JP5045622B2 - Power converter - Google Patents

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Description

本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ(電動機)などを負荷とする電力変換装置に関するものである。   The present invention relates to a power conversion apparatus that is used in various electric appliances for business use, general household use, and business use and that uses a motor (electric motor) or the like as a load.

従来、この種の電力変換装置は、6個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、3相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接3相の交流への電力変換を行うものであった(例えば、特許文献1参照)。   Conventionally, this type of power conversion device connects six bidirectional switching elements between a single-phase AC power source and a three-phase load, and converts power from single-phase AC directly to three-phase AC. (For example, refer to Patent Document 1).

図13は、特許文献1に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。   FIG. 13 shows a circuit diagram of a conventional power conversion device described in Patent Document 1. In FIG.

図13に示すように、交流電源1、交流電源1に接続されたマトリクスコンバータ回路2、マトリクスコンバータ回路2から接続されて、負荷となる3相のモータ3が接続され、マトリクスコンバータ回路2の動作を制御する制御部4が設けられたものとなっている。   As shown in FIG. 13, an AC power source 1, a matrix converter circuit 2 connected to the AC power source 1, a matrix converter circuit 2 connected to a three-phase motor 3 serving as a load, and the operation of the matrix converter circuit 2 The control part 4 which controls is provided.

マトリクスコンバータ回路2は、2個のトランジスタ5、6、ダイオード7、8を用いた双方向スイッチ10、双方向スイッチ10と同様の構成で組まれた双方向スイッチ11、12、13、14、15を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路2内の合計12個のトランジスタのオンオフが制御部4によって制御される結果、3相の交流電圧がモータ3に供給されて駆動されるものであった。
特開2005−45912号公報
The matrix converter circuit 2 includes a bidirectional switch 10 using two transistors 5 and 6 and diodes 7 and 8, and bidirectional switches 11, 12, 13, 14, 15 assembled in the same configuration as the bidirectional switch 10. As a result of controlling the on / off of a total of 12 transistors in the matrix converter circuit 2 by the control unit 4, a three-phase AC voltage is supplied to the motor 3 and driven. .
JP 2005-45912 A

しかしながら、前記従来の構成では、交流電源1として、一般によく使用される正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング(零電圧点)の前後の低電圧期間で、負荷のモータ3への電気パワー供給が極端に低下した状態となるが、その低電圧期間が占める割合がかなり高いものとなるため、モータ3の出力トルクに大きな変動が発生するという課題を有したものであった。   However, in the above-described conventional configuration, when a single-phase AC power supply 1 having a commonly used sinusoidal voltage waveform is connected, before and after the timing at which the instantaneous voltage value becomes zero (zero voltage point) In this low voltage period, the electric power supply to the motor 3 of the load is extremely reduced, but the ratio occupied by the low voltage period is considerably high, so that a large fluctuation occurs in the output torque of the motor 3. It had the subject of doing.

本発明は上記課題を解決するもので、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行い、負荷への供給パワー変動を低減することを目的とする。   An object of the present invention is to solve the above-described problems and to supply electric power to a load as much as possible even during a low voltage period before and after the zero voltage point of an AC power supply to reduce fluctuations in supply power to the load.

前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率であり、かつ前記単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミングの前後に存在し、最大値に対して1/3以下となる低電圧期間が、前記単相交流電源より短い単相交流電圧を出力する第1の電力変換回路と、前記第1の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第2の電力変換回路を有し、前記第1の電力変換回路と前記第2の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有するものである。 In order to solve the above problems, the power conversion device of the present invention receives an input from a single-phase AC power supply, has a crest factor lower than that of the single-phase AC power supply , and an instantaneous value of the voltage of the single-phase AC power supply is A first power conversion circuit that outputs a single-phase AC voltage that is shorter than the single-phase AC power source and has a low voltage period that is present before and after the timing of zero and that is 1/3 or less of the maximum value; A second power conversion circuit that receives the output of the first power conversion circuit and outputs a three-phase AC voltage to the load , and both the first power conversion circuit and the second power conversion circuit are both Direction switching elements.

これによって、本発明は上記課題を解決するもので、第1の電力変換回路によって、第2の電力変換回路への入力電圧の平準化を図り、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。   Accordingly, the present invention solves the above-mentioned problem, and the first power conversion circuit equalizes the input voltage to the second power conversion circuit, and in a low voltage period around the zero voltage point of the AC power supply. However, since electric power can be supplied to the load as much as possible, fluctuations in the power supplied to the load can be reduced.

本発明は、単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング(零電圧点)の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮し、負荷への供給パワー変動が小さい電力変換装置を実現することができるものとなる。   The present invention shortens the output power drop period that occurs in the low voltage period before and after the timing when the instantaneous value of the voltage of the single-phase AC power supply becomes zero (zero voltage point), and the power supplied to the load is small. A conversion device can be realized.

第1の発明は、単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率であり、かつ前記単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミングの前後に存在し、最大値に対して1/3以下となる低電圧期間が、前記単相交流電源より短い単相交流電圧を出力する第1の電力変換回路と、前記第1の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第2の電力変換回路を有し、前記第1の電力変換回路と前記第2の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を設けることによって、第1の電力変換回路による、第2の電力変換回路への入力電圧の平準化が図られるものとなり、交流電源の零電圧点前後の低電圧期間においても、極力負荷への電気パワー供給を行うことができることから、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。 1st invention receives input from a single phase alternating current power supply, it is a crest factor lower than the single phase alternating current power supply , and exists before and after the timing when the instantaneous value of the voltage of the single phase alternating current power supply becomes zero, In response to the first power conversion circuit that outputs a single-phase AC voltage shorter than the single-phase AC power source during a low voltage period of 1/3 or less of the maximum value, and the output of the first power conversion circuit And a second power conversion circuit that outputs a three-phase AC voltage to a load, and both the first power conversion circuit and the second power conversion circuit are provided with a bidirectional switching element, thereby providing a first The power conversion circuit can level the input voltage to the second power conversion circuit, and it is possible to supply electric power to the load as much as possible even in a low voltage period around the zero voltage point of the AC power supply. From the power supply to the load. It becomes capable of reducing the dynamic.

第2の発明は、特に第1の発明の第1の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力するものとすることによって、降圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第2の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。   In the second invention, in particular, the first power conversion circuit of the first invention outputs a voltage having an effective value lower than that of the input single-phase AC power supply, thereby operating as a step-down chopper. The voltage in which the fluctuation is suppressed is output to the second power converter, and the fluctuation in the power supplied to the load can be reduced.

第3の発明は、特に第1の発明の第1の電力変換回路を、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力するものとすることによって、昇圧チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第2の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。   In the third aspect of the invention, in particular, the first power conversion circuit of the first aspect of the invention outputs a voltage having an effective value higher than that of the input single-phase AC power supply, thereby operating as a step-up chopper. The voltage in which the fluctuation is suppressed is output to the second power converter, and the fluctuation in the power supplied to the load can be reduced.

第4の発明は、特に第2の発明、または第3の発明の第1の電力変換回路を、インダクタンス素子を有するものとすることによって、チョッパとして動作しながら、変動を抑えた電圧を第2の電力変換装置に出力し、負荷への供給パワーの変動を低減することができるものとなる。   According to the fourth aspect of the invention, in particular, the first power conversion circuit of the second aspect of the invention or the third aspect of the invention has an inductance element, so that the voltage with reduced fluctuations can be obtained while operating as a chopper. It is possible to reduce fluctuations in the power supplied to the load.

第5の発明は、特に第1〜第4のいずれかの発明の少なくとも1個の双方向スイッチング素子を、SiC半導体で構成したものとすることによって、小型、低損失、高効率の電力変換装置が実現されるものとなる。   According to a fifth aspect of the present invention, in particular, at least one bidirectional switching element according to any one of the first to fourth aspects of the present invention is composed of a SiC semiconductor, thereby enabling a small, low-loss, high-efficiency power conversion device. Will be realized.

第6の発明は、特に第1〜第5のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する3相電動機とすることによって、3相電動機として高効率のものが実現でき、かつ3相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第2の電力変換回路の双方向スイッチング素子の容量を抑えた低コストのものとすることができる。   In the sixth aspect of the invention, in particular, by using the load of any one of the first to fifth aspects as a three-phase motor having a permanent magnet, a high-efficiency three-phase motor can be realized. Since a high power factor can be achieved, it is possible to reduce the capacity of the bidirectional switching element of the second power conversion circuit and reduce the capacity.

第7の発明は、特に第1〜第5のいずれかの発明の負荷を、機械位相によってインダクタンスが変化する3相電動機とすることによって、比較的簡単な制御で、負荷への供給パワーの変動を低減したものとすることができる。   According to the seventh aspect of the invention, in particular, the load of any one of the first to fifth aspects is a three-phase motor whose inductance changes depending on the mechanical phase, so that the fluctuation of the power supplied to the load can be achieved with relatively simple control. Can be reduced.

第8の発明は、特に第1〜第7のいずれかの発明の負荷となる3相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機とすることによって、小型・軽量の使い勝手の良いものとすることができるものとなる。   In the eighth aspect of the invention, in particular, the three-phase electric motor that is the load of any one of the first to seventh aspects of the invention shall be a small and light user-friendly by using a vacuum cleaner with a fan as a load. Will be able to.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

(実施の形態1)
図1は、本発明の第1の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図1において、実効値電圧200V、50Hzの単相交流電源21から入力を受け、単相交流電源21より低い波高率の単相交流電圧を出力する第1の電力変換回路22と、第1の電力変換回路22の出力を受ける第2の電力変換回路23は、三相交流電圧を3相電動機で構成した負荷24に出力する。   In FIG. 1, a first power conversion circuit 22 that receives an input from a single-phase AC power source 21 having an effective value voltage of 200 V and 50 Hz and outputs a single-phase AC voltage having a crest factor lower than that of the single-phase AC power source 21, The second power conversion circuit 23 that receives the output of the power conversion circuit 22 outputs a three-phase AC voltage to a load 24 configured by a three-phase motor.

第1の電力変換回路22は、SiC半導体を用いた双方向スイッチング素子30、31とインダクタンス素子32、コンデンサ33を有している。   The first power conversion circuit 22 includes bidirectional switching elements 30 and 31 using an SiC semiconductor, an inductance element 32, and a capacitor 33.

ここで、コンデンサ33は、各双方向スイッチング素子のオンオフによって発生する高周波の電圧リプル成分を除去する目的のもので、10マイクロファラッド程度でAC電圧(交番電圧)が印加可能なものを使用するが、従来のいったん直流電圧に変換する構成のインバータに使用される1000マイクロファラッド程度の電解コンデンサなどと比較すると、形状が小さく重量も小なるもので済む。   Here, the capacitor 33 is for the purpose of removing a high-frequency voltage ripple component generated by turning on and off each bidirectional switching element, and a capacitor to which an AC voltage (alternating voltage) can be applied in about 10 microfarads is used. Compared with a conventional electrolytic capacitor of about 1000 microfarads used for an inverter that is once converted into a DC voltage, the shape is small and the weight is small.

また、インダクタンス素子32に関しても、同様に各双方向スイッチング素子のオンオフによる高周波電流成分を抑えるもので、数100マイクロヘンリー程度のインダクタンス値のものが使用されるものとなり、比較的小型・軽量で低損失のものを用いることが可能である。   Similarly, the inductance element 32 suppresses high-frequency current components due to the on / off of each bidirectional switching element, and an inductance value of about several hundred microhenries is used. Loss can be used.

第2の電力変換回路22は、SiC半導体を用いた双方向スイッチング素子40、41、42、43、44、45を有している。   The second power conversion circuit 22 includes bidirectional switching elements 40, 41, 42, 43, 44, and 45 using SiC semiconductors.

図2は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、(イ)は単相交流電源21の電圧波形、(ロ)は双方向スイッチング素子30の導通率、(ハ)は第1の電力変換回路22の出力電圧波形を示している。   FIG. 2 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the present embodiment, where (A) is a voltage waveform of the single-phase AC power supply 21, (B) is the conductivity of the bidirectional switching element 30, and (C) is the first waveform. 1 shows an output voltage waveform of one power conversion circuit 22.

双方向スイッチング素子30は、50kHzのキャリア周波数で、PWM(パルス幅変調)されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源21の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ50%の導通率としている。   The bidirectional switching element 30 is operated to be repeatedly turned on and off by PWM (pulse width modulation) at a carrier frequency of 50 kHz, and when the absolute value of the instantaneous value of the single-phase AC power supply 21 reaches a peak, The conductivity is almost 50%.

一方、双方向スイッチング素子31は、双方向スイッチング素子30のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子32を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。   On the other hand, the bidirectional switching element 31 is given a drive signal so that the current can be operated as a flywheel diode through which the inductance element 32 flows while the bidirectional switching element 30 is off.

このような動作により、本実施の形態においては第1の電力変換回路22は、降圧チョッパ回路として動作するものとなり、第1の電力変換回路22は、(イ)に示される入力の単相交流電源21の電圧よりも低い実効値の電圧を持った(ハ)に示される電圧波形を出力するものとなっている。   By such an operation, in the present embodiment, the first power conversion circuit 22 operates as a step-down chopper circuit, and the first power conversion circuit 22 has an input single-phase alternating current shown in (a). The voltage waveform shown in (c) having an effective voltage lower than the voltage of the power source 21 is output.

(ハ)に示している電圧波形については、絶対値が140Vとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値/実効値は、正弦波の場合の1.41よりも低く、1.1程度となっている。   As for the voltage waveform shown in (c), there are continuous periods in which the absolute value is 140 V, and when compared with a sine wave, the waveform is a crushed waveform, and the crest factor, The maximum value / effective value is about 1.1, which is lower than 1.41 in the case of a sine wave.

第2の電力変換回路23は、(ハ)の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子40〜45のPWM動作によって、三相交流電圧の負荷24への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その1/3(=33%)程度以下となると、負荷24への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、(ハ)の電圧波形においては、140V/3=47Vを下回る期間については、駆動困難な期間となる。   The second power conversion circuit 23 receives the voltage waveform (c) and supplies the three-phase AC voltage to the load 24 by the PWM operation of the bidirectional switching elements 40 to 45. When it becomes about 1/3 (= 33%) or less of the maximum value of the input voltage, it becomes a low voltage period in which it is difficult to supply current to the load 24. In the voltage waveform of (c), 140V The period below / 3 = 47V is a period during which driving is difficult.

本実施の形態においては、47Vを下回る期間の長さは、ほぼ1msであり、これは正弦波の場合の2msと比較してほぼ1/2の期間に抑えられたものとなる。   In the present embodiment, the length of the period lower than 47 V is approximately 1 ms, which is suppressed to approximately a half period compared to 2 ms in the case of a sine wave.

よって、単相交流電源21の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング(零電圧点)の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷24に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。   Therefore, it is possible to shorten the output power decrease period that occurs in the low voltage period before and after the timing (zero voltage point) at which the instantaneous value of the voltage of the single-phase AC power supply 21 becomes zero. A power conversion device that suppresses fluctuations in supply power is realized.

なお、負荷24は、3相の電動機(モータ)で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。   Since the load 24 is composed of a three-phase motor (motor), the fluctuation of the generated torque is suppressed, the power performance is high, and the occurrence of vibration due to the torque fluctuation is also generated. It can be reduced as much as possible.

図3は、双方向スイッチング素子30、31、40〜45の断面図を示している。   FIG. 3 shows a cross-sectional view of the bidirectional switching elements 30, 31, 40 to 45.

本実施の形態において、炭化珪素を結晶化して実現したSiC半導体50は、N−層の上に、P+層、およびN+層を形成したものとなっており、端子として両端からSD1、SD2端子、またゲート(制御端子)としてG1、G2が引き出されたものとなっている。   In the present embodiment, SiC semiconductor 50 realized by crystallizing silicon carbide is obtained by forming a P + layer and an N + layer on an N− layer, and SD1, SD2 terminals from both ends as terminals, Further, G1 and G2 are drawn out as gates (control terminals).

SD1端子に対するG1端子への制御電圧の印加と、SD2端子に対するG2端子への制御電圧(ゲート電圧)の印加があれば、一般のMOSFETと同様オン状態となり、制御電圧(ゲート電圧)の印加がない場合(零電圧など)においては、オフ状態となり、逆極性で接続された2つのMOSFETが等価的に直列に接続された構成となっていることから、双方向スイッチング素子、すなわちSD1とSD2の正/負電圧の両極性に対して、電流を流す/流さないの制御がG1端子とG2端子を用いて制御可能なものとなり、オン状態において、2つのMOSFET素子の直列で発生するオン電圧のアップ分に対しては、SiC半導体の特長である、低Ron特性、および高温条件下においても信頼性が確保できることから、チップ面積としては、シリコンを用いた従来の単方向のスイッチング素子(MOSFET等)と比較して同等以下のもので、実用的な双方向スイッチング素子としての構成が可能となっている。   If a control voltage is applied to the G1 terminal with respect to the SD1 terminal and a control voltage (gate voltage) is applied to the G2 terminal with respect to the SD2 terminal, the control voltage (gate voltage) is applied as in the case of a general MOSFET. When there is no (zero voltage, etc.), the two MOSFETs connected in reverse polarity are equivalently connected in series, so that the bidirectional switching elements, that is, SD1 and SD2 With respect to both the positive and negative voltages, it is possible to control whether or not current flows using the G1 terminal and the G2 terminal, and the ON voltage generated in series between the two MOSFET elements in the ON state. The chip area is improved because of the low Ron characteristics, which are the characteristics of SiC semiconductors, and high reliability under high temperature conditions. To the silicon in equivalent or less as compared to the conventional unidirectional switching element using the (MOSFET, etc.), has become a possible configuration of a practical bidirectional switching element.

図4は、本実施の形態における負荷24の構成図を示しているものとなっている。   FIG. 4 shows a configuration diagram of the load 24 in the present embodiment.

3相電動機として構成した負荷24は、4つの永久磁石60、61、62、63を珪素鋼板を積層して構成した鉄心64の表面に貼り付け、出力軸65を中心として回転自在に設けた回転子66と、回転子66の外側に設けた固定子67を有する構成であり、固定子67は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心68、巻線70〜75によって構成している。   A load 24 configured as a three-phase motor is a rotation provided by attaching four permanent magnets 60, 61, 62, and 63 to the surface of an iron core 64 formed by laminating silicon steel plates, and rotating around an output shaft 65. The stator 66 has a stator 67 provided on the outside of the rotor 66, and the stator 67 is composed of an iron core 68 and windings 70 to 75 that are also formed by laminating silicon steel plates.

図5は、巻線70〜75の結線図を示している。   FIG. 5 shows a connection diagram of the windings 70 to 75.

巻線70〜75については、機械的に180度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子66に対向する場所に発生する構成となっている。   The windings 70 to 75 are mechanically arranged at 180 degrees and are connected in series, and when current flows, the same polarity is generated at a location facing the rotor 66. .

図6は、本実施の形態の負荷24を外部から駆動した場合の3相の端子U、V、Wの端子間(例えばU−V間)に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石60〜63が4極の構成であることから、機械位相(機械角)180度を周期として、正/負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。   FIG. 6 shows the voltage generated between the terminals of the three-phase terminals U, V, W (for example, between U and V) when the load 24 of the present embodiment is driven from the outside, that is, the induced electromotive force of no load. As shown, since the permanent magnets 60 to 63 have a four-pole configuration, the voltage is generated with positive / negative polarity with a mechanical phase (mechanical angle) of 180 degrees as a cycle. Yes.

第2の電力変換装置23の構成要素である各双方向スイッチング素子40〜45の駆動方法としては、一般的にDCブラシレスモータの駆動として古来から用いられているような、例えばホールICを用いて、回転子66の位置を検知しながら、120度の電気角での通電を行う矩形波(方形波)の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにPWMする方法、また位置検知をホールICを用いず、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良く、また電流のベクトルをd軸成分とq軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。   As a driving method of each of the bidirectional switching elements 40 to 45 which are constituent elements of the second power conversion device 23, for example, using a Hall IC, which has been generally used for driving a DC brushless motor, for example. , While detecting the position of the rotor 66, driving a rectangular wave (square wave) that conducts electricity at an electrical angle of 120 degrees, PWM method so that the voltage / current waveform is close to a sine wave, and position For example, a sensorless method may be used in which detection is performed from the detected value of the current value of each phase without using a Hall IC, and the current vector is divided into a d-axis component and a q-axis component and controlled. Various control configurations such as what is called vector control are possible.

このように、永久磁石を用いて負荷24の3相電動機が構成されていることから、3相電動機として高効率のものが実現でき、かつ3相電動機が高力率とすることが可能となることから、特に第2の電力変換回路23の構成要素である双方向スイッチング素子40〜45の容量(耐電圧と電流容量の積)を抑えた低コストのものとすることができる。   Thus, since the three-phase motor of the load 24 is configured using permanent magnets, a high-efficiency three-phase motor can be realized, and the three-phase motor can have a high power factor. For this reason, it is possible to reduce the capacity (product of withstand voltage and current capacity) of the bidirectional switching elements 40 to 45 that are components of the second power conversion circuit 23 in particular and at a low cost.

なお、永久磁石を用いた3相電動機を負荷24とする場合、発生する電圧の大きさは、回転の速度に比例するものとなるため、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力が発生するものとなり、単相交流電源21の零点付近の低電圧期間が長くなると、電流の供給が困難となる傾向がある。   When a three-phase motor using permanent magnets is used as the load 24, the magnitude of the generated voltage is proportional to the speed of rotation, so that a high induced electromotive force is generated between the lines, especially at high speeds. If the low voltage period near the zero point of the single-phase AC power supply 21 becomes longer, the current supply tends to be difficult.

その点に関しては、本実施の形態においては、低電圧期間が短縮される分、負荷24への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。   In this regard, in the present embodiment, since the low voltage period is shortened, the period during which the power supplied to the load 24 is reduced can be shortened, so that good power performance can be ensured.

(実施の形態2)
図7は、本発明の第2の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
(Embodiment 2)
FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図7において、実効値電圧200V、50Hzの単相交流電源21から入力を受け、単相交流電源21より低い波高率の単相交流電圧を出力する第1の電力変換回路80と、第1の電力変換回路80の出力を受ける第2の電力変換回路81は、三相交流電圧を3相電動機で構成した負荷82に出力する。   In FIG. 7, a first power conversion circuit 80 that receives an input from a single-phase AC power supply 21 having an effective value voltage of 200 V and 50 Hz and outputs a single-phase AC voltage having a lower crest factor than the single-phase AC power supply 21, The second power conversion circuit 81 that receives the output of the power conversion circuit 80 outputs a three-phase AC voltage to a load 82 configured by a three-phase motor.

第1の電力変換回路80は、SiC半導体を用いた双方向スイッチング素子85、86とインダクタンス素子87、コンデンサ88を有している。   The first power conversion circuit 80 includes bidirectional switching elements 85 and 86 using an SiC semiconductor, an inductance element 87, and a capacitor 88.

第2の電力変換回路81は、SiC半導体を用いた双方向スイッチング素子90、91、92、93、94、95、96、97、98、99、100、101を有している。   The second power conversion circuit 81 includes bidirectional switching elements 90, 91, 92, 93, 94, 95, 96, 97, 98, 99, 100, and 101 using SiC semiconductors.

図8は、本実施の形態における電力変換装置の動作波形図であり、(イ)は単相交流電源21の電圧波形、(ロ)は双方向スイッチング素子86の導通率、(ハ)は第1の電力変換回路80の出力電圧波形を示している。   FIG. 8 is an operation waveform diagram of the power conversion device according to the present embodiment. (A) is the voltage waveform of the single-phase AC power supply 21, (B) is the conductivity of the bidirectional switching element 86, and (C) is the first. 1 shows an output voltage waveform of one power conversion circuit 80.

双方向スイッチング素子85は、50kHzのキャリア周波数で、PWM(パルス幅変調)されてオンオフを繰り返す動作がなされるものであり、単相交流電源21の瞬時値の絶対値がピークとなる時点で、ほぼ0%の導通率としている。   The bidirectional switching element 85 is an operation that repeats on / off by PWM (pulse width modulation) at a carrier frequency of 50 kHz, and at the time when the absolute value of the instantaneous value of the single-phase AC power supply 21 peaks. The conductivity is almost 0%.

一方、双方向スイッチング素子86は、双方向スイッチング素子85のオフ期間中に、電流がインダクタンス素子87を流すフライホイルダイオードとして動作できるよう駆動信号が与えられている。   On the other hand, the bidirectional switching element 86 is given a drive signal so that the current can be operated as a flywheel diode in which the inductance element 87 flows while the bidirectional switching element 85 is off.

このような動作により、本実施の形態においては第1の電力変換回路80は、昇圧チョ
ッパ回路として動作するものとなり、第1の電力変換回路80は、(イ)に示される入力の単相交流電源21の電圧よりも高い実効値の電圧を持った(ハ)に示される電圧波形を出力するものとなっている。
With this operation, the first power conversion circuit 80 operates as a step-up chopper circuit in the present embodiment, and the first power conversion circuit 80 has an input single-phase alternating current shown in FIG. The voltage waveform shown in (c) having an effective voltage higher than the voltage of the power source 21 is output.

(ハ)に示している電圧波形については、絶対値が280Vとなっている期間が連続して存在し、正弦波と比較すると、頭がつぶれたような波形となっており、波高率、すなわち最大値/実効値は、正弦波の場合の1.41よりも低く、1.1程度となっている。   Regarding the voltage waveform shown in (c), there are continuous periods in which the absolute value is 280 V, and when compared with a sine wave, the waveform is a crushed head, and the crest factor, The maximum value / effective value is about 1.1, which is lower than 1.41 in the case of a sine wave.

第2の電力変換回路81は、(ハ)の電圧波形が入力され、双方向スイッチング素子90〜101のスイッチング動作によって、三相交流電圧の負荷82への供給がなされるするものとなるが、入力電圧の最大値に対して、その1/3(=33%)程度以下となると、負荷82への電流供給が困難となってくる低電圧期間となり、(ハ)の電圧波形においては、280V/3=93Vを下回る期間については、駆動困難な期間となる。   The second power conversion circuit 81 is supplied with the voltage waveform (c), and the three-phase AC voltage is supplied to the load 82 by the switching operation of the bidirectional switching elements 90 to 101. When it becomes about 1/3 (= 33%) or less of the maximum value of the input voltage, it becomes a low voltage period in which it is difficult to supply current to the load 82. In the voltage waveform of (c), 280V The period below / 3 = 93V is a period during which driving is difficult.

本実施の形態においては、93Vを下回る期間の長さは、ほぼ1msであり、これは正弦波の場合の2msと比較してほぼ1/2の期間に抑えられたものとなる。   In the present embodiment, the length of the period below 93V is approximately 1 ms, which is suppressed to approximately a half period compared to 2 ms in the case of a sine wave.

よって、単相交流電源21の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング(零電圧点)の前後の低電圧期間に発生する出力パワーの低下期間を短縮することができ、もって負荷82に対しての供給パワーの変動を抑えた、電力変換装置が実現されるものとなる。   Therefore, it is possible to shorten the output power reduction period that occurs in the low voltage period before and after the timing (zero voltage point) at which the instantaneous value of the voltage of the single-phase AC power supply 21 becomes zero. A power conversion device that suppresses fluctuations in supply power is realized.

なお、負荷82は、3相の電動機(モータ)で構成されたものとなっているため、その発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動などの発生に関しても、極力低減したものとすることができるものである。   Since the load 82 is composed of a three-phase electric motor (motor), fluctuations in the generated torque are suppressed, the power performance is high, and vibrations caused by torque fluctuations are also generated. It can be reduced as much as possible.

双方向スイッチング素子85、86、90〜101の構成は、前実施の形態で説明した図3と同等の断面図のものを使用している。   The bidirectional switching elements 85, 86, 90 to 101 have the same cross-sectional view as that of FIG. 3 described in the previous embodiment.

図9は、本実施の形態における負荷82の構成図を示しているものとなっている。   FIG. 9 shows a configuration diagram of the load 82 in the present embodiment.

3相電動機として構成した負荷82は、珪素鋼板を積層して構成した鉄心110が出力軸111を中心として回転自在に設けた回転子112と、回転子112の外側に設けた固定子117を有する構成であり、固定子117は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心118、巻線120〜125によって構成している。   A load 82 configured as a three-phase motor has a rotor 112 in which an iron core 110 configured by laminating silicon steel plates is rotatably provided around an output shaft 111, and a stator 117 provided outside the rotor 112. The stator 117 is composed of an iron core 118 and windings 120 to 125 that are also formed by laminating silicon steel plates.

図10は、巻線120〜125の結線図を示している。   FIG. 10 shows a connection diagram of the windings 120 to 125.

巻線120〜125については、機械的に180度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、異極が回転子112に対向する場所に発生する構成となり、例えばUからX端子へと電流が供給された場合、その電流による磁束は、軸111を貫通するような形で、発生するものとなる。   The windings 120 to 125 are mechanically arranged at 180 degrees and are connected in series, and when current flows, a different polarity is generated at a location facing the rotor 112. When a current is supplied from the X terminal to the X terminal, a magnetic flux due to the current is generated so as to penetrate the shaft 111.

図11は、本実施の形態の負荷82を外部から駆動した場合の3相の内の一つの相であるU−X端子間のインダクタンス値(自己インダクタンス値)を示したものであり、機械位相(機械角)90度を周期として、インダクタンスは変化し、極大値Lmaxと極小値Lminが発生するという特性のものとなっている。   FIG. 11 shows the inductance value (self-inductance value) between the UX terminals, which is one of the three phases when the load 82 of the present embodiment is driven from the outside. (Mechanical angle) With a period of 90 degrees, the inductance changes, and a maximum value Lmax and a minimum value Lmin are generated.

第2の電力変換装置81の構成要素である各双方向スイッチング素子90〜101が、回転子112と固定子117の相対的な位置関係(位相)に応じて、スイッチングされ、インダクタンスが(LminからLmaxへと)増大する期間において、電流が供給され
ることにより、リラクタンストルクが発生するものとなり、第2電力変換装置81から負荷82への電気パワーの供給がなされると同時に、負荷82における電気パワーから機械パワーへの変換も行われるものとなる。
Each bidirectional switching element 90-101 which is a component of the second power conversion device 81 is switched according to the relative positional relationship (phase) between the rotor 112 and the stator 117, and the inductance becomes (from Lmin). In the period of increase (to Lmax), reluctance torque is generated by supplying current, and electric power is supplied from the second power converter 81 to the load 82, and at the same time, the electric power in the load 82 is supplied. Conversion from power to mechanical power is also performed.

本実施の形態においては、各巻線120〜125に流れる電流により発生するリラクタンストルクは、電流の極性には関係なく、インダクタンスが増加する期間でさえあれば正のトルクが発生するものとなることから、双方向スイッチング素子90〜101のオンオフ制御によって、第1の電力変換回路80の出力電圧の極性により、正/負いずれの極性の電流が供給されても、同等に電気パワーが負荷82に供給され、負荷82は3相電動機として、電気パワーから機械パワーを出力するという動作が行われるものとなるので、制御が比較的簡単に実現できるものとなる。   In the present embodiment, the reluctance torque generated by the current flowing through each of the windings 120 to 125 is positive regardless of the polarity of the current, and a positive torque is generated as long as the inductance increases. The on / off control of the bidirectional switching elements 90 to 101 supplies the electric power to the load 82 equally regardless of whether a positive or negative current is supplied depending on the polarity of the output voltage of the first power conversion circuit 80. Then, the load 82 is a three-phase motor, and an operation of outputting mechanical power from electric power is performed, so that control can be realized relatively easily.

実施の形態2のような永久磁石を使用した負荷と比較すると、速度に比例して発生してしまう誘導起電力という性質の電圧がない分、単相交流電源21の零電圧付近の低電圧期間が存在する電源環境での動作には有利となる部分もあるが、さらにその上で、本実施の形態においては、第1の電力変換回路80の作用により低電圧期間が短縮される分、負荷82への供給パワーが低下する期間が短くて済むので、良好な動力性能が確保できるものとなる。   Compared with a load using a permanent magnet as in the second embodiment, there is no voltage of the nature of induced electromotive force that is generated in proportion to the speed, and thus a low voltage period around the zero voltage of the single-phase AC power supply 21 However, in this embodiment, the load is reduced by the amount of the low voltage period shortened by the action of the first power conversion circuit 80 in the present embodiment. Since the period during which the power supplied to 82 is reduced is short, good power performance can be ensured.

(実施の形態3)
図12は、本発明の第3の実施の形態における電力変換装置の断面図である。
(Embodiment 3)
FIG. 12 is a cross-sectional view of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention.

図12において、実施の形態1で述べた構成の電力変換装置130、負荷131、負荷131に取り付けて回転するファン132を有し、紙パック133とともに筐体134内に納められ、ホース140とノズル141が紙パックから接続されたものとなっている。   12, the power conversion device 130 having the configuration described in the first embodiment, the load 131, and the fan 132 that is attached to the load 131 and rotates are housed in a casing 134 together with the paper pack 133, and the hose 140 and the nozzle 141 is connected from the paper pack.

さらに、床面を移動自在とするための前輪142、後輪143が筐体134に回転自在に取り付けられ、電力変換相130に単相交流電源150を接続するための電源プラグ151、および電源コード152が接続されたものとなり、真空式の電気掃除機という構成となっている。   Further, a front wheel 142 and a rear wheel 143 for making the floor surface movable are rotatably attached to the housing 134, and a power plug 151 for connecting the single-phase AC power source 150 to the power conversion phase 130, and a power cord 152 is connected to form a vacuum type vacuum cleaner.

以上の構成において、ファン132が毎分数万回転で回転駆動され、ノズル141からホース140を通じて紙パック133内にゴミが集められ、掃除ができるものとなる。   In the above configuration, the fan 132 is rotationally driven at several tens of thousands of revolutions per minute, and dust is collected from the nozzle 141 through the hose 140 into the paper pack 133, and can be cleaned.

ここで、電力変換装置130は、第1の実施の形態で述べたように、コンデンサ、インダクタンス素子などが小型・軽量のもので構成することができるものとなるため、電気掃除機として、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。   Here, as described in the first embodiment, the power conversion device 130 can be configured with a small, lightweight capacitor, inductance element, and the like. It can be lightweight and very convenient to use.

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源の零点付近の低電圧期間での負荷への電流供給が改善され、供給パワーの変動が小さい電力変換装置が提供できるものとなる。   As described above, the power conversion device according to the present invention can provide a power conversion device with improved current supply to the load in a low voltage period near the zero point of the single-phase AC power supply and small fluctuations in supply power. Become.

本発明の実施の形態1における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention 同、電力変換装置の動作波形図Operation waveform diagram of the power converter 同、電力変換装置の双方向スイッチング素子の断面図Sectional view of bidirectional switching element of power converter 同、電力変換装置の負荷の断面図Same as above, sectional view of load of power converter 同、電力変換装置の負荷の結線図Same as above, load diagram of power converter 同、電力変換装置の負荷の誘導起電力波形図Same as above, induced electromotive force waveform diagram of load of power converter 本発明の実施の形態2における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention 同、電力変換装置の動作波形図Operation waveform diagram of the power converter 同、電力変換装置の負荷の断面図Same as above, sectional view of load of power converter 同、電力変換装置の負荷の結線図Same as above, load diagram of power converter 同、電力変換装置の負荷のインダクタンス波形図Same as above, inductance diagram of load of power converter 本発明の実施の形態3における電気掃除機の断面図Sectional drawing of the vacuum cleaner in Embodiment 3 of this invention 従来の技術における電力変換装置の回路図Circuit diagram of power converter in prior art

符号の説明Explanation of symbols

21、150 単相交流電源
22、80 第1の電力変換回路
23、81 第2の電力変換回路
24、82、131 負荷(3相電動機)
30、31、40、41、42、43、44、45、85、86、90、91、92、93、94、95、96、97、98、99、100、101 双方向スイッチング素子
32、87 インダクタンス素子
50 SiC半導体
60、61、62、63 永久磁石
132 ファン
21, 150 Single-phase AC power supply 22, 80 First power conversion circuit 23, 81 Second power conversion circuit 24, 82, 131 Load (three-phase motor)
30, 31, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 85, 86, 90, 91, 92, 93, 94, 95, 96, 97, 98, 99, 100, 101 Bidirectional switching element 32, 87 Inductance element 50 SiC semiconductor 60, 61, 62, 63 Permanent magnet 132 Fan

Claims (8)

単相交流電源から入力を受けて、前記単相交流電源より低い波高率であり、かつ前記単相交流電源の電圧の瞬時値がゼロとなるタイミングの前後に存在し、最大値に対して1/3以下となる低電圧期間が、前記単相交流電源より短い単相交流電圧を出力する第1の電力変換回路と、前記第1の電力変換回路の出力を受けて、三相交流電圧を負荷に出力する第2の電力変換回路を有し、前記第1の電力変換回路と前記第2の電力変換回路は、いずれも双方向スイッチング素子を有する電力変換装置。 Receiving input from a single-phase AC power supply, the crest factor is lower than that of the single-phase AC power supply , and exists before and after the timing when the instantaneous value of the voltage of the single-phase AC power supply becomes zero. The first power conversion circuit that outputs a single-phase AC voltage whose low voltage period is less than or equal to / 3 is shorter than the single-phase AC power supply, and receives the output of the first power conversion circuit to generate a three-phase AC voltage. A power conversion device including a second power conversion circuit that outputs to a load, wherein each of the first power conversion circuit and the second power conversion circuit includes a bidirectional switching element. 第1の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも低い実効値の電圧を出力する請求項1に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1, wherein the first power conversion circuit outputs a voltage having an effective value lower than that of the input single-phase AC power supply. 第1の電力変換回路は、入力される単相交流電源よりも高い実効値の電圧を出力する請求項1に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1, wherein the first power conversion circuit outputs a voltage having an effective value higher than that of the input single-phase AC power supply. 第1の電力変換回路は、インダクタンス素子を有する請求項2または請求項3に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 2 or 3, wherein the first power conversion circuit includes an inductance element. 少なくとも1個の双方向スイッチング素子は、SiC半導体で構成した請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 4, wherein at least one bidirectional switching element is formed of a SiC semiconductor. 負荷は、永久磁石を有する3相電動機とした請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the load is a three-phase motor having a permanent magnet. 負荷は、機械位相によってインダクタンスが変化する3相電動機とした請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the load is a three-phase motor whose inductance varies depending on a mechanical phase. 負荷である3相電動機は、ファンを負荷とした電気掃除機である請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 7, wherein the three-phase electric motor as a load is a vacuum cleaner using a fan as a load.
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