a range where radiation noise is allowed. Yes. Therefore, the change speed of the control voltage is more rapid than when the power supply V1 is used. Accordingly, radiation noise in switching is large, but heat generation can be suppressed low. In addition, since the frequency of use of the current limit mode is very low compared to the normal mode, there is little radiation noise as a whole. Similarly, the switching element SW4 operates according to Table 3 and will not be described. Since the drive circuit D1 of the switching elements SW1 and SW2 operates in the same manner as in the normal mode, description thereof is omitted.
[0040]
This embodiment has the following effects.
(1) The switching elements SW3 and SW4 are driven by selecting the power source V1 having a low voltage in the normal mode, and by selecting the power source V2 having a high voltage in the current limit mode. That is, when the low-voltage power supply V1 is selected, the amount of charge passing per unit time is smaller than when the high-voltage power supply V2 is selected, and the change speed of the control voltage of the switching elements SW3 and SW4 becomes gradual. When the high-voltage power supply V2 is selected, the amount of charge passing per unit time is larger than when the low-voltage power supply V1 is selected, and the change rate of the control voltage of the switching elements SW3 and SW4 becomes rapid. Therefore, switching can be performed at a change rate of the control voltage suitable for the drive mode, and radiation noise or heat generation can be suppressed. In addition, the degree of freedom in design increases.
[0041]
(2) The push-pull circuits P1, P2 are composed of transistors Tr11, Tr12 and transistors Tr21, Tr22, respectively. The drive circuit D1 includes a push-pull circuit P1 and a resistor R1. One end of the resistor R1 is connected to the control terminal (gate) of the switching element SW1 or switching element SW2, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit P1. The drive circuit D2 includes a push-pull circuit P2, a resistor R1, and a power supply selection circuit 6. One end of the resistor R1 is connected to the control terminal of the switching element SW3 or the switching element SW4, and the other end is connected to the output terminal of the push-pull circuit P2. Further, the power supply selection circuit 6 constituting the drive circuit D2 is composed of transistors Tr23 and Tr24 and diodes Di1 and Di2. Therefore, it is easy to make an IC.
[0042]
(3) The control circuit 5 switches the drive mode according to the control frequency. That is, the normal mode is applied when the control frequency is 50 to 60 Hz, and the power source V1 having a low voltage is selected for driving the switching elements SW3 and SW4. That is, the amount of charge passing per unit time is smaller than when the high-voltage power supply V2 is selected, the change speed of the control voltage of the switching elements SW3 and SW4 is moderate, and radiation noise is suppressed. At a control frequency of about 40 kHz, the current limiting mode is applied, and the switching elements SW3 and SW4 are driven by selecting the high voltage power source V2. That is, the amount of charge passing per unit time is larger than when the low-voltage power supply V1 is selected, the change rate of the control voltage of the switching elements SW3 and SW4 is abrupt, and heat generation is suppressed. Therefore, switching can be performed at a control voltage change rate suitable for the control frequency, and radiation noise or heat generation can be suppressed.
[0043]
(4) The switching elements SW3 and SW4 are provided on the ground side of the H bridge circuit 2. Therefore, the circuit of the AC inverter 1 can be easily assembled.
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment will be described with reference to FIG. In this embodiment, the configuration of the drive circuit D2 is greatly different. The same parts as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0044]
As shown in FIG. 4, the drive circuit D2 includes two push-pull circuits P3 and P4, which are the same number as the two power supplies V1 and V2, and a resistor R1. Power supply terminals V1 + and V1- are connected to both ends of the push-pull circuit P3. Power supply terminals V2 + and V2- are connected to both ends of the push-pull circuit P4. One end of the resistor R1 is connected to the control terminal of the switching element SW3 or the switching element SW4, and the other end is connected to the intersection of the output terminal of the push-pull circuit P3 and the output terminal of the push-pull circuit P4. That is, the push-pull circuit P3 and the push-pull circuit P4 are connected in parallel.
[0045]
The push-pull circuit P3 includes an npn transistor Tr31, a pnp transistor Tr32, a diode Di3 having a cathode connected to the collector of the transistor Tr31, and a diode Di4 having an anode connected to the collector of the transistor Tr32. The push-pull circuit P4 includes an npn transistor Tr41 and a pnp transistor Tr42.
[0046]
When the push-pull circuit P4 is operated, the diodes Di3 and Di4 exceed the reverse breakdown voltage between the collectors and emitters of the transistors Tr31 and Tr32 and the current flows from the power supply V2 to the power supply V1 when the voltage difference between the power supply V1 and the power supply V2 is large. Prevent inflow.
[0047]
Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described. Since the drive circuit D1 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
First, the normal mode will be described. The control circuit 5 selects the power source V1 by sending an on / off control signal to the push-pull circuit P3 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3 and SW4, and sending a control signal to hold the off state to the push-pull circuit P4. ing.
[0048]
Table 4 shows a control matrix of the transistors Tr31, Tr32, Tr41, Tr42 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3, SW4.
[0049]
[Table 4]

When the switching element SW3 is turned on, the transistor Tr31 is turned on and the transistor Tr32 is turned off, and the charge is supplied from the power supply terminal V1 + to the control terminal of the switching element SW3. When the switching element SW3 is turned off, the transistor Tr31 is turned off and the transistor Tr32 is turned on, and the charge is drawn from the control terminal of the switching element SW3 to the power supply terminal V1-. In the normal mode, the transistors Tr41 and Tr42 are held off. Similarly, the switching element SW4 operates according to Table 4 and will not be described.
[0050]
Next, the current limiting mode will be described. In the current limiting mode, the control circuit 5 sends a control signal for holding the off state to the push-pull circuit P3 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3 and SW4, and sends an on / off control signal to the push-pull circuit P4. V2 is selected.
[0051]
Table 5 shows a control matrix of the transistors Tr31, Tr32, Tr41, Tr42 of the drive circuit D2 of the switching elements SW3, SW4.
[0052]
[Table 5]

When the switching element SW3 is turned on, the transistor Tr41 is turned on and the transistor Tr42 is turned off, and the charge is supplied from the power supply terminal V2 + to the control terminal of the switching element SW3. When the switching element SW3 is turned off, the transistor Tr41 is turned off and the transistor Tr42 is turned on, and the charge is drawn from the control terminal of the switching element SW3 to the power supply terminal V2-. In the current limiting mode, the transistors Tr31 and Tr32 are held in the off state. Similarly, the switching element SW4 operates according to Table 5 and will not be described.
[0053]
This embodiment has the following effects in addition to the same effects as (1), (3), and (4) of the above embodiment.
(5) The push-pull circuit P3 and the push-pull circuit P4 are connected in parallel. Therefore, the circuit is simpler.
[0054]
The embodiment is not limited to the above, and may be configured as follows, for example.
The resistance value of the resistor R1 of the driving circuit D1 and the resistance R1 of the driving circuit D2 may not be the same. Any resistance value may be used as long as radiation noise can be suppressed within a range in which heat generation is allowed in the normal mode.
[0055]
O The push-pull circuit may not be driven to drive the switching elements SW1 and SW2 that are driven only in the normal mode.
○ The resistance is not limited to one for one switching element. For example, as shown in FIG. 5A, two resistors Ra and Rb having different resistance values may be connected in parallel via a diode Di. That is, the anode of the diode Di is connected to the push-pull circuit side to the resistor Ra used when the switching element is turned on, and the cathode of the diode Di is connected to the push-pull circuit side to the resistor Rb used when the switching element is turned off. Connect. Further, as shown in FIG. 5B, the diode Di may be connected to only one of the resistors Ra and Rb connected in parallel. Further, by devising the control circuit 5, the resistors Ra and Rb may be connected as shown in FIG.
[0056]
In the first embodiment, a control signal for holding the on state may be sent to the transistors Tr23 and Tr24 in the current limiting mode. That is, the control may be performed as shown in Table 6 instead of Table 3.
[0057]
[Table 6]

○ There are two types of drive modes. For example, when there are three types, three power sources having different voltages may be connected to the drive circuit D2, and one power source may be selected and driven according to the drive mode. Even with four or more types, the number of power supplies, the number of power supply selection circuits or push-pull circuits, and the control matrix may be changed according to the number of drive modes. Therefore, the degree of freedom in circuit design is further increased.
[0058]
○ Switching elements are not limited to MOSFETs. For example, an IGBT or a bipolar transistor may be used.
-It is not restricted to what is used for the H bridge circuit of an AC inverter as a drive device. For example, you may use for the power supply device which used the switching element. Moreover, you may use for the drive device of the switching element which performs the chopping control of a motor.
[0059]
○ The drive mode is not limited to switching according to the control frequency. For example, when it is used for a switching element that performs chopping control to arbitrarily change the motor rotation speed, the drive mode may be manually switched according to the motor rotation speed.
[0060]
The switching elements SW3 and SW4 connected to a plurality of power sources having different voltages are not limited to those connected to the ground side among the switching elements of the H bridge circuit 2. For example, a drive circuit D2 having a plurality of power supplies is connected to the switching elements SW1 and SW2 connected to the positive electrode side of the DC power supply E, and a drive circuit D1 having a single power supply is connected to each of the switching elements SW3 and SW4. May be. Further, a drive circuit D2 having a plurality of power supplies may be connected to all the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4.
[0061]
The technical idea (invention) that can be grasped from the embodiment will be described below. (1) The driving circuit includes any one of twice as many transistors as the power source, two diodes less than the number of transistors, and resistors. Switching element drive device.
[0062]
(2) Among the push-pull circuits, the push-pull circuits except for the push-pull circuit connected to the power supply having the highest voltage each include two diodes, and the diodes are connected to both ends of the push-pull circuit. claim 3 drives the switching element according to (3) the normal mode is a commercial AC frequency, the current limiting mode Ru hundred times more frequencies der normal mode.
[0063]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the invention described in the claims, it is possible to increase the degree of freedom in design.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an AC inverter according to a first embodiment.
FIG. 2 is a drive circuit diagram of switching elements SW1 and SW2.
FIG. 3 is a drive circuit diagram of switching elements SW3 and SW4.
FIG. 4 is a drive circuit diagram of switching elements SW3 and SW4 in the second embodiment.
FIGS. 5A to 5C are circuit diagrams showing connection of resistors of a drive circuit according to another embodiment.
FIG. 6 is a conventional drive circuit diagram.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC inverter, 2 ... H bridge circuit, 4 ... Drive apparatus, 5 ... Control circuit, 6 ... Power supply selection circuit, 7 ... Overcurrent detection apparatus, D1, D2 ... Drive circuit, P1-P4 ... Push-pull circuit, R1 , Ra, Rb... Resistors, SW1 to SW4... Switching elements, V0 +, V1 +, V2 +... Positive power supply terminals of power supplies, V0-, V1-, V2-.

Claims

A drive circuit for driving a switching element, the drive circuit is connected to a plurality of power supplies having different voltages, and includes a control circuit for operating the drive circuit by selecting one of the power supplies according to a predetermined control frequency ;
The switching element is driven at a plurality of control frequencies;
It is so that configure switches the power according to the control frequency,
A switching element driving device which switches the power source to a high voltage power source when the control frequency is increased .

The drive circuit has one push-pull circuit, a resistor, and a power supply selection circuit, the power supply is connected to both ends of the push-pull circuit via the power supply selection circuit, and one end of the resistor is the switching element The switching element drive device according to claim 1, wherein the other end is connected to an output terminal of the push-pull circuit.

The drive circuit has a resistor and the same number of push-pull circuits as the plurality of power supplies, and the plurality of power supplies are respectively connected to one push-pull circuit at each end of the push-pull circuit, 2. The switching element drive device according to claim 1, wherein one end of the resistor is connected to a control terminal of the switching element, and the other end is connected to an output terminal of the push-pull circuit.

The control circuit includes a plurality of drive modes that are switched according to a control frequency for driving the switching element, and operates the drive circuit by selecting one of the power sources according to the drive mode switched according to the control frequency. drive of the switching element as claimed in any one of claims 1 to 3, letting.

The switching element is a switching element constituting an H-bridge circuit, and the control circuit includes, as the drive mode, a normal mode and a current limiting mode for limiting a current flowing through an output unit included in the H-bridge circuit. The switching element driving device according to claim 4.

In the normal mode, the power source is switched to a power source having a first voltage;
6. The switching element driving device according to claim 5, wherein in the current limiting mode, the power source is switched to a power source having a second voltage higher than the first voltage .

The switching element drive device according to claim 5 or 6, wherein the switching elements are two switching elements connected to a ground side among the switching elements constituting the H-bridge circuit.