JP2010154714A - Power converter and vacuum cleaner using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ(電動機)などを負荷とする電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that is used in various electric appliances for business use, general household use, and business use and that has a motor (electric motor) as a load, and a vacuum cleaner using the same.
従来、この種の電力変換装置は、6個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、3相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接3相の交流への電力変換を行うものであった(例えば、特許文献1参照)。 Conventionally, this type of power conversion device connects six bidirectional switching elements between a single-phase AC power source and a three-phase load, and converts power from single-phase AC directly to three-phase AC. (For example, refer to Patent Document 1).
図10は、特許文献1に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
FIG. 10 shows a circuit diagram of a conventional power conversion device described in
図10に示すように、交流電源1、交流電源1に接続されたマトリクスコンバータ回路2、マトリクスコンバータ回路2から接続されて、負荷となる3相のモータ3が接続され、マトリクスコンバータ回路2の動作を制御する制御部4が設けられたものとなっている。
As shown in FIG. 10, the
マトリクスコンバータ回路2は、2個のトランジスタ5、6、ダイオード7、8を用いた双方向スイッチ10、双方向スイッチ10と同様の構成で組まれた双方向スイッチ11、12、13、14、15を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路2内の合計12個のトランジスタのオンオフが制御部4によって制御される結果、3相の交流電圧がモータ3に供給されて駆動されるものであった。
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源1として、日本国内の100V50Hzまたは60Hzなどの単相の交流電源を用いる場合、交流電源の電圧波形は正弦波であり、零ベルトとなる点付近の低電圧期間における電力変換が困難となる。
However, in the conventional configuration, when a single-phase AC power source such as 100
特に3相のモータとして一般的に高効率が得られるとされる永久磁石を使用したものを駆動する場合には、速度に比例して発生する誘導起電力が高いものとなるため、低電圧期間においては入力電流を受けることができず、交流電源から供給する入力電流は、波形のピーク点付近のみとなり、入力電流のピーク電流値が跳ね上がって波形の歪みが増える。その結果、力率としては低いものであった。 In particular, when driving a three-phase motor using a permanent magnet, which is generally considered to have high efficiency, the induced electromotive force generated in proportion to the speed becomes high, so that the low voltage period , The input current supplied from the AC power supply is only near the peak point of the waveform, and the peak current value of the input current jumps up and the waveform distortion increases. As a result, the power factor was low.
本発明は上記課題を解決するもので、低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、交流電源から供給する電力の力率を高めることを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to improve an input current waveform so that an input current from an AC power source can be received even in a low voltage period, and to increase a power factor of power supplied from the AC power source. To do.
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、2つの入力端子と複数の出力端子との組み合わせに複数の双方向スイッチング素子を設けて成るマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記単相交流電源の電圧を検知する電源電圧検知手段と、前記出力端子間の電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段と前記出力電圧検知手段の出力に基づいて前記複数の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えたものである。 In order to solve the above problems, a power converter according to the present invention includes a matrix circuit in which a plurality of bidirectional switching elements are provided in a combination of two input terminals and a plurality of output terminals, and the input from a single-phase AC power supply. An inductance element connected to the path to the terminal, a capacitor connected between the output terminals, a power supply voltage detection means for detecting the voltage of the single-phase AC power supply, and an output voltage detection means for detecting the voltage between the output terminals And a control circuit for controlling on / off of the plurality of bidirectional switching elements based on the output of the power supply voltage detection means and the output voltage detection means.
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流を受けるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。 Accordingly, the present invention solves the above-described problem, and improves the input current waveform by receiving the input current from the single-phase AC power supply even in the low voltage period near the zero voltage of the single-phase AC power supply. The power factor of the electric power supplied from the AC power source can be increased.
本発明は、単相交流電源の零電圧点付近の低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機を実現することができる。 The present invention improves the input current waveform so that an input current from an AC power supply can be received even in a low voltage period near the zero voltage point of a single-phase AC power supply, and a power converter that operates at a high power factor. The used vacuum cleaner can be realized.
第1の発明は、2つの入力端子と複数の出力端子との組み合わせに複数の双方向スイッチング素子を設けて成るマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記単相交流電源の電圧を検知する電源電圧検知手段と、前記出力端子間の電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段と前記出力電圧検知手段の出力に基づいて前記複数の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置とするものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a matrix circuit in which a plurality of bidirectional switching elements are provided in a combination of two input terminals and a plurality of output terminals, an inductance element connected to a path from a single-phase AC power supply to the input terminals, A capacitor connected between the output terminals, a power supply voltage detection means for detecting the voltage of the single-phase AC power supply, an output voltage detection means for detecting a voltage between the output terminals, the power supply voltage detection means, and the output The power converter includes a control circuit that controls on / off of the plurality of bidirectional switching elements based on the output of the voltage detection means.
この構成により、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流を受けるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。 With this configuration, the input current waveform is improved by receiving the input current from the single-phase AC power supply even in the low voltage period near the zero voltage of the single-phase AC power supply, and the power factor of the power supplied from the single-phase AC power supply is improved. Can be increased.
また、第2の発明は、特に第1の発明の双方向スイッチング素子を、2つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとし、単相交流電源からインダクタンス素子と2つの双方向スイッチング素子を通して電流が流れる上下同時導通期間を有する構成とする。 In the second invention, in particular, the bidirectional switching element of the first invention is capable of on / off control with respect to each of the two current directions. A structure having a simultaneous upper and lower conduction period in which current flows through the switching element is employed.
これにより、前記単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間において、出力電圧が入力電圧よりも高い状態となっても、昇圧動作によって、前記単相交流電源からの入力電流が受けられるものとなり、入力電流波形が大幅に改善され、前記単相交流電源から供給する力率を高めることができる。 Thus, even when the output voltage is higher than the input voltage in the low voltage period near the zero voltage of the single-phase AC power supply, the input current from the single-phase AC power supply can be received by the boosting operation. The input current waveform is greatly improved, and the power factor supplied from the single-phase AC power source can be increased.
また、第3の発明は、特に第1の発明または第2の発明の制御回路を、出力電圧検知手段の信号の絶対値と、電源電圧検知手段の信号の積にほぼ比例した入力電流となるように、双方向スイッチング素子のオンオフを制御する構成とすることにより、負荷に供給する出力側の力率も高め、負荷に対して高効率の電力供給を可能とするものとなる。 In the third invention, in particular, the control circuit of the first invention or the second invention has an input current substantially proportional to the product of the absolute value of the signal of the output voltage detection means and the signal of the power supply voltage detection means. Thus, by adopting a configuration that controls on / off of the bidirectional switching element, the power factor on the output side supplied to the load is also increased, and highly efficient power supply to the load becomes possible.
また、第4の発明は、特に第1から第3のいずれかの発明の構成に加え、単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を設け、制御回路は入力電流波形が、前記単相交流電源とほぼ相似波形となるように双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する構成とすることにより、前記単相交流電源からの力率を高く確保すると同時に、負荷に対する力率も十分高いものとし、高効率での電力変換を可能とするものとなる。 In addition, the fourth invention is provided with current detection means for detecting an input current from a single-phase AC power supply, in addition to the configuration of any one of the first to third inventions, and the control circuit has an input current waveform, By controlling the on / off of the bidirectional switching element so as to have a waveform substantially similar to that of the single-phase AC power supply, and supplying three-phase power to the load, a high power factor from the single-phase AC power supply is secured. At the same time, the power factor with respect to the load is sufficiently high, and power conversion with high efficiency becomes possible.
また、第5の発明は、特に第4の発明の負荷を、永久磁石を有する三相電動機とした構成とすることにより、負荷である電動機として高効率であると共に、誘導起電力よりも単相交流電源の電圧の方が低くなる状態にあっても、単相交流電源から入力電流を受け取れることから、入力側の力率も高くすることができる。 In addition, the fifth aspect of the invention is particularly effective when the load of the fourth aspect of the present invention is a three-phase motor having a permanent magnet, so that the load motor is highly efficient and has a single phase rather than an induced electromotive force. Even when the voltage of the AC power supply is lower, the input current can be received from the single-phase AC power supply, so that the power factor on the input side can be increased.
また、第6の発明は、特に第1から第5のいずれか1つの発明の制御回路を、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、1回の上下同時導通の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替えて双方向スイッチング素子のオンオフを制御する構成とすることにより、比較的簡単な構成でありながら、入力電流波形の改善が可能となり、高力率が実現できるものとなる。 In addition, the sixth aspect of the invention relates to a pulse width in which the control circuit of any one of the first to fifth aspects of the invention uses a sawtooth wave having a frequency higher than the frequency and output frequency of the single-phase AC power supply as a carrier wave. Modulation is performed, and the on-off state of the bidirectional switching element is controlled by switching a plurality of current paths during the flyback period after one simultaneous upper and lower simultaneous conduction. The waveform can be improved, and a high power factor can be realized.
また、第7の発明は、特に第1から第6のいずれかの発明の双方向スイッチング素子を、SiC半導体を用いた構成とすることにより、小型で低損失が実現でき、装置の小型化、軽量化、高効率化が可能となる。 Further, according to the seventh aspect of the invention, in particular, the bidirectional switching element according to any one of the first to sixth aspects of the invention can be realized with a small size and low loss by using a SiC semiconductor, and the device can be downsized. Light weight and high efficiency can be achieved.
また、第8の発明は、第1から第7のいずれか1つの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電力供給であっても高い力率で動作すると共に、強い吸引力が得られ、小型・軽量で使い勝手の優れたものとすることができる。 Further, an eighth aspect of the invention is an electric device comprising: the power conversion device according to any one of the first to seventh aspects; an electric motor to which electric power is supplied from the power conversion device; and a fan that is rotationally driven by the electric motor. By using a vacuum cleaner, even if it is a power supply from a single-phase AC power source, it operates at a high power factor, and a strong suction force can be obtained, making it compact, lightweight, and easy to use.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1は、本発明の第1の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
図1において、100V50Hzの単相交流電源20にA1、A2端子を接続した電力変換装置21は、B1、B2端子から負荷22に交流の出力を行うものである。電力変換装置21の構成は、マトリクス回路23が、2つの入力端子24、25と、2つの出力端子26、27を有し、単相交流電源20から入力端子24への経路に接続したインダクタンス素子28、出力端子26、27の間に接続したコンデンサ30を接続している。
In FIG. 1, a
ここで、本実施の形態における負荷22は、抵抗のように電圧と電流とが常に比例関係にあるというものではなく、例えば同期電動機のように、電流とは無関係に電圧源となるようなものが接続されている状態にある。 Here, the load 22 in this embodiment does not always have a proportional relationship between the voltage and the current, such as a resistor, but is a voltage source that is independent of the current, such as a synchronous motor. Is in a connected state.
本実施の形態において、マトリクス回路23は、2つの入力端子24、25と2つの出力端子26、27の4通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある4個の双方向スイッチング素子41、42、43、44を有しており、制御回路48によって、双方向スイッチング素子41、42、43、44のオンオフが制御されるものとなっている。
In the present embodiment, the
さらに単相交流電源20の電圧を検知する電源電圧検知手段50、出力端子26、27間の電圧を検知する出力電圧検知手段52が設けられており、制御回路48は、電源電圧検知手段50と出力電圧検知手段52の出力を受け、電源電圧検知手段50と出力電圧検知手段50からの信号の積に応じて双方向スイッチング素子41、42、43、44のオンオフを制御するものとなっている。
Furthermore, a power supply voltage detection means 50 for detecting the voltage of the single-phase
図2は、本発明の第1の実施の形態における電力変換装置の双方向スイッチング素子の等価回路図である。 FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the bidirectional switching element of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
図2において、SiC半導体55、56は、それぞれ炭化珪素を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したNチャンネルのMOSFET構造であって、逆方向の耐圧も十分なものが確保できるとともに、等価的に2つのSiC半導体55、56が逆
方向に接続された構造となっている。
In FIG. 2,
そして、SiC半導体55、56は、ゲートGxとソースSx間に駆動信号(ゲート信号)が入力されると、端子Xから端子Yの方向への電流が流れる状態となり、ゲートGyとソースSy間に駆動信号(ゲート信号)が入力されると、端子Yから端子Xの方向への電流が流れる状態となるものである。従って、双方向スイッチング素子41、42、43、44は、いずれも端子Xから端子Y、端子Yから端子Xという2つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとなっている。
In the
図1において、例えば単相交流電源20の出力電圧の極性として、A1がA2より高電位となる状態で、双方向スイッチング素子41のゲートGxと双方向スイッチング素子42のゲートGyが、制御回路48からオン信号となった場合には、単相交流電源20からインダクタンス素子28と2つの双方向スイッチング素子41、42を通して電流が流れる状態となり、このような状態を上下同時導通と呼ぶものとする。
In FIG. 1, for example, as the polarity of the output voltage of the single-phase
直流電圧を入力して動作する一般的なブリッジ型のインバータにおいては、このような上下のスイッチング素子の同時導通は、過電流破壊の原因となるため行わない。しかし、本実施の形態においては、インダクタンス素子28が挿入されているため、前者とは状況が異なる。
In a general bridge type inverter that operates by inputting a DC voltage, such simultaneous conduction of the upper and lower switching elements is not performed because it causes overcurrent breakdown. However, in the present embodiment, since the
本実施の形態においては、直列接続された2つの双方向スイッチング素子が同時にONしている上下同時導通期間には、それ以外の双方向スイッチング素子はオフ状態になっており、インダクタンス素子28に磁気的にエネルギーが蓄えられる一方、負荷22の端子間電圧、すなわちコンデンサ30の端子間電圧となる出力電圧は、完全に開放状態になる。従って、出力電圧が250Vというような高電圧であって、かつその時の入力電圧が50Vしかないような状態であっても、入力電流をインダクタンス素子28に流れ込ませることが可能となり、インダクタンス素子28には磁気エネルギーを蓄えるものとなる。
In the present embodiment, during the upper and lower simultaneous conduction periods in which two bidirectional switching elements connected in series are simultaneously turned on, the other bidirectional switching elements are in the off state, and the
そして、上下同時導通期間にインダクタンス素子28に磁気的に蓄えられたエネルギーは、その後の双方向スイッチング素子のオンオフ状態を切り替えることにより、フライバック動作によって、コンデンサ30および負荷22へと昇圧動作を行わせながら供給することができる。
Then, the energy magnetically stored in the
図3は、本発明の第1の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。 FIG. 3 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
図3において、(ア)は単相交流電源20からの入力電圧Vinおよび負荷22への出力電圧Voutを示し、(イ)は単相交流電源20からの入力電流Iinを示し、(ウ)は負荷22への出力電流Ioutを示し、(エ)は入力パワーPinを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーPoutは入力パワーPinと同等と考えても良い。
3A shows the input voltage Vin from the single-phase
図3(ア)に示す出力電圧Voutに関しては、負荷22は、電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ(振幅)としては、絶対値のピークが280Vであって、これは入力電圧Vinの振幅の2倍に相当し、周波数は、250Hzで、入力周波数50Hzの5倍である。
With respect to the output voltage Vout shown in FIG. 3A, the load 22 has a characteristic as a voltage source. Therefore, the magnitude (amplitude) of the voltage has an absolute value peak of 280 V, which is the input voltage. This corresponds to twice the amplitude of the voltage Vin, and the frequency is 250 Hz, which is five times the
特に本実施の形態においては、制御回路48は、マイクロコンピュータを内部に含んでおり、出力電圧検知手段52からの信号の絶対値と、電源電圧検知手段50の信号との積をマイクロコンピュータにてデジタル計算し、求めた積にほぼ比例した入力電流となるように、双方向スイッチング素子41、42、43、44のオンオフを制御するものとなっている。
Particularly in the present embodiment, the
なお、前記マイクロコンピュータ内にはテーブルが用意されており、出力電圧検知手段52からの信号と、電源電圧検知手段50からの信号とに応じて上下同時導通期間の設定、およびフライバック期間にオンオフされる双方向スイッチング素子の選定が行われ、その結果、単相交流電源20からの入力電流が図3(イ)の波形となる。
A table is prepared in the microcomputer, and the upper and lower simultaneous conduction period is set according to the signal from the output voltage detection means 52 and the signal from the power supply voltage detection means 50, and it is turned on and off during the flyback period. As a result, the input current from the single-phase
この場合、図3(ウ)に示される出力電流Iout波形、および図3(エ)に示される入力パワーPin波形は、いずれも図3(イ)と同様に単相交流電源20の周波数である50Hzの倍の100Hz(10ms周期)で包絡線を持ったような波形となる。
In this case, both the output current Iout waveform shown in FIG. 3C and the input power Pin waveform shown in FIG. 3D are the frequencies of the single-phase
本実施の形態においては、負荷22は単相で正弦波の電圧源であるため、単相交流電源20と負荷22のいずれにも電圧の零点、およびその付近の低電圧期間が存在するが、そのような期間に大きな電流を流しても、いわゆる力率が低い状態となり、有効な電力の伝達ができず、電力変換装置の効率を悪くするものとなる。
In the present embodiment, since the load 22 is a single-phase sine wave voltage source, both the single-phase
よって、本実施の形態においては、出力電圧検知手段52の信号の絶対値と電源電圧検知手段の信号との積に、入力電流Iinがほぼ比例したものとすることにより、負荷22に供給する出力側の力率としても高いものが得られるものとなり、条件として与えられた入出力電圧の中では、最大の効率で電力供給が行うことができる。 Therefore, in the present embodiment, the input current Iin is approximately proportional to the product of the absolute value of the signal of the output voltage detection means 52 and the signal of the power supply voltage detection means, so that the output supplied to the load 22 is achieved. As a result, a high power factor can be obtained, and power can be supplied with maximum efficiency among the input / output voltages given as conditions.
なお、本実施の形態においては、単相交流電源20からの入力電流Ioutを検知する手段は設けていないが、図3(イ)に示すような電流波形を、より精度良く実現しようとする場合には、電流検知手段などを設けてフィードバック制御すればよい。特に、負荷22に必要な電流値が変化するような特性のものである場合には、有効に作用する。
In the present embodiment, no means for detecting the input current Iout from the single-phase
(実施の形態2)
図4は、本発明の第2の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a circuit diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
図4において、100V50Hzの単相交流電源20にA1、A2端子を接続した電力変換装置61は、U、V、W端子から負荷62に三相の交流を出力するものである。電力変換装置61の構成は、マトリクス回路63が2つの入力端子64、65と3つの出力端子66、67、68とを有し、単相交流電源20から入力端子64への経路に接続したインダクタンス素子28と、出力端子66、67の間に接続したコンデンサ70と、出力端子67、68の間に接続したコンデンサ71と、出力端子66、68間に接続したコンデンサ72とを有している。
In FIG. 4, a
本実施の形態において、マトリクス回路63は、2つの入力端子64、65と3つの出力端子66、67、68の6通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある6個の双方向スイッチング素子81、82、83、84、85、86を有しており、制御回路88によって、双方向スイッチング素子81、82、83、84、85、86のオンオフが制御されるものとなっている。
In the present embodiment, the
なお、双方向スイッチング素子81、82、83、84、85、86は、いずれも第1の実施の形態と同様にSiC半導体を用いたもので構成している。
Note that the
第1の実施の形態と同様に、単相交流電源20の電圧を検知する電源電圧検知手段50が設けられている他、出力端子66、67、68の各線間の電圧を検知する出力電圧検知手段92が設けられており、その上さらに、単相交流電源20からの入力電流Iinを検知する電流検知手段90を備えたものとなっている。
As in the first embodiment, a power supply voltage detecting means 50 for detecting the voltage of the single-phase
本実施の形態においては、制御回路88は、電源電圧検知手段50、出力電圧検知手段92の信号に加えて、電流検知手段90からの信号も受け、入力電流波形Iinが正弦波の単相交流電源20とほぼ相似波形、すなわち正弦波となるように双方向スイッチング素子81、82、83、84、85、86のオンオフを制御し、負荷62に三相の電力を供給するものとなっている。
In the present embodiment, the control circuit 88 receives signals from the current detection means 90 in addition to the signals of the power supply voltage detection means 50 and the output voltage detection means 92, and the input current waveform Iin is a single-phase alternating current with a sine wave. The
図5(ア)は、電力変換装置の負荷62となる三相電動機の断面構成を示す断面図、図5(イ)は同三相電動機の結線を示す結線図である。
FIG. 5A is a cross-sectional view showing a cross-sectional configuration of a three-phase motor serving as a
図5(ア)に見られるように、三相電動機として構成した負荷62は、珪素鋼板を積層した表面に4つの永久磁石100、101、102、103を貼り付けて構成した鉄心104を、出力軸105を中心として回転自在に設けた回転子106と、回転子106の外側に設けた固定子107とを有する構成である。その固定子107は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心108、巻線110、111、112、113、114、115によって構成している。
As shown in FIG. 5 (a), the
図5(イ)に示される巻線110、111、112、113、114、115の結線により、三相の入力端子U、V、Wが引き出されており、回転の速度に比例した振幅と周波数を持った誘導起電力が各巻線に発生し、中性点Nからの各相電圧が120度の位相差を有するほぼ正弦波となり、電力変換装置61の線間の出力電圧Vuv、Vvw、Vwuについても、前記誘導起電力によってほぼ正弦波の電圧に近いものとなる。
The three-phase input terminals U, V, W are drawn out by the connection of the
図6は、本発明の第2の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。 FIG. 6 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
図6において、(ア)は単相交流電源20からの入力電圧Vinおよび負荷62への線間の出力電圧Vuv、Vvw、Vwuを示し、(イ)は単相交流電源20からの入力電流Iinを示し、(ウ)は負荷62への出力電流Iuv、Ivw、Iwuを示し、(エ)は入力パワーPinを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーPoutは入力パワーPinと同等と考えてもよい。
6A shows the input voltage Vin from the single-phase
図6(ア)に示す電圧に関しては、負荷62は、永久磁石100、101、102、103からの誘導起電力による電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ(振幅)としては、絶対値のピークが280Vであって、これは入力電圧Vinの振幅の2倍に相当し、周波数は250Hzで入力周波数50Hzの5倍となっている。
With respect to the voltage shown in FIG. 6A, the
負荷62は、4極構成の回転子106が毎分7500回転していることから、周波数は250Hzとなっている。
The
図6(イ)に示す入力電流Iinに関して、本実施の形態においては、制御回路88は、単相交流電源20からの入力電流波形が、電源電圧検知手段50で検知した単相交流電源20の電圧と相似の正弦波波形となるように、双方向スイッチング素子81、82、83、84、85、86のオンオフを制御するものとなっている。
With respect to the input current Iin shown in FIG. 6 (a), in the present embodiment, the control circuit 88 is configured so that the input current waveform from the single-phase
なお、電源電圧検知手段50の出力に対する入力電流Iinの値の比例定数としては、本実施の形態においては、一定値とはせず、出力電圧検知手段92で検知される三相の出力電圧の値が所定値となるように、フィードバック制御されて決定されるものとなっている。 In this embodiment, the proportional constant of the value of the input current Iin with respect to the output of the power supply voltage detection means 50 is not a constant value, but the three-phase output voltage detected by the output voltage detection means 92. The value is determined by feedback control so that the value becomes a predetermined value.
これにより、例えば負荷62のトルクが変化した場合においても、三相の出力電圧として所定の値が確保され、かつ入力電流Iinの波形としては、単相交流電源20の電圧波
形に相似となる正弦波のものが流れ、Iinの大きさ(振幅)がトルクに応じて必要となるように変化するものとなる。よって、単相交流電源20からの力率は、ほぼ完全に1となり、系統への負担を最小限とすることができる。
Thereby, for example, even when the torque of the
図6(ウ)に示した各出力電流波形は、2つの出力端子の間に出力される電流、例えば負荷62のU相から流れ込み、V相から引き出される電流をIuvとして記載している。本実施の形態では、単相交流電源20から入力されるパワーを、瞬時の線間の誘導起電力の自乗に比例するように3相に分配し、各出力電流が定まる方法を取っている。
Each output current waveform shown in FIG. 6C describes a current output between two output terminals, for example, a current flowing from the U phase of the
それによって、単相交流電源20から入力されるパワー、すなわち変換パワーは、単相交流電源20の位相によって図6(エ)に示すように変動する。しかし、各瞬時における銅損が最小になるように、三相への電流分配が行われるものとなり、単相交流電源20からの力率を1とした上で、最も効率が良い電力変換が行われるものとなる。
As a result, the power input from the single-phase
なお、第1の実施の形態に示したように、単相交流電源20からの入力電流を、各相の出力電圧の絶対値と単相交流電源20の電圧との積に比例するようにしても良く、その場合には、入力電流Iinの波形には若干の歪みが発生するが、ほとんど問題となるレベルではなく、負荷62の銅損としては最低とすることができる。
As shown in the first embodiment, the input current from the single-phase
図7は、本発明の第2の実施の形態における電力変換装置の出力電圧波形図である。 FIG. 7 is an output voltage waveform diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
図7においては、三相の電圧U、V、Wは中性点を基準として示しており、例えば時刻taにおける各端子の電位は、U>V>Wの順となるため、各線間電圧とてしは、UV間電圧はUa−Vaで正の値、VW間電圧はVa−Waで正の値、WU間電圧はWa−Uaで負の値となる。 In FIG. 7, the three-phase voltages U, V, and W are shown with reference to the neutral point. For example, the potential of each terminal at time ta is in the order of U> V> W. The UV voltage is a positive value Ua-Va, the VW voltage is a positive value Va-Wa, and the WU voltage is a negative value Wa-Ua.
図8は、本発明の第2の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作波形図であり、負荷62の位相として、図7のtaのタイミングに相当した時点であって、かつ単相交流電源20の極性として、A1>A2の電位となっている場合の一例として示したものである。
FIG. 8 is an operation waveform diagram of the control circuit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. The phase of the
図8(ア)は、制御回路88内のマイクロコンピュータでPWM(パルス幅変調)を行うためのキャリア波Cyと、コンペアレジスタ値CR0、CR1、CR2、CR3の波形を示し、図8(イ)は双方向スイッチング素子81〜86のオンオフ状況を示したものである。図8(イ)に示すように、各双方向スイッチング素子に対して、端子Xから端子Yの方向のオンオフ信号「x」と、端子Yから端子Xの方向のオンオフ信号「y」とを各双方向スイッチング素子の番号にサフィックスとして追記し、オンの期間に「ON」のハッチング付き長方形を配しており、その他の期間はオフ状態に制御されていることを示している。 FIG. 8A shows the carrier wave Cy for performing PWM (pulse width modulation) with the microcomputer in the control circuit 88 and the waveforms of the compare register values CR0, CR1, CR2, and CR3. Shows the ON / OFF state of the bidirectional switching elements 81-86. As shown in FIG. 8 (a), for each bidirectional switching element, an on / off signal “x” in the direction from the terminal X to the terminal Y and an on / off signal “y” in the direction from the terminal Y to the terminal X are respectively sent. The number of the bidirectional switching element is added as a suffix, and a rectangle with “ON” hatching is arranged in the ON period, and the other periods are controlled to be in the OFF state.
本実施の形態においては、制御回路88は、単相交流電源20の周波数50Hzおよび出力周波数250Hzよりも高い周波数となる15.625kHz(64マイクロ秒周期)を持った鋸波をキャリア波Cyとし、Cyとコンペアレジスタ値CR0〜CR3を比較することによりパルス幅変調を行っている。
In the present embodiment, the control circuit 88 sets a sawtooth wave having a frequency of 15.625 kHz (64 microsecond period) that is higher than the
なお、Cy、CR0〜CR3は、現実的にはすべてマイクロコンピュータ内のデジタル値であり、1024段階(10BIT)の分解能のものである。 Note that Cy and CR0 to CR3 are actually all digital values in the microcomputer, and have a resolution of 1024 steps (10 bits).
本実施の形態においては、CR0は上下同時導通期間を決める値となり、Cy<CR0となる期間、すなわちt0〜t1、t3〜t4、t6〜t7において、インダクタンス素
子28に単相交流電源20の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子28へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。
In the present embodiment, CR0 is a value that determines the upper and lower simultaneous conduction period, and the voltage of the single-phase
それぞれの上下同時導通期間にインダクタンス素子28に蓄えられたエネルギーは、次の上下同時導通期間が開始するまでの期間に、コンデンサ70、71、72、および負荷62に昇圧して出力されるフライバック期間となる。
The energy stored in the
上下同時導通期間の長さは、CR0に比例して上下同時導通期間が設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となる。本実施の形態においては、1回の上下同時導通の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。 As for the length of the upper and lower simultaneous conduction period, the upper and lower simultaneous conduction period is set in proportion to CR0, and the other period is the flyback period. In the present embodiment, control is performed to switch a plurality of current paths during the flyback period after one simultaneous upper and lower conduction.
すなわち、上下同時導通期間t0〜t1の後のフライバック期間t1〜t3においては、CR1の値によってt2がその中間に定まり、t1〜t2についてはUV端子間に出力される電流経路とし、t2〜t3についてはUW端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。 That is, in the flyback periods t1 to t3 after the upper and lower simultaneous conduction periods t0 to t1, t2 is determined in the middle by the value of CR1, and t1 to t2 is a current path output between the UV terminals. For t3, control is performed so that the current path is switched between the UW terminals.
信号81xについては、t0〜t3の期間ずっとオン状態が保たれたものとなっている。これは上下同時導通期間およびフライバック期間について、電位関係がU>V>Wであるという事情からの結果である。
The
また、上下同時導通期間t3〜t4の後のフライバック期間t4〜t6においても、CR2の値によってt5がその中間に定まり、t4〜t5についてはVW端子間に出力される電流経路とし、t5〜t6についてはUV端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。 Also in the flyback period t4 to t6 after the upper and lower simultaneous conduction periods t3 to t4, t5 is determined in the middle by the value of CR2, and t4 to t5 is a current path output between the VW terminals. For t6, control is performed such that the current is output between the UV terminals and switched to the current path.
電位関係がU>Wであることから、t5においては、双方向スイッチング素子83、86がオフされ、代わりに双方向スイッチング素子81、84がオンされて、電流経路の切り替えが行われる。
Since the potential relationship is U> W, at t5, the
同様に、上下同時導通期間t6〜t7の後のフライバック期間t7〜t9においては、CR3の値によってt8がその中間に定まり、t7〜t8についてはWU端子間に出力される電流経路とし、t8〜t9についてはVW端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。 Similarly, in the flyback period t7 to t9 after the upper and lower simultaneous conduction periods t6 to t7, t8 is determined in the middle depending on the value of CR3, and t7 to t8 is a current path output between the WU terminals. About -t9, the control which is output between VW terminals and is switched to a current path is made.
信号86yについては、t6〜t9の期間ずっとオン状態が保たれたものとなっているが、これは上下同時導通期間およびフライバック期間について、電位関係がU>V>Wであるという事情からの結果である。
The
ここで、一般的なインバータ装置においては、キャリア波として三角波を用いているが、本実施の形態においては、特にキャリア波として鋸波を用いていることから、簡単な構成でありながら、上下同時導通期間とその後のフライバック期間を2つの電流経路で切り替えて双方向スイッチング素子81〜86のオンオフ制御を行うという複雑な手順が実現できるものとなる。
Here, in a general inverter device, a triangular wave is used as a carrier wave. However, in this embodiment, a saw wave is used as a carrier wave. A complicated procedure of performing on / off control of the
コンペアレジスタ値CR0について、本実施の形態においては、単相交流電源20のからの入力電圧の瞬時値に応じて、t0〜t9の期間同一値を保っている。CR1〜CR3については、それぞれ3相の各出力電圧に応じてフライバック期間内2つの電流経路の分配が最適に行われるように、キャリア周期毎に設定している。
Regarding the compare register value CR0, in the present embodiment, the same value is maintained during the period from t0 to t9 according to the instantaneous value of the input voltage from the single-phase
しかし、必ずしもこのような周期でのコンペアレジスタ値の更新に限定されるものでは
なく、例えばキャリア周期毎にCR0を更新していくようにしても良い。
However, the present invention is not necessarily limited to the update of the compare register value in such a cycle. For example, CR0 may be updated every carrier cycle.
なお、図8(イ)に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点(ターンオン)については、図8(ア)波形のキャリア波Cyと各コンペアレジスタ値CR0〜CR3の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点(ターンオフ)については、すべて上記交点となる時点から所定の遅れ時間tdを経た時点としている。 For each on / off signal shown in FIG. 8 (a), the point at which the on period begins (turn on) is the intersection of the carrier wave Cy of FIG. 8 (a) waveform and each of the compare register values CR0 to CR3. On the other hand, the points at which the ON period ends (turn-off) are all points at which a predetermined delay time td has passed since the point of intersection.
これは、インダクタンス素子28を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧(インダクションキック)が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子28を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間をtdだけ遅延しているものである。
This is because, if the current path through the
本実施の形態においては、双方向スイッチング素子81〜86は、いずれも2つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものを使用していることから、上下同時導通期間からフライバック期間に移行する際、およびフライバック期間内に複数の電流経路を順に切り替える際にも、遅延時間tdを設けたことによる出力端子間の短絡は発生することがない。そのため、コンデンサ70、71、72が双方向スイッチング素子81〜86の内のオンされる経路で大きな短絡電流を発生しない、良好な動作が可能になる。
In the present embodiment, since the
なお、一般的にスイッチング素子自身のターンオンとターンオフの遅延時間を比較した場合、ターンオフの方がより長い時間を要するという傾向があるため、例えば別段tdを設定しなくても、1つの素子をターンオフさせる信号を出すと同時に別素子をターンオンさせる信号を出せば、オン期間がオーバーラップするという性質があり、それをtdの代用とすることもできる。 In general, when comparing the turn-on and turn-off delay times of the switching element itself, the turn-off tends to require a longer time. For example, one element can be turned off without setting a separate td. If a signal for turning on another element is output at the same time as a signal to be turned on, there is a property that the ON periods overlap, and this can be used as a substitute for td.
このように、本実施の形態においては、3つのキャリア波周期(64マイクロ秒の3倍)を周期として、t0〜t9の動作が繰り返されることにより、三相の電力が負荷62に供給されるものとなる。従って、1つのキャリア周期(64マイクロ秒)内ではコンペアレジスタ値は、CR0以外にはCR1〜CR3のいずれか1つで済み、PWM信号の生成が比較的簡単なハード構成で実現した上で、比較的バランス良く三相電力が供給できる。
Thus, in the present embodiment, three-phase power is supplied to the
なお、上述した本実施の形態の順序でフライバック動作を切り替える必要は必ずしもなく、例えば1回のキャリア周期のフライバック期間には1つの線間のみに出力するようにしてもよく、また一回のフライバック期間に電流経路をさらに多数切り替えてもかまわない。 Note that it is not always necessary to switch the flyback operation in the order of this embodiment described above. For example, during a flyback period of one carrier cycle, output may be performed only between one line or once. Many more current paths may be switched during the flyback period.
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子28、及びコンデンサ70、71、72は、昇圧チョッパ回路としての動作に必要なものである。上下同時導通期間とフライバック期間の和を周期とした昇圧チョッパ回路としてのスイッチング周波数が高い場合には、それらのインダクタンス値、キャパシタンス値を小として、低コストで回路構成することができる。特に負荷62を電流ベクトル制御した電動機とする場合などについては、電流の制御の応答性を高めるため、コンデンサ70、71、72のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる傾向がある。
The
なお、上下同時導通によって昇圧チョッパを行う期間として、単相交流電源20の低電圧期間だけにしてもよく、電圧が不足する期間のみを昇圧チョッパ動作で対処することができる。
It should be noted that the period for performing the boost chopper by simultaneous upper and lower conduction may be only the low voltage period of the single-phase
また、昇圧チョッパ動作を行う場合、インダクタンス素子28の電流が零となった後に、次の上下同時導通期間に入るようにすると、電流非連続モードとなるような設計にして
もよく、インダクタンス素子28に必要なインダクタンス値を電流連続モードで動作する場合と比べて小さくすることができるという効果もある。
Further, when performing the step-up chopper operation, if the current of the
本実施の形態では、キャリア周期を64マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子28のインダクタンス値や、コンデンサ70、71、72のキャパシタンス値は小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される場合にも対応することができる。
In the present embodiment, since the carrier period is set to a sufficiently high frequency of 64 microseconds, the inductance value of the
(実施の形態3)
図9は、本発明の第3の実施の形態における電気掃除機の断面図である。
(Embodiment 3)
FIG. 9 is a cross-sectional view of the electric vacuum cleaner according to the third embodiment of the present invention.
図9において、電気掃除機は、実施の形態2で述べた構成の電力変換装置130、負荷131、負荷131に取り付けて回転するファン132を有し、紙パック133とともに筐体134内に納められ、ホース140とノズル141が紙パック133と連通するように筐体134に接続されたものとなっている。
In FIG. 9, the electric vacuum cleaner has a
さらに、床面を移動自在とするための前輪142、後輪143が筐体134に回転自在に取り付けられ、電力変換装置130に単相交流電源150を接続するための電源プラグ151、および電源コード152が接続されたものとなり、真空式の電気掃除機という構成となっている。
Further, a
以上の構成において、ファン132が毎分数万回転で回転駆動され、ノズル141からホース140を通じて紙パック133内にゴミが集められ、掃除ができるものとなる。
In the above configuration, the
ここで、電力変換装置130は、100Vの実効値を出力する単相交流電源150を用いながらも、昇圧動作によって高い電圧を負荷131に供給できるから、小型・軽量に構成することができる。
Here, the
これにより、電気掃除機は、小型・軽量で使い勝手が良いものにできる一方、電力変換装置130の昇圧動作によって高い電圧で動作する負荷131がファン132を大きなトルクで回転駆動するので、高い吸引力で掃除することができる。
As a result, the vacuum cleaner can be made compact and lightweight and easy to use, while the
なお、パワーの変動については、図6(エ)に示しているように、0から平均パワーの約2倍の最大値にまで、単相交流電源150の周波数の2倍(100Hz)で繰り返されることになり、トルクについても同等の変動が発生することになる。
In addition, about the fluctuation | variation of power, as shown in FIG.6 (d), it repeats by 2 times (100 Hz) of the frequency of the single phase alternating
しかしながら、電気掃除機においては、大きな慣性が得られるため、上記の100Hzのトルク変動による振動、騒音、速度ムラなどは、従来からある整流子モータを使用した場合と同等であり、全く問題にならないものとなる。 However, since a large inertia is obtained in the vacuum cleaner, the vibration, noise, speed unevenness, etc. due to the torque fluctuation of 100 Hz described above are equivalent to the case where a conventional commutator motor is used, and there is no problem at all. It will be a thing.
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源からの入力電流波形が改善され、高い力率で動作するので、動力を駆動する電力変換装置への利用が可能である。 As described above, the power conversion device according to the present invention is improved in the input current waveform from the single-phase AC power supply and operates at a high power factor, so that it can be used for a power conversion device that drives power.
24、25、64、65 入力端子
26、27、66、67、68 出力端子
23、63 マトリクス回路
20、150 単相交流電源
28 インダクタンス素子
30、70、71、72 コンデンサ
50 電源電圧検知手段
52、92 出力電圧検知手段
48、88 制御回路
41、42、43、44、81、82、83、84、85、86 双方向スイッチング素子
90 電流検知手段
100、101、102、103 永久磁石
50、51 SiC半導体
132 ファン
24, 25, 64, 65
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