JP2010154715A

JP2010154715A - Power converter and vacuum cleaner using the same

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Publication number: JP2010154715A
Application number: JP2008332578A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Asada; 和彦麻田; Keizo Matsui; 敬三松井
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2008-12-26
Filing date: 2008-12-26
Publication date: 2010-07-08

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converter operating at a high power factor by improving the waveform of a current input from a single-phase AC power supply, and to provide a vacuum cleaner. <P>SOLUTION: The power converter has: a matrix circuit 23 in which an input terminal 24 is connected to a connection point between an inductance element 28 connected to a single-phase AC power supply 20 and a first bidirectional switching element 29; and a capacitor 30. A control circuit 48 controls ON-OFF of each of a first bidirectional switching element 29 and second bidirectional switching elements 41, 42, 43, 44, thereby improving the current waveform input from the single-phase AC power supply 20 to achieve high power factor. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ（電動機）などを負荷とする電力変換装置および電気掃除機に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device and a vacuum cleaner that are used in various electric appliances for business use, general household use, and business use and that have a motor (electric motor) or the like as a load.

従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、３相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, this type of power conversion device connects six bidirectional switching elements between a single-phase AC power source and a three-phase load, and converts power from single-phase AC directly to three-phase AC. (For example, refer to Patent Document 1).

図１２は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。 FIG. 12 shows a circuit diagram of a conventional power conversion device described in Patent Document 1. In FIG.

図１２に示すように、交流電源１、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２、マトリクスコンバータ回路２から接続されて、負荷となる３相のモータ３が接続され、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４が設けられている。 As shown in FIG. 12, the AC power supply 1, the matrix converter circuit 2 connected to the AC power supply 1, the matrix converter circuit 2 connected to the three-phase motor 3 serving as a load, and the operation of the matrix converter circuit 2 are connected. A control unit 4 is provided for controlling the above.

マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６、ダイオード７、８を用いた双方向スイッチ１０、双方向スイッチ１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチ１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧がモータ３に供給されて駆動されるものであった。
特開２００５−４５９１２号公報 The matrix converter circuit 2 includes a bidirectional switch 10 using two transistors 5 and 6 and diodes 7 and 8, and bidirectional switches 11, 12, 13, 14, 15 assembled in the same configuration as the bidirectional switch 10. As a result of controlling the on / off of a total of 12 transistors in the matrix converter circuit 2 by the control unit 4, a three-phase AC voltage is supplied to the motor 3 and driven. .
JP-A-2005-45912

しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として、日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの単相の交流電源を用いる場合、交流電源の電圧波形は正弦波であり、零ベルトとなる点付近の低電圧期間における電力変換が困難となる。 However, in the conventional configuration, when a single-phase AC power source such as 100 V 50 Hz or 60 Hz in Japan is used as the AC power source 1, the voltage waveform of the AC power source is a sine wave, and a low voltage near a point that becomes a zero belt. Power conversion in the period becomes difficult.

特に３相のモータとして一般的に高効率が得られるとされる永久磁石を使用したものを駆動する場合には、速度に比例して発生する誘導起電力が高いものとなるため、低電圧期間においては入力電流を受けることができず、交流電源から供給する入力電流は、波形のピーク点付近のみとなり、入力電流のピーク電流値が跳ね上がり、力率としては低いものであった。 In particular, when driving a three-phase motor using a permanent magnet, which is generally considered to have high efficiency, the induced electromotive force generated in proportion to the speed becomes high, so that the low voltage period However, the input current supplied from the AC power source is only near the peak point of the waveform, the peak current value of the input current jumps, and the power factor is low.

本発明は上記課題を解決するもので、低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、交流電源から供給する電力の力率を高めることを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to improve an input current waveform so that an input current from an AC power source can be received even in a low voltage period, and to increase a power factor of power supplied from the AC power source. To do.

前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、単相交流電源に接続したインダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の直列回路と、２つの入力端子と複数の出力端子の各組み合わせに設けた複数の第２の双方向スイッチング素子を有し、前記２つの入力端子のうちの一方を前記インダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の接続点に接続したマトリクス回路と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記第１の双方向スイッチング素子と前記複数の第２の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えたものである。 In order to solve the above-mentioned problems, a power conversion device according to the present invention includes a series circuit of an inductance element and a first bidirectional switching element connected to a single-phase AC power supply, each combination of two input terminals and a plurality of output terminals. And a matrix circuit in which one of the two input terminals is connected to a connection point of the inductance element and the first bidirectional switching element, and the output terminal. And a control circuit for controlling on / off of the first bidirectional switching element and the plurality of second bidirectional switching elements.

これによって、本発明は上記課題を解決するもので、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。 Thus, the present invention solves the above-described problem, and improves the input current waveform by allowing the input current from the single-phase AC power supply to be received even in the low voltage period near the zero voltage of the single-phase AC power supply. The power factor of the electric power supplied from the phase AC power source can be increased.

本発明は、単相交流電源の零電圧点付近の低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置を実現することができる。 The present invention improves the input current waveform so that an input current from an AC power supply can be received even in a low voltage period near the zero voltage point of a single-phase AC power supply, and realizes a power converter that operates at a high power factor. be able to.

第１の発明は、単相交流電源に接続したインダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の直列回路と、２つの入力端子と複数の出力端子の各組み合わせに設けた複数の第２の双方向スイッチング素子を有し、前記２つの入力端子のうちの一方を前記インダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の接続点に接続したマトリクス回路と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記第１の双方向スイッチング素子と前記複数の第２の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置とするものである。 A first invention is a series circuit of an inductance element and a first bidirectional switching element connected to a single-phase AC power source, and a plurality of second bidirectionals provided in each combination of two input terminals and a plurality of output terminals. A matrix circuit having a switching element, wherein one of the two input terminals is connected to a connection point of the inductance element and the first bidirectional switching element, a capacitor connected between the output terminals, and the first And a control circuit for controlling on / off of the plurality of second bidirectional switching elements.

この構成により、前記単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても前記単相交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、前記単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。 With this configuration, the input current waveform is improved so that the input current from the single-phase AC power supply can be received even in a low voltage period near the zero voltage of the single-phase AC power supply, and the power supplied from the single-phase AC power supply The power factor can be increased.

また、第２の発明は、特に第１の発明のマトリクス回路の２つの入力端子を、第１の双方向スイッチング素子の両端に接続したことにより、単相交流電源を昇圧しながら負荷に供給することができる。 In the second invention, in particular, the two input terminals of the matrix circuit of the first invention are connected to both ends of the first bidirectional switching element, so that the single-phase AC power supply is supplied to the load while boosting. be able to.

また、第３の発明は、特に第１の発明のマトリクス回路の２つの入力端子を、インダクタンス素子の両端に接続したことにより、単相交流電源を昇降圧しながら負荷に供給することができる。 In the third invention, in particular, the two input terminals of the matrix circuit of the first invention are connected to both ends of the inductance element, so that the single-phase AC power can be supplied to the load while stepping up and down.

また、第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の第２の双方向スイッチング素子を、２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能であるものとすることにより、比較的簡単な制御で、過電圧や過電流の発生を起こさず安定した動作が実現できるものとなる。 According to the fourth invention, in particular, the second bidirectional switching element according to any one of the first to third inventions can be controlled to be turned on / off in each of two current directions. Thus, with a relatively simple control, stable operation can be realized without causing overvoltage or overcurrent.

また、第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の構成に加え、単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を有し、制御回路は入力電流波形が、単相交流電源とほぼ相似波形となるように第１の双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する構成とすることにより、前記単相交流電源からの力率を高く確保すると同時に、負荷に対する力率も十分高いものとし、高効率での電力変換を可能とするものとなる。 The fifth invention has current detection means for detecting an input current from a single-phase AC power supply, in addition to the configuration of any one of the first to fourth inventions, and the control circuit has an input current waveform, By controlling on / off of the first bidirectional switching element so as to have a waveform substantially similar to that of the single-phase AC power supply, and supplying three-phase power to the load, the power factor from the single-phase AC power supply is At the same time, the power factor with respect to the load is sufficiently high to ensure high power conversion with high efficiency.

また、第６の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する三相電動機とすることにより、負荷である電動機として高効率であると共に、誘導起電力よりも単相交流電源の電圧の方が低くなる状態にあっても、単相交流電源から入力電流を受け取れることから、入力側の力率も高いものとすることができるものとなる。 In addition, the sixth aspect of the invention is particularly efficient as an electric motor that is a load by using a three-phase electric motor having a permanent magnet as the load of any one of the first to fourth aspects of the invention. However, even if the voltage of the single-phase AC power supply is lower, the input current can be received from the single-phase AC power supply, so that the power factor on the input side can be increased.

また、第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の制御回路を、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、第１の双方向スイッチング素子のオンの後、第２の双方向スイッチング素子の
オンオフを切り替えて電流経路を変化させるものとすることにより、比較的簡単な構成でありながら、入力電流波形の改善が可能となり、高力率が実現できるものとなる。 Further, the seventh aspect of the invention relates to the pulse width modulation in which the control circuit of any of the first to sixth aspects of the invention uses a sawtooth wave having a frequency higher than the frequency and output frequency of the single-phase AC power supply as a carrier wave. And after the first bidirectional switching element is turned on, the current path is changed by switching on and off of the second bidirectional switching element. It becomes possible to improve the power factor.

また、第８の発明は、特に第１から第７のいずれかの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電力供給であっても高い力率で動作すると共に、強い吸引力が得られ、小型・軽量で使い勝手の優れたものとすることができる。 In addition, the eighth invention is an electric having the power conversion device according to any one of the first to seventh inventions, an electric motor to which electric power is supplied from the electric power conversion device, and a fan that is rotationally driven by the electric motor. By using a vacuum cleaner, even if it is a power supply from a single-phase AC power source, it operates at a high power factor, and a strong suction force can be obtained, making it compact, lightweight, and easy to use.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図１において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０にＡ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置２１は、Ｂ１、Ｂ２端子から負荷２２に交流の出力を行うものである。電力変換装置２１の構成は、マトリクス回路２３が２つの入力端子２４、２５と２つの出力端子２６、２７とを有したものとなっている。 In FIG. 1, a power converter 21 in which A1 and A2 terminals are connected to a 100 V 50 Hz single-phase AC power supply 20 outputs AC to the load 22 from the B1 and B2 terminals. The configuration of the power conversion device 21 is such that the matrix circuit 23 has two input terminals 24 and 25 and two output terminals 26 and 27.

インダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９は単相交流電源２０の端子間に直列接続されており、マトリクス回路２３の２つの入力端子の内の入力端子２４はインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の接続点に接続し、マトリクス回路２３の入力端子２５はＡ２端子に接続している。 The inductance element 28 and the first bidirectional switching element 29 are connected in series between the terminals of the single-phase AC power supply 20, and the input terminal 24 of the two input terminals of the matrix circuit 23 is connected to the inductance element 28 and the first switching element 29. Connected to the connection point of the bidirectional switching element 29, the input terminal 25 of the matrix circuit 23 is connected to the A2 terminal.

従って、本実施の形態においては、マトリクス回路２３の２つの入力端子２４、２５は、第１の双方向スイッチング素子２９の両端に接続した構成となっている。一方、マトリクス回路２３の出力端子２６、２７の間にはコンデンサ３０を接続している。ここで、本実施の形態における負荷２２は、抵抗のように電圧と電流とが常に比例関係にあるというものではなく、例えば同期電動機のように、電流とは無関係に電圧源となるようなものが接続されている状態にある。 Therefore, in this embodiment, the two input terminals 24 and 25 of the matrix circuit 23 are connected to both ends of the first bidirectional switching element 29. On the other hand, a capacitor 30 is connected between the output terminals 26 and 27 of the matrix circuit 23. Here, the load 22 in this embodiment does not always have a proportional relationship between the voltage and the current, such as a resistor, but is a voltage source that is independent of the current, such as a synchronous motor. Is in a connected state.

本実施の形態において、マトリクス回路２３は、２つの入力端子２４、２５と２つの出力端子２６、２７の４通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積となる４個の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４を有しており、制御回路４８によって、第１の双方向スイッチング素子２９と第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４とのオンオフが制御されるものとなっている。 In the present embodiment, the matrix circuit 23 corresponds to four combinations of the two input terminals 24 and 25 and the two output terminals 26 and 27, and is a product of the number of input terminals and the number of output terminals. The second bidirectional switching elements 41, 42, 43, 44 are provided, and the control circuit 48 connects the first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 41, 42, 43, 44. ON / OFF is controlled.

さらに単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０、出力端子２６、２７間の電圧を検知する出力電圧検知手段５２が設けられており、制御回路４８は、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５２の出力を受け、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５０からの信号の積に応じて第１の双方向スイッチング素子２９、および第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフを制御するものとなっている。 Furthermore, a power supply voltage detection means 50 for detecting the voltage of the single-phase AC power supply 20 and an output voltage detection means 52 for detecting the voltage between the output terminals 26 and 27 are provided. In response to the output of the output voltage detection means 52, the first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 41, 42, according to the product of the signals from the power supply voltage detection means 50 and the output voltage detection means 50, 43 and 44 are controlled on and off.

図２は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４の等価回路図である。 FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the second bidirectional switching elements 41, 42, 43, 44 of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図２において、ＳｉＣ半導体５５、５６は、それぞれ炭化珪素（ＳｉＣ）を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧も十分なものが確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５５
、５６が逆方向に接続された構造となっている。 In FIG. 2, SiC semiconductors 55 and 56 each have an N-channel MOSFET structure mainly composed of silicon carbide (SiC) and a band gap larger than that of silicon, and a sufficient reverse breakdown voltage is ensured. Equivalent to two SiC semiconductors 55
, 56 are connected in the opposite direction.

そして、ＳｉＣ半導体５５，５６は、ゲートＧｘとソースＳｘ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｘから端子Ｙの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧｙとソースＳｙ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｙから端子Ｘの方向への電流が流れる状態となるものである。従って、第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４は、いずれも端子Ｘから端子Ｙ、端子Ｙから端子Ｘという２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとなっている。そして、第１の双方向スイッチング素子２９についても、同等の構成を用いている。 In the SiC semiconductors 55 and 56, when a drive signal (gate signal) is input between the gate Gx and the source Sx, a current flows from the terminal X to the terminal Y and flows between the gate Gy and the source Sy. When a drive signal (gate signal) is input, a current flows from the terminal Y to the terminal X. Accordingly, each of the second bidirectional switching elements 41, 42, 43, and 44 can be controlled to be turned on / off with respect to each of the two current directions from the terminal X to the terminal Y and from the terminal Y to the terminal X. ing. An equivalent configuration is used for the first bidirectional switching element 29 as well.

図１において、例えば単相交流電源２０の出力電圧の極性として、Ａ１端子がＡ２端子より高電位となる状態で、制御回路４８から第１の双方向スイッチング素子２９のゲートＧｘへオン信号が入力された場合には、第１の双方向スイッチング素子２９が導通してマトリクス回路２３の入力端子２４，２５間を短絡し、単相交流電源２０からインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９を通して電流が流れる状態となる。このような状態を入力短絡と呼ぶものとする。 In FIG. 1, for example, as the polarity of the output voltage of the single-phase AC power supply 20, an ON signal is input from the control circuit 48 to the gate Gx of the first bidirectional switching element 29 in a state where the A1 terminal is higher in potential than the A2 terminal. In this case, the first bidirectional switching element 29 becomes conductive and short-circuits between the input terminals 24 and 25 of the matrix circuit 23, and the inductance element 28 and the first bidirectional switching element 29 are connected from the single-phase AC power supply 20. Through which current flows. Such a state is called an input short circuit.

直流電圧を入力して動作する一般的なブリッジ型のインバータにおいては、このような入力短絡の動作を行うと、過電流破壊の原因となるため行わない。しかし、本実施の形態においては、インダクタンス素子２８が挿入されているため、前者とは状況が大きく異なる。 In a general bridge type inverter that operates by inputting a DC voltage, such an input short-circuit operation is not performed because it causes overcurrent destruction. However, in the present embodiment, since the inductance element 28 is inserted, the situation is greatly different from the former.

本実施の形態においては、マトリクス回路２３の入力端子２４，２５間を短絡する入力短絡期間には、入力短絡を行っている第１の双方向スイッチング素子２９以外、即ち第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４については、オフ状態とする。インダクタンス素子２８に磁気的にエネルギーが蓄えられる一方、負荷２２の端子間電圧、すなわちコンデンサ３０の端子間電圧となる出力電圧は、完全に開放状態になる。従って、出力電圧が２５０Ｖというような高電圧であって、かつその時の入力電圧が５０Ｖしかないような状態であっても、入力電流をインダクタンス素子２８に流れ込ませることが可能となり、インダクタンス素子２８には磁気エネルギーを蓄えることができる。 In the present embodiment, during the input short circuit period in which the input terminals 24 and 25 of the matrix circuit 23 are short-circuited, other than the first bidirectional switching element 29 performing the input short circuit, that is, the second bidirectional switching element. 41, 42, 43, and 44 are turned off. While energy is magnetically stored in the inductance element 28, the voltage between the terminals of the load 22, that is, the output voltage that is the voltage between the terminals of the capacitor 30 is completely open. Therefore, even when the output voltage is as high as 250 V and the input voltage at that time is only 50 V, the input current can flow into the inductance element 28. Can store magnetic energy.

なお、入力短絡期間において、４個の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４コンデンサ３０をすべてオフとせずに、いずれか１個、例えば第２の双方向スイッチング素子４１をオンとしてもよく、入力端子２４、２５に対する出力端子２６、２７の電位が安定するものとなるため、オフとなっている第２の双方向スイッチング素子４２、４３、４４に印加される電圧の大きさが安定化されたものとなり、過電圧の印加を抑えるという効果を上げることもできる。 In the input short-circuit period, not all of the four second bidirectional switching elements 41, 42, 43, and 44 are turned off, but one of them, for example, the second bidirectional switching element 41 is turned on. In addition, since the potentials of the output terminals 26 and 27 with respect to the input terminals 24 and 25 become stable, the magnitude of the voltage applied to the second bidirectional switching elements 42, 43, and 44 that are turned off is large. As a result, the effect of suppressing the application of overvoltage can be improved.

さらにもって、入力短絡期間において、第２の双方向スイッチング素子４１のゲートＧｘと第２の双方向スイッチング素子４２のゲートＧｙを同時にオンした場合には、オンされている第１の双方向スイッチング素子２９と並列に、第２の双方向スイッチング素子４１、４２の直列回路にも、入力短絡を行う電流が流れるものとなり、第１の双方向スイッチング素子２９の損失を軽減することも可能となる。 Further, when the gate Gx of the second bidirectional switching element 41 and the gate Gy of the second bidirectional switching element 42 are simultaneously turned on during the input short-circuit period, the first bidirectional switching element that is turned on. In parallel with 29, a current for performing an input short circuit also flows through the series circuit of the second bidirectional switching elements 41 and 42, and the loss of the first bidirectional switching element 29 can be reduced.

例えば、第１の双方向スイッチング素子２９の電流容量、あるいは温度上昇に余裕がある条件下においては、専ら第１の双方向スイッチング素子２９のオンによって入力短絡を行い、それ以上の電流あるいは温度条件となった場合に、第２の双方向スイッチング素子４１、４２を経由して入力短絡期間の電流の一部を分担するという制御も効果良く作用する。 For example, under the condition that the current capacity of the first bidirectional switching element 29 or the temperature rise has a margin, the input is short-circuited exclusively by turning on the first bidirectional switching element 29, and the current or temperature conditions beyond that In this case, the control of sharing a part of the current during the input short-circuit period via the second bidirectional switching elements 41 and 42 also works effectively.

いずれにしても、入力短絡期間にインダクタンス素子２８に磁気的に蓄えられたエネルギーは、その後の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフ状態を切り替えることにより、フライバック動作によって、コンデンサ３０および負荷２２へと昇圧動作を行わせながら供給することができる。 In any case, the energy magnetically stored in the inductance element 28 during the input short circuit period is changed by the flyback operation by switching the on / off state of the second bidirectional switching elements 41, 42, 43, and 44 thereafter. The voltage can be supplied to the capacitor 30 and the load 22 while performing a boosting operation.

図３は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。 FIG. 3 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図３において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷２２への出力電圧Ｖｏｕｔを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷２２への出力電流Ｉｏｕｔを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎ同等と考えてもよい。 3A shows the input voltage Vin from the single-phase AC power supply 20 and the output voltage Vout to the load 22, FIG. 3B shows the input current Iin from the single-phase AC power supply 20, and FIG. The output current Iout to the load 22 is shown, and (D) shows the input power Pin. If the loss can be ignored, the output power Pout may be considered equivalent to the input power Pin.

図３（ア）に示す出力電圧Ｖｏｕｔに関しては、負荷２２は、電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は、２５０Ｈｚで、入力周波数５０Ｈｚの５倍である。 With respect to the output voltage Vout shown in FIG. 3A, the load 22 has a characteristic as a voltage source. Therefore, the magnitude (amplitude) of the voltage has an absolute value peak of 280 V, which is the input voltage. This corresponds to twice the amplitude of the voltage Vin, and the frequency is 250 Hz, which is five times the input frequency 50 Hz.

特に本実施の形態においては、制御回路４８は、マイクロコンピュータを内部に含んでおり、出力電圧検知手段５２からの信号の絶対値と電源電圧検知手段５０の信号との積をマイクロコンピュータにてデジタル計算し、求めた積にほぼ比例した入力電流となるように、第１の双方向スイッチング素子２９のオン時間（入力短絡期間）を制御し、また第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフも制御されるようになっている。 Particularly in the present embodiment, the control circuit 48 includes a microcomputer inside, and the product of the absolute value of the signal from the output voltage detection means 52 and the signal of the power supply voltage detection means 50 is digitalized by the microcomputer. The on-time (input short-circuit period) of the first bidirectional switching element 29 is controlled so that the input current is approximately proportional to the calculated product, and the second bidirectional switching elements 41, 42, 43 are controlled. 44 are also controlled.

なお、前記マイクロコンピュータ内にはテーブルが用意されており、出力電圧検知手段５２からの信号、電源電圧検知手段５０から信号に応じた、入力短絡期間の設定、および入力短絡期間後のインダクタンス素子２８からのエネルギー放出期間（フライバック期間）にオンオフされる第２の双方向スイッチング素子の選定が行われて、その結果、単相交流電源２０からの入力電流が図３（イ）のような波形となる。 A table is prepared in the microcomputer, and the setting of the input short circuit period and the inductance element 28 after the input short circuit period according to the signal from the output voltage detection means 52 and the signal from the power supply voltage detection means 50 are provided. The second bidirectional switching element that is turned on / off during the energy emission period (flyback period) is selected, and as a result, the input current from the single-phase AC power supply 20 has a waveform as shown in FIG. It becomes.

この場合、図３（ウ）に示される出力電流Ｉｏｕｔ波形、および図３（エ）に示される入力パワーＰｉｎ波形は、いずれも図３（イ）と同様に単相交流電源２０の周波数である５０Ｈｚの倍の１００Ｈｚ（１０ｍｓ周期）で包絡線を持ったような波形となる。 In this case, both the output current Iout waveform shown in FIG. 3C and the input power Pin waveform shown in FIG. 3D are the frequencies of the single-phase AC power supply 20 as in FIG. It becomes a waveform having an envelope at 100 Hz (10 ms period), which is twice 50 Hz.

本実施の形態においては、負荷２２は単相で正弦波の電圧源であるため、単相交流電源２０と負荷２２のいずれにも電圧の零点、およびその付近の低電圧期間が存在するが、そのような期間に大きな電流を流しても、いわゆる力率が低い状態となり、有効な電力の伝達ができず、電力変換装置の効率を悪くするものとなる。 In the present embodiment, since the load 22 is a single-phase sine wave voltage source, both the single-phase AC power supply 20 and the load 22 have a voltage zero point and a low voltage period in the vicinity thereof. Even if a large current is passed during such a period, the so-called power factor becomes low, and effective power transmission cannot be performed, which deteriorates the efficiency of the power converter.

よって、本実施の形態においては、出力電圧検知手段５２の信号の絶対値と電源電圧検知手段の信号との積に、入力電流Ｉｉｎがほぼ比例することにより、負荷２２に供給する出力側の力率を高くすることができるものとなり、条件として与えられた入出力電圧の中では、最大の効率で電力供給が行うことができる。 Therefore, in the present embodiment, the input-side current Iin is substantially proportional to the product of the absolute value of the signal of the output voltage detection means 52 and the signal of the power supply voltage detection means, so that the output-side force supplied to the load 22 is increased. The rate can be increased, and power can be supplied with maximum efficiency among the input / output voltages given as conditions.

なお、本実施の形態においては、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｏｕｔを検知する手段は設けていないが、図３（イ）に示すような電流波形をより精度良く実現しようとする場合には、電流検知手段などを設けてフィードバック制御すればよい。特に、負荷２２に必要な電流値が変化するような特性のものである場合には、有効に作用する。 In the present embodiment, no means for detecting the input current Iout from the single-phase AC power supply 20 is provided. However, when the current waveform as shown in FIG. May be provided with a current detection means or the like to perform feedback control. In particular, it works effectively when the current value required for the load 22 changes.

（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回路図である。 (Embodiment 2)
FIG. 4 is a circuit diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図４において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０に、Ａ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置６１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子から負荷６２に三相の交流を出力するものである。電力変換装置６１の構成は、マトリクス回路６３が２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８とを有し、単相交流電源２０から入力端子６４への経路に接続したインダクタンス素子２８及び第１の双方向スイッチング素子２９は第１の実施の形態と同様の接続となっている。 In FIG. 4, a power converter 61 in which A1 and A2 terminals are connected to a 100 V 50 Hz single-phase AC power supply 20 outputs three-phase AC to a load 62 from U, V, and W terminals. In the configuration of the power conversion device 61, the matrix circuit 63 has two input terminals 64, 65 and three output terminals 66, 67, 68, and an inductance connected to a path from the single-phase AC power supply 20 to the input terminal 64. The element 28 and the first bidirectional switching element 29 are connected in the same manner as in the first embodiment.

また本実施の形態においては、出力端子６６、６７の間に接続したコンデンサ７０と、出力端子６７、６８の間に接続したコンデンサ７１と、出力端子６６、６８の間に接続したコンデンサ７２とを有しており、出力の高調波成分を抑制している。 In the present embodiment, a capacitor 70 connected between the output terminals 66 and 67, a capacitor 71 connected between the output terminals 67 and 68, and a capacitor 72 connected between the output terminals 66 and 68 are provided. And suppresses harmonic components of the output.

本実施の形態において、マトリクス回路６３は、２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８の６通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある６個の第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６を有している。第１の双方向スイッチング素子２９及び、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６は制御回路８８によってオンオフが制御されるものとなっている。 In the present embodiment, the matrix circuit 63 is a product of the number of input terminals and the number of output terminals corresponding to six combinations of two input terminals 64 and 65 and three output terminals 66, 67, and 68. The second bidirectional switching elements 81, 82, 83, 84, 85, 86 are included. On / off of the first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 81, 82, 83, 84, 85, 86 is controlled by a control circuit 88.

なお、第１の双方向スイッチング素子２９、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６については、いずれも第１の実施の形態と同様のＳｉＣ半導体を用いたもので構成している。 The first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 81, 82, 83, 84, 85, 86 are all made of the same SiC semiconductor as in the first embodiment. It is composed.

第１の実施の形態と同様に、単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０が設けられている他、出力端子６６、６７、６８の各線間の電圧を検知する出力電圧検知手段９２が設けられており、その上さらに、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを検知する電流検知手段９０を備えたものとなっている。 As in the first embodiment, a power supply voltage detecting means 50 for detecting the voltage of the single-phase AC power supply 20 is provided, and output voltage detection for detecting the voltage between the output terminals 66, 67, and 68. Means 92 is provided, and furthermore, current detecting means 90 for detecting the input current Iin from the single-phase AC power supply 20 is further provided.

本実施の形態においては、制御回路８８は、電源電圧検知手段５０および出力電圧検知手段９２の信号に加えて、電流検知手段９０からの信号も受け、入力電流波形Ｉｉｎが正弦波の単相交流電源２０とほぼ相似波形、すなわち正弦波となるように、制御回路８８から第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフを制御し、また第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフも制御することにより、負荷６２に三相の電力を供給するものとなっている。 In the present embodiment, the control circuit 88 receives signals from the current detection means 90 in addition to the signals from the power supply voltage detection means 50 and the output voltage detection means 92, and the input current waveform Iin is a single-phase alternating current having a sine wave. The control circuit 88 controls on / off of the first bidirectional switching element 29 so that the power supply 20 has a substantially similar waveform, that is, a sine wave, and the second bidirectional switching elements 81, 82, 83, 84, 85. , 86 is also controlled to supply three-phase power to the load 62.

図５（ア）は、電力変換装置の負荷６２となる三相電動機の断面図、図５（イ）は同三相電動機の結線図（イ）である。 FIG. 5A is a cross-sectional view of a three-phase motor serving as a load 62 of the power converter, and FIG. 5A is a connection diagram of the three-phase motor.

図５（ア）に見られるように、三相電動機として構成した負荷６２は、珪素鋼板を積層した表面に４つの永久磁石１００、１０１、１０２、１０３を貼り付けて構成した鉄心１０４を、出力軸１０５を中心として回転自在に設けた回転子１０６と、回転子１０６の外側に設けた固定子１０７を有する構成であり、固定子１０７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心１０８、巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５とによって構成している。 As shown in FIG. 5 (a), the load 62 configured as a three-phase motor outputs an iron core 104 configured by attaching four permanent magnets 100, 101, 102, and 103 to the surface on which silicon steel plates are laminated. The structure includes a rotor 106 that is rotatably provided around a shaft 105 and a stator 107 that is provided outside the rotor 106. The stator 107 includes an iron core 108 that is also formed by stacking silicon steel plates, and a winding. The line 110, 111, 112, 113, 114, 115 is comprised.

図５（イ）に示される巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５の結線により、三相の入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗが引き出されており、回転の速度に比例した振幅と周波数を持った誘導起電力が各巻線に発生し、中性点Ｎからの各相電圧が１２０度の位相差を有するほぼ正弦波となり、電力変換装置６１の線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕに
ついても、前記誘導起電力によって、ほぼ正弦波の電圧源に近いものとなる。 The three-phase input terminals U, V, W are drawn out by the connection of the windings 110, 111, 112, 113, 114, 115 shown in FIG. 5 (a), and the amplitude and frequency are proportional to the rotation speed. Is generated in each winding, and each phase voltage from the neutral point N becomes a substantially sine wave having a phase difference of 120 degrees, and the output voltages Vuv, Vvw, Vwu between the lines of the power converter 61 Also, the above-mentioned induced electromotive force makes it almost close to a sinusoidal voltage source.

図６は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。 FIG. 6 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図６において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷６２への線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷６２への出力電流Ｉｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎと同等と考えてもよい。 6A shows the input voltage Vin from the single-phase AC power source 20 and the output voltages Vuv, Vvw, Vwu between the lines to the load 62, and FIG. 6A shows the input current Iin from the single-phase AC power source 20. (C) shows output currents Iuv, Ivw and Iwu to the load 62, and (d) shows the input power Pin. If the loss can be ignored, the output power Pout may be considered to be equivalent to the input power Pin.

図６（ア）に示す電圧に関しては、負荷６２は、永久磁石１００、１０１、１０２、１０３からの誘導起電力により電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は、２５０Ｈｚで、入力周波数５０Ｈｚの５倍である。 With respect to the voltage shown in FIG. 6A, the load 62 has a characteristic as a voltage source due to the induced electromotive force from the permanent magnets 100, 101, 102, and 103. Therefore, as the magnitude (amplitude) of the voltage, The peak of the absolute value is 280 V, which corresponds to twice the amplitude of the input voltage Vin, and the frequency is 250 Hz, which is five times the input frequency 50 Hz.

負荷６２は、毎分７５００回転しているが、４極であることから、周波数は２５０Ｈｚとなっている。 The load 62 rotates at 7500 revolutions per minute, but since it has four poles, the frequency is 250 Hz.

図６（イ）に示す入力電流Ｉｉｎに関して、本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０からの入力電流波形が、電源電圧検知手段５０で検知した単相交流電源２０の電圧と相似の正弦波波形となるように、第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフを制御し、かつ３相交流電圧を出力するように、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフも制御するものとなっている。 With respect to the input current Iin shown in FIG. 6 (a), in the present embodiment, the control circuit 88 is configured so that the input current waveform from the single-phase AC power supply 20 is detected by the power supply voltage detection means 50. The second bidirectional switching elements 81, 82, 83, so as to control the on / off of the first bidirectional switching element 29 and output a three-phase AC voltage so as to have a sine wave waveform similar to the voltage, 84, 85, and 86 are also controlled.

なお、電源電圧検知手段５０の出力に対する入力電流Ｉｉｎの値の比例定数としては、本実施の形態においては、一定値とはせず、出力電圧検知手段９２で検知される三相の出力電圧の値が所定値となるように、フィードバック制御して決定している。 In this embodiment, the proportional constant of the value of the input current Iin with respect to the output of the power supply voltage detection means 50 is not a constant value, but the three-phase output voltage detected by the output voltage detection means 92. The value is determined by feedback control so that the value becomes a predetermined value.

これにより、例えば負荷６２のトルクが変化した場合においても、三相の出力電圧として所定の値が確保され、かつ入力電流Ｉｉｎの波形としては、単相交流電源２０の電圧波形に相似となる正弦波のものが流れ、Ｉｉｎの大きさ（振幅）がトルクに応じて必要となるように変化するものとなる。よって、単相交流電源２０からの力率は、ほぼ完全に１となり、系統への負担を最小限とすることができる。 Thereby, for example, even when the torque of the load 62 changes, a predetermined value is secured as the three-phase output voltage, and the waveform of the input current Iin is a sine that is similar to the voltage waveform of the single-phase AC power supply 20. Waves flow, and the magnitude (amplitude) of Iin changes as required according to the torque. Therefore, the power factor from the single-phase AC power supply 20 is almost completely 1, and the burden on the system can be minimized.

図６（ウ）に示した各出力電流波形は、２つの出力端子の間に出力される電流、例えば負荷６２のＵ相から流れ込み、Ｖ相から引き出される電流をＩｕｖとして記載しているものであるが、本実施の形態においては、単相交流電源２０から入力されるパワーを、瞬時の線間の誘導起電力の自乗に比例するように、３相に分配し、各出力電流が定まる方法を取っている。 Each output current waveform shown in FIG. 6C describes a current output between two output terminals, for example, a current flowing from the U phase of the load 62 and drawn from the V phase as Iuv. However, in the present embodiment, the power input from the single-phase AC power supply 20 is distributed to the three phases so as to be proportional to the square of the instantaneous induced electromotive force, and each output current is determined. Is taking.

それによって、単相交流電源２０から入力されるパワー、すなわち変換パワーは、単相交流電源２０の位相によって図６（エ）に示すように変動はする。しかし、各瞬時における銅損が最小になるように、三相への電流分配が行われるものとなり、単相交流電源２０からの力率を１とした上で、最も効率が良い電力変換が行われるものとなる。 As a result, the power input from the single-phase AC power supply 20, that is, the conversion power fluctuates as shown in FIG. However, current distribution to three phases is performed so that the copper loss at each moment is minimized, and the most efficient power conversion is performed with the power factor from the single-phase AC power supply 20 set to 1. It will be.

なお、第１の実施の形態に示したように、単相交流電源２０からの入力電流を、各相の出力電圧の絶対値と、単相交流電源２０の電圧の積に比例するようにしても良く、その場合には、入力電流Ｉｉｎの波形には若干の歪みが発生するが、ほとんど問題となるレベルではなく、負荷６２の銅損を最低にすることができる。 As shown in the first embodiment, the input current from the single-phase AC power supply 20 is proportional to the product of the absolute value of the output voltage of each phase and the voltage of the single-phase AC power supply 20. In this case, a slight distortion occurs in the waveform of the input current Iin, but this is not a problem level, and the copper loss of the load 62 can be minimized.

図７は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の出力電圧波形図である。 FIG. 7 is an output voltage waveform diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図７においては、三相の電圧Ｕ、Ｖ、Ｗは中性点を基準として示しており、例えば時刻ｔａにおける各端子の電位は、Ｕ＞Ｖ＞Ｗの順となるため、各線間電圧とてしは、ＵＶ間電圧はＵａ−Ｖａで正の値、ＶＷ間電圧はＶａ−Ｗａで正の値、ＷＵ間電圧はＷａ−Ｕａで負の値となる。 In FIG. 7, the three-phase voltages U, V, and W are shown with reference to the neutral point. For example, the potential of each terminal at time ta is in the order of U> V> W. The UV voltage is a positive value Ua-Va, the VW voltage is a positive value Va-Wa, and the WU voltage is a negative value Wa-Ua.

図８は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作波形図であり、負荷６２の位相として、図７のｔａのタイミングに相当した時点であって、かつ単相交流電源２０の極性として、Ａ１＞Ａ２の電位となっている場合の一例として、示したものである。 FIG. 8 is an operation waveform diagram of the control circuit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. The phase of the load 62 is a time corresponding to the timing ta in FIG. The polarity of the AC power supply 20 is shown as an example when the potential of A1> A2 is satisfied.

図８（ア）は、制御回路８８内のマイクロコンピュータでＰＷＭ（パルス幅変調）を行うためのキャリア波Ｃｙと、コンペアレジスタ値ＣＲ０、ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ３の波形、図８（イ）は第２の双方向スイッチング素子８１〜８６、および第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフ状況を示したものである。図８（イ）に示すように、各双方向スイッチング素子に対して、端子Ｘから端子Ｙの方向のオンオフ信号「ｘ」と端子Ｙから端子Ｘの方向のオンオフ信号「ｙ」を各双方向スイッチング素子の番号にサフィックスとして追記し、オンの期間に「ＯＮ」のハッチング付長方形を配しており、その他の期間はオフ状態に制御されていることを示している。 8A shows a carrier wave Cy for performing PWM (pulse width modulation) by the microcomputer in the control circuit 88 and waveforms of the compare register values CR0, CR1, CR2 and CR3. FIG. 2 shows ON / OFF states of the two bidirectional switching elements 81 to 86 and the first bidirectional switching element 29. As shown in FIG. 8A, for each bidirectional switching element, an on / off signal “x” in the direction from the terminal X to the terminal Y and an on / off signal “y” in the direction from the terminal Y to the terminal X are transmitted to each bidirectional. A suffix is added to the number of the switching element, and a rectangle with hatching of “ON” is arranged in the ON period, and the other periods are controlled to be in the OFF state.

本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０の周波数５０Ｈｚおよび出力周波数２５０Ｈｚよりも高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚ（６４マイクロ秒周期）を持った鋸波をキャリア波Ｃｙとし、Ｃｙとコンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３を比較することによりパルス幅変調を行っている。なお、Ｃｙ、ＣＲ０〜ＣＲ３は、現実的にはすべてマイクロコンピュータ内のデジタル値であり、１０２４段階（１０ＢＩＴ）の分解能のものである。 In the present embodiment, the control circuit 88 sets a sawtooth wave having a frequency of 15.625 kHz (64 microsecond period) that is higher than the frequency 50 Hz and the output frequency 250 Hz of the single-phase AC power supply 20 as the carrier wave Cy. Pulse width modulation is performed by comparing Cy with compare register values CR0 to CR3. Note that Cy and CR0 to CR3 are actually all digital values in the microcomputer, and have a resolution of 1024 steps (10 bits).

本実施の形態においては、ＣＲ０は入力短絡期間を決める値となり、Ｃｙ＜ＣＲ０となる期間、すなわち期間ｔ０〜ｔ１、ｔ３〜ｔ４、ｔ６〜ｔ７において、インダクタンス素子２８に単相交流電源２０の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子２８へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。 In the present embodiment, CR0 is a value that determines the input short-circuit period, and the voltage of the single-phase AC power supply 20 is applied to the inductance element 28 in a period in which Cy <CR0, that is, in the periods t0 to t1, t3 to t4, and t6 to t7. Is applied as it is, and energy is stored in the inductance element 28 magnetically.

それぞれの入力短絡期間にインダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーは、次の入力短絡期間が開始するまでの期間に、コンデンサ７０、７１、７２、および負荷６２に昇圧した電圧が出力されるフライバック期間となる。 The energy stored in the inductance element 28 during each input short-circuit period is a flyback period during which the boosted voltage is output to the capacitors 70, 71, 72 and the load 62 until the next input short-circuit period starts. It becomes.

入力短絡期間の長さは、ＣＲ０に比例して設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となるが、本実施の形態においては、１回の入力短絡の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。 The length of the input short-circuit period is set in proportion to CR0, and the other period is the flyback period. In this embodiment, in the flyback period after one input short-circuit. Control is performed to switch a plurality of current paths.

すなわち、入力短絡期間ｔ０〜ｔ１の後のフライバック期間ｔ１〜ｔ３においては、ＣＲ１の値によって時刻ｔ２がその中間に定まり、期間ｔ１〜ｔ２についてはＵＶ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ２〜ｔ３についてはＵＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。また、入力短絡期間ｔ３〜ｔ４の後のフライバック期間ｔ４〜ｔ６においても、ＣＲ２の値によって時刻ｔ５がその中間に定まり、期間ｔ４〜ｔ５についてはＶＷ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ５〜ｔ６についてはＵＶ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。 That is, in the flyback period t1 to t3 after the input short circuit period t0 to t1, the time t2 is determined in the middle depending on the value of CR1, and the period t1 to t2 is a current path output between the UV terminals. For t2 to t3, control is performed so as to be output between the UW terminals and switched to the current path. Also in the flyback period t4 to t6 after the input short circuit period t3 to t4, the time t5 is determined in the middle by the value of CR2, and the period t4 to t5 is a current path output between the VW terminals. For t5 to t6, control is performed so as to be output between the UV terminals and switched to the current path.

電位関係がＵ＞Ｗであることから、時刻ｔ５においては、第２の双方向スイッチング素
子８３、８６がオフされ、代わりに第２の双方向スイッチング素子８１、８４がオンされて、電流経路の切り替えが行われる。 Since the potential relationship is U> W, at time t5, the second bidirectional switching elements 83, 86 are turned off, and instead, the second bidirectional switching elements 81, 84 are turned on, and the current path Switching takes place.

同様に、入力短絡期間ｔ６〜ｔ７の後のフライバック期間ｔ７〜ｔ９においては、ＣＲ３の値によって時刻ｔ８がその中間に定まり、期間ｔ７〜ｔ８についてはＷＵ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ８〜ｔ９についてはＶＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。信号８６ｙについては、期間ｔ７〜ｔ９の間ずっとオン状態が保たれたものとなっているが、これはフライバック期間について、電位関係がＵ＞Ｖ＞Ｗであるという事情からの結果である。 Similarly, in the flyback period t7 to t9 after the input short-circuit period t6 to t7, the time t8 is determined in the middle depending on the value of CR3, and the period t7 to t8 is a current path output between the WU terminals. During the period t8 to t9, control is performed so that the current is output by being output between the VW terminals. The signal 86y is kept on during the period t7 to t9, which is a result of the fact that the potential relationship is U> V> W for the flyback period.

一般的なインバータ装置においては、キャリア波として三角波を用いているが、本実施の形態においては、特にキャリア波として鋸波を用いていることから、簡単な構成でありながら、入力短絡期間とその後のフライバック期間を２つの電流経路で切り替えて第１の双方向スイッチング素子２９及び、第２の双方向スイッチング素子８１〜８６のオンオフ制御を行うという複雑な手順が実現できるものとなる。 In a general inverter device, a triangular wave is used as a carrier wave. However, in the present embodiment, a saw wave is used as a carrier wave. Thus, it is possible to realize a complicated procedure in which the flyback period is switched by two current paths and the first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 81 to 86 are turned on / off.

コンペアレジスタ値ＣＲ０について、本実施の形態においては、単相交流電源２０のからの入力電圧の瞬時値に応じて、ｔ０〜ｔ９の期間、同一値を保っており、ＣＲ１〜ＣＲ３については、それぞれ３相の各出力電圧に応じて、フライバック期間内２つの電流経路の分配が最適に行われるように、キャリア周期毎に設定しているものとなっている。 Regarding the compare register value CR0, in the present embodiment, the same value is maintained during the period from t0 to t9 according to the instantaneous value of the input voltage from the single-phase AC power supply 20, and for CR1 to CR3, It is set for each carrier cycle so that the two current paths are optimally distributed within the flyback period according to the three-phase output voltages.

しかし、必ずしもこのような周期でのコンペアレジスタ値の更新に限定されるものではなく、例えばキャリア周期毎にＣＲ０を更新していくようにしても良い。 However, the present invention is not necessarily limited to updating the compare register value in such a cycle. For example, CR0 may be updated every carrier cycle.

なお、図８（イ）に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点（ターンオン）については、図８（ア）波形のキャリア波Ｃｙと各コンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点（ターンオフ）については、すべて上記交点となる時点から所定の遅延時間ｔｄを経た時点としている。 For each on / off signal shown in FIG. 8 (a), the point at which the on period begins (turn on) is the intersection of the carrier wave Cy of FIG. 8 (a) waveform and each of the compare register values CR0 to CR3. On the other hand, the points at which the ON period ends (turn-off) are all points at which a predetermined delay time td has passed since the point of intersection.

これは、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧（インダクションキック）が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間を遅延時間ｔｄだけ遅延しているものである。 This is because, if the current path through the inductance element 28 is cut off, a high voltage (induction kick) may occur in each bidirectional switching element and break down. Therefore, the current path through the inductance element 28 Is always delayed by the delay time td.

本実施の形態においては、第１の双方向スイッチング素子２９、および第２の双方向スイッチング素子８１〜８６は、いずれも２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものを使用していることから、入力短絡期間からフライバック期間に移行する際、およびフライバック期間内に複数の電流経路を順に切り替える際にも、遅延時間ｔｄを設けたことによる出力端子間の短絡は発生することがなく、コンデンサ７０、７１、７２が双方向スイッチング素子８１〜８６の内のオンされる経路で大きな短絡電流となることはなく、良好な動作が可能である。 In the present embodiment, the first bidirectional switching element 29 and the second bidirectional switching elements 81 to 86 are both capable of on / off control for each of the two current directions. Therefore, a short circuit between the output terminals due to the provision of the delay time td also occurs when shifting from the input short circuit period to the flyback period and when switching a plurality of current paths in order within the flyback period. Therefore, the capacitors 70, 71, 72 do not become a large short-circuit current in a path where the bidirectional switching elements 81-86 are turned on, and a satisfactory operation is possible.

なお、一般的にスイッチング素子自身のターンオンとターンオフの遅延時間を比較した場合、ターンオフの方がより長い時間を要するという傾向があるため、例えば遅延時間ｔｄを別段に設定しなくても、１つの素子をターンオフさせる信号を出すと同時に別素子をターンオンさせる信号を出せば、オン期間がオーバーラップするという性質があり、それを遅延時間ｔｄの代用とすることもできる。 In general, when the turn-on and turn-off delay times of the switching element itself are compared, since the turn-off tends to require a longer time, for example, one delay time td is not set separately. If a signal for turning off an element is output at the same time as a signal for turning on another element, there is a property that the ON periods overlap, which can be used as a substitute for the delay time td.

このように、本実施の形態においては、３つのキャリア波周期（６４マイクロ秒の３倍）を周期として、期間ｔ０〜ｔ９の動作が繰り返されることにより、三相の電力が負荷６
２に供給されるものとなる。従って、１つのキャリア周期（６４マイクロ秒）内ではコンペアレジスタ値は、ＣＲ０以外には、ＣＲ１〜ＣＲ３のいずれか１つで済み、ＰＷＭ生成が比較的簡単なハード構成で実現した上で、比較的バランス良く三相電力が供給できる。 Thus, in the present embodiment, the operation of the periods t0 to t9 is repeated with three carrier wave periods (3 times 64 microseconds) as a period, so that three-phase power is supplied to the load 6
2 to be supplied. Therefore, within one carrier cycle (64 microseconds), the compare register value can be any one of CR1 to CR3 other than CR0. Compared with a relatively simple hardware configuration for PWM generation. Three-phase power can be supplied with good balance.

なお、上述した本実施の形態の順序でフライバック動作を切り替える必要は必ずしもなく、例えば１回のキャリア周期のフライバック期間には１つの線間のみに出力するようにしてもよく、また一回のフライバック期間に電流経路をさらに多数切り替えてもかまわない。 Note that it is not always necessary to switch the flyback operation in the order of this embodiment described above. For example, during a flyback period of one carrier cycle, output may be performed only between one line or once. Many more current paths may be switched during the flyback period.

本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２８、コンデンサ７０、７１、７２は、昇圧チョッパ回路としての動作に必要なものであるが、そのインダクタンス値、キャパシタンス値は、入力短絡期間とフライバック期間の和を周期とした昇圧チョッパ回路としてのスイッチング周波数が高い場合には、小として低コストとすることができるものであり、特に負荷６２を電流ベクトル制御した電動機とする場合などについては、電流の制御の応答性を高めるため、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる傾向がある。 The inductance element 28 and the capacitors 70, 71, 72 used in the present embodiment are necessary for the operation as the boost chopper circuit. The inductance value and the capacitance value are the input short circuit period and the flyback period. When the switching frequency of the step-up chopper circuit having a cycle of the sum of the two is high, the cost can be reduced as small as possible. Especially when the load 62 is an electric motor controlled by a current vector, In order to enhance the control response, it is advantageous that the capacitance values of the capacitors 70, 71, 72 are made as small as possible.

なお、入力短絡によって昇圧チョッパを行う期間として、単相交流電源２０の低電圧期間だけにしてもよく、電圧が不足する期間のみを昇圧チョッパ動作で対処することができる。 The period for performing the boost chopper by the input short circuit may be only the low voltage period of the single-phase AC power supply 20, and only the period when the voltage is insufficient can be dealt with by the boost chopper operation.

また、昇圧チョッパ動作を行う場合、インダクタンス素子２８の電流が零となった後に、次の入力短絡期間に入るようにすると電流非連続モードとなるが、そのような設計にしてもよく、インダクタンス素子２８に必要なインダクタンス値が電流連続モードと比較して、小さく抑えることができるというような効果もある。 Further, when the step-up chopper operation is performed, if the current of the inductance element 28 becomes zero and then the next input short-circuiting period is entered, the current discontinuous mode is set. There is also an effect that the inductance value required for 28 can be suppressed smaller than that in the continuous current mode.

本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２８のインダクタンス、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンスは、小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される応用にも対応することができる。 In the present embodiment, since the carrier period is set to a sufficiently high frequency of 64 microseconds, the inductance of the inductance element 28 and the capacitances of the capacitors 70, 71, 72 may be small, and the power converter can be downsized and reduced. In addition to being able to reduce costs, it can also be applied to applications that require current responsiveness, such as current vector control.

本実施の形態においては、昇圧動作をさせる場合、昇圧チョッパとして専用に機能する第１の双方向スイッチング素子２９を設けていることから、例えば２個の第２の双方向スイッチング素子８１、８２を同時にオンさせ、他の第２の双方向スイッチング素子８３、８４、８５、８６はオフとして、インダクタンス素子２８にエネルギーを蓄えさせる構成に比べて、インダクタンス素子２８へのエネルギー蓄積の期間に電流を通過させる素子の数が１個少なくできる分、損失が小さく、高効率の電力変換装置が実現できる。 In the present embodiment, when the step-up operation is performed, the first bidirectional switching element 29 that functions exclusively as a step-up chopper is provided, so that, for example, two second bidirectional switching elements 81 and 82 are provided. Compared with the configuration in which the other second bidirectional switching elements 83, 84, 85, 86 are turned off at the same time and energy is stored in the inductance element 28, current is passed during the period of energy storage in the inductance element 28. Since the number of elements to be reduced can be reduced by one, a loss can be reduced and a highly efficient power conversion device can be realized.

（実施の形態３）
図９は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の回路図である。 (Embodiment 3)
FIG. 9 is a circuit diagram of a power conversion device according to the third embodiment of the present invention.

図９において、電力変換装置１２１の構成は、第２の実施の形態と同等の２つの入力端子６４、６５を有するマトリクス回路６３を設けている。インダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の直列接続の順番を逆とした上で、マトリクス回路６３の２つの入力端子６４、６５の一方の入力端子６４をインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の接続点に接続し、もう一方の入力端子６５をインダクタンス素子２８のもう一方の端子に接続している。 In FIG. 9, the configuration of the power converter 121 is provided with a matrix circuit 63 having two input terminals 64 and 65 equivalent to those of the second embodiment. The order of the series connection of the inductance element 28 and the first bidirectional switching element 29 is reversed, and one input terminal 64 of the two input terminals 64 and 65 of the matrix circuit 63 is connected to both the inductance element 28 and the first. The other input terminal 65 is connected to the other terminal of the inductance element 28.

したがって、マトリクス回路６３の２つの入力端子６４、６５が、インダクタンス素子
２８の両端に接続したものとなっている。その他の構成については、第２の実施の形態と同様の接続となっている。 Therefore, the two input terminals 64 and 65 of the matrix circuit 63 are connected to both ends of the inductance element 28. Other configurations are the same as those in the second embodiment.

図１０（ア）は、制御回路８８内のマイクロコンピュータでＰＷＭ（パルス幅変調）を行うためのキャリア波Ｃｙと、コンペアレジスタ値ＣＲ０、ＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３の波形を示し、図１０（イ）は第２の実施の形態（図８）と同様に第２の双方向スイッチング素子８１〜８６、および第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフ状況を示したものである。 FIG. 10A shows the carrier wave Cy for performing PWM (pulse width modulation) by the microcomputer in the control circuit 88 and the waveforms of the compare register values CR0, CR1, CR2, and CR3. These show the on / off states of the second bidirectional switching elements 81 to 86 and the first bidirectional switching element 29 as in the second embodiment (FIG. 8).

図１０においては、単相交流電源２０の極性として、Ａ１＞Ａ２の電位となっている。 In FIG. 10, the polarity of the single-phase AC power supply 20 is A1> A2.

本実施の形態においても、制御回路８８は、単相交流電源２０の周波数５０Ｈｚおよび出力周波数２５０Ｈｚよりも高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚ（６４マイクロ秒周期）を持った鋸波をキャリア波Ｃｙとし、Ｃｙとコンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３を比較することによりパルス幅変調を行っている。 Also in the present embodiment, the control circuit 88 sets a sawtooth wave having a frequency of 15.625 kHz (64 microsecond period) that is higher than the frequency 50 Hz and the output frequency 250 Hz of the single-phase AC power supply 20 as the carrier wave Cy, Pulse width modulation is performed by comparing Cy with compare register values CR0 to CR3.

本実施の形態においても、ＣＲ０は入力短絡期間を決める値となり、Ｃｙ＜ＣＲ０となる期間、すなわち期間ｔ０〜ｔ１、期間ｔ３〜ｔ４、期間ｔ６〜ｔ７において、第１の双方向スイッチング素子２９がオンされて、インダクタンス素子２８に単相交流電源２０の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子２８へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。 Also in the present embodiment, CR0 is a value that determines the input short-circuit period, and in the period in which Cy <CR0, that is, the period t0 to t1, the period t3 to t4, and the period t6 to t7, When turned on, the voltage of the single-phase AC power supply 20 is applied to the inductance element 28 almost as it is, and energy is stored in the inductance element 28 magnetically.

それぞれの入力短絡期間にインダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーは、次の入力短絡期間が開始するまでの期間に、コンデンサ７０、７１、７２、および負荷６２に昇圧して出力されるフライバック期間となる。しかし、本実施の形態においては、フライバック期間にマトリクス回路６３に供給される電流は、単相交流電源２０からは供給されることがなく、インダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーによるもののみとなる。 The energy stored in the inductance element 28 in each input short-circuit period is a flyback period that is boosted and output to the capacitors 70, 71, 72 and the load 62 during the period until the next input short-circuit period starts. Become. However, in the present embodiment, the current supplied to the matrix circuit 63 during the flyback period is not supplied from the single-phase AC power supply 20, but only due to the energy stored in the inductance element 28. .

かつ、インダクタンス素子２８から供給される電流の向きとしては、入力端子６５に電流を流し込む向きとなるので、第２の実施の形態と比較して、マトリクス回路６３内の第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６に関しては、オンする素子が異なったものとなっている。 In addition, the direction of the current supplied from the inductance element 28 is a direction in which a current flows into the input terminal 65, so that the second bidirectional switching element in the matrix circuit 63 is compared with the second embodiment. Regarding 81, 82, 83, 84, 85, 86, the elements to be turned on are different.

本実施の形態においては、負荷６２に供給されるエネルギーは、すべて一旦インダクタンス素子２９に蓄えられたものが出力されるものとなる、一般に昇降圧チョッパ、あるいは符号反転チョッパなどと呼ばれるパワー回路としての動作となり、入力短絡期間の長さを加減することにより、出力電圧の値を、単相交流電源２０の出力よりも低い値とすることもでき、零まで出力させることが可能となる。 In the present embodiment, the energy supplied to the load 62 is all output once stored in the inductance element 29. As a power circuit generally called a buck-boost chopper or a sign inversion chopper, etc. By operating and adjusting the length of the input short-circuit period, the value of the output voltage can be made lower than the output of the single-phase AC power supply 20, and can be output to zero.

また入力短絡期間の長さを長くしていくと、逆に単相交流電源２０の出力電圧よりも高い電圧を負荷６２に出力することも可能となり、出力電圧の範囲として、非常に広いものが実現できるものとなる。 In addition, when the length of the input short circuit period is increased, it is possible to output a voltage higher than the output voltage of the single-phase AC power supply 20 to the load 62, and the output voltage range is very wide. It can be realized.

ただし、第２の実施の形態が、負荷６２への供給エネルギーの一部分を直接単相交流電源２０から供給しているのに対して、本実施の形態ではエネルギーのすべてがインダクタンス素子２８を経由するものとなることから、特に大きな昇圧を必要とするような条件では、効率面などにおいて、第２の実施の形態の方に譲る条件も存在するものとなる。 However, in the second embodiment, a part of energy supplied to the load 62 is directly supplied from the single-phase AC power supply 20, whereas in the present embodiment, all of the energy passes through the inductance element 28. Therefore, under conditions that require a particularly large boost, there are also conditions that are left to the second embodiment in terms of efficiency.

本実施の形態においても、第２の実施の形態と同様、入力短絡期間の長さは、ＣＲ０に比例して設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となるが、本実施の
形態においては、１回の入力短絡の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。 Also in the present embodiment, as in the second embodiment, the length of the input short-circuit period is set in proportion to CR0, and the other period is the flyback period. In the embodiment, control is performed to switch a plurality of current paths during a flyback period after one input short circuit.

また、図１０（イ）に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点（ターンオン）については、図１０（ア）波形のキャリア波Ｃｙと各コンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点（ターンオフ）については、すべて上記交点となる時点から所定の遅延時間ｔｄを経た時点としている。これも第２の実施の形態と同様であり、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧（インダクションキック）が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間を遅延時間ｔｄだけ遅延しているものである。 Further, for each on / off signal shown in FIG. 10 (a), the point at which the on period begins (turn on) is the intersection of the carrier wave Cy of the waveform of FIG. 10 (a) and each of the compare register values CR0 to CR3. On the other hand, the points at which the ON period ends (turn-off) are all points at which a predetermined delay time td has elapsed from the point at which the intersection is reached. This is also the same as in the second embodiment, and if the current path passing through the inductance element 28 is cut off, there is a possibility that a high voltage (induction kick) is generated in each bidirectional switching element and destroyed. Therefore, the OFF period is delayed by the delay time td so that a current path passing through the inductance element 28 always exists.

（実施の形態４）
図１１は、本発明の第４の実施の形態における電気掃除機の断面図である。 (Embodiment 4)
FIG. 11: is sectional drawing of the vacuum cleaner in the 4th Embodiment of this invention.

図１１において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０と、電力変換装置１３０から電力が供給される負荷１３１と、負荷１３１となる３相の電動機によって回転駆動されるファン１３２とを有し、それらは紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められている。そして、ホース１４０及びノズル１４１は、筐体１３４の前部に外部接続され、紙パック１３３と連通するように構成されている。 In FIG. 11, the power conversion device 130 having the configuration described in the first embodiment, a load 131 to which power is supplied from the power conversion device 130, and a fan 132 that is rotationally driven by a three-phase electric motor that becomes the load 131. And are housed in the housing 134 together with the paper pack 133. The hose 140 and the nozzle 141 are externally connected to the front portion of the housing 134 and are configured to communicate with the paper pack 133.

さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２及び後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換相１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２を接続しており、真空式の電気掃除機を構成している。 Further, a front wheel 142 and a rear wheel 143 for making the floor surface movable are rotatably attached to the casing 134, and a power plug 151 for connecting the single-phase AC power source 150 to the power conversion phase 130, and a power cord 152 is connected, and the vacuum type vacuum cleaner is comprised.

以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動されると、吸引風を発生し、床面のゴミをノズル１４１からホース１４０を通じて吸引し、紙パック１３３内にゴミを捕集して、掃除をすることができる。 In the above configuration, when the fan 132 is driven to rotate at several tens of thousands of revolutions per minute, suction air is generated, dust on the floor surface is sucked from the nozzle 141 through the hose 140, and the dust is collected in the paper pack 133. Can be cleaned.

ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作を行うことにより、高い電圧を負荷１３１に供給できることから、小型・軽量のもので構成することができるものとなる。 Here, the power conversion device 130 can supply a high voltage to the load 131 by performing a step-up operation while using a 100 V single-phase AC power supply 150, so that the power conversion device 130 can be configured to be small and light. It becomes.

よって、本実施の形態の電気掃除機は、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作による高い電圧で電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、高い力率で動作させることができ、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。 Therefore, since the electric vacuum cleaner of the present embodiment can drive the electric motor with a high voltage by the boosting operation even when the power is supplied from the single-phase AC power source, a strong suction force can be obtained with a large torque and a high force can be obtained. It can be operated at a high rate, and can be made compact and lightweight and very convenient to use.

なお、パワーの変動については、図６（エ）に示しているように、０から平均パワーの約２倍の最大値にまで、単相交流電源１５０の周波数の２倍（１００Ｈｚ）で繰り返されることになり、トルクについても同等の変動が発生することになる。 In addition, about the fluctuation | variation of power, as shown in FIG.6 (d), it repeats by 2 times (100 Hz) of the frequency of the single phase alternating current power supply 150 from 0 to the maximum value of about twice the average power. As a result, the same fluctuation occurs in the torque.

しかしながら、電気掃除機においては、慣性が大きいため上記の１００Ｈｚのトルク変動による振動、騒音、速度ムラなどは、従来からある整流子モータを使用した場合と同等であり、全く問題にならないものとなる。 However, in a vacuum cleaner, since the inertia is large, the vibration, noise, speed unevenness, and the like due to the above-described torque fluctuation of 100 Hz are the same as those in the case where a conventional commutator motor is used, and there is no problem at all. .

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源からの入力電流波形が改善され、高力率を達成できるので、動力などへ電源供給する電力変換装置へ利用することが可能である。 As described above, the power conversion device according to the present invention improves the input current waveform from the single-phase AC power supply and can achieve a high power factor, so that it can be used for a power conversion device that supplies power to power. It is.

本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention 同電力変換装置の第２の双方向スイッチング素子の等価回路図Equivalent circuit diagram of second bidirectional switching element of same power converter 同電力変換装置の動作波形図Operation waveform diagram of the power converter 本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention （ア）同電力変換装置の負荷の断面図（イ）同負荷の結線図(A) Cross-sectional view of the load of the power converter (a) Connection diagram of the load 同電力変換装置の動作波形図Operation waveform diagram of the power converter 同電力変換装置の出力電圧波形図Output voltage waveform diagram of the power converter 同電力変換装置の制御回路の動作波形図Operation waveform diagram of control circuit of same power converter 本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power converter in Embodiment 3 of the present invention 同電力変換装置の制御回路の動作波形図Operation waveform diagram of control circuit of same power converter 本発明の実施の形態４における電気掃除機の概略構成図Schematic block diagram of the electric vacuum cleaner in Embodiment 4 of this invention 従来の技術における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power converter in prior art

Explanation of symbols

２０単相交流電源
２８インダクタンス素子
２９第１の双方向スイッチング素子
２４、２５、６４、６５入力端子
２６、２７、６６、６７、６８出力端子
２３、６３マトリクス回路
３０、７０、７１、７２コンデンサ
４８、８８制御回路
４１、４２、４３、４４、８１、８２、８３、８４、８５、８６第２の双方向スイッチング素子
９０電流検知手段
２２、６２負荷
１００、１０１、１０２、１０３永久磁石
１３２ファン 20 Single-phase AC power supply 28 Inductance element 29 First bidirectional switching element 24, 25, 64, 65 Input terminal 26, 27, 66, 67, 68 Output terminal 23, 63 Matrix circuit 30, 70, 71, 72 Capacitor 48 , 88 Control circuit 41, 42, 43, 44, 81, 82, 83, 84, 85, 86 Second bidirectional switching element 90 Current detection means 22, 62 Load 100, 101, 102, 103 Permanent magnet 132 Fan

Claims

A series circuit of an inductance element and a first bidirectional switching element connected to a single-phase AC power source, and a plurality of second bidirectional switching elements provided in each combination of two input terminals and a plurality of output terminals, A matrix circuit in which one of the two input terminals is connected to a connection point of the inductance element and the first bidirectional switching element; a capacitor connected between the output terminals; and the first bidirectional switching element; And a control circuit that controls on / off of the plurality of second bidirectional switching elements.

The power converter according to claim 1, wherein the two input terminals of the matrix circuit are connected to both ends of the first bidirectional switching element.

The power converter according to claim 1, wherein the two input terminals of the matrix circuit are connected to both ends of the inductance element.

The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the second bidirectional switching element is capable of on / off control with respect to each of two current directions.

It has current detection means for detecting the input current from the single-phase AC power supply, and the control circuit controls the on / off of the first bidirectional switching element so that the input current waveform is almost similar to that of the single-phase AC power supply. The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein three-phase power is supplied to the load.

The power converter according to claim 5, wherein the load is a three-phase motor having a permanent magnet.

The control circuit performs pulse width modulation using a sawtooth wave having a frequency higher than the frequency and output frequency of the single-phase AC power supply as a carrier wave, and after turning on the first bidirectional switching element, the second bidirectional The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the current path is changed by switching on and off of the switching element.

An electric vacuum cleaner comprising: the power conversion device according to claim 1; an electric motor to which electric power is supplied from the power conversion device; and a fan that is rotationally driven by the electric motor.