JP4028766B2 - インピーダンス変換回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンス変換回路に係り、特に、入出力特性の改善を図ったものに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種の回路としては、例えば、図4に示されたような構成を有するものが公知・周知となっている。
以下、同図を参照しつつこの従来回路について説明する。
このインピーダンス変換回路は、JFET(接合型電界効果トランジスタ)を用いたソース接地型回路によって構成されたものとなっている。
すなわち、JFET31は、そのゲートがギガΩオーダーの高抵抗器32を介してソースと共に、基準電位が印加される基準電位印加端子33へ接続されるようになっている一方、ゲートには外部からの入力信号が印加されるようになっている。
また、JFET31のドレインには、負荷抵抗器34を介して所定の電源電圧が印加されるようになっている。そして、出力信号は、JFET31のドレインから得られるようになっている。
かかる構成におけるインピーダンス変換回路は、良好な電圧利得を有するものとなっており、その電圧利得Aは、JFET31の相互コンダクタンスをgm、負荷抵抗器34の抵抗値をR1とすると、A=gm×R1と表される。
しかしながら、ソース接地型回路の入力容量Cinは、次述するように大きな値を有するため、信号源の容量との間で、入力信号に対する電圧分割を生じ、出力が期待した程大きくならないという問題がある。
【0003】
すなわち、JFET31においては、ゲート・ドレイン間容量Cgdがミラー効果により増幅されてCgd(1+gm×R1)となり、ゲート・ソース間容量Cgsに加わるために、合計の入力容量Cinは、Cin=Cgs+Cgd(1+gm×R1)となる。
このようなインピーダンス変換回路の信号源として、例えば、小型のエレクトレットコンデンサーマイクロホンのような容量性の信号源が接続される場合には、信号源の容量をCsとすると、上述した回路の入力容量Cinとの間で、入力電圧に対する電圧分割が生ずる。すなわち、本来の信号の大きさをVoとし、実際に入力される信号をVinとすると、Vin=Vo×Cs/(Cin+Cs)となる。
ところで、従来のJFETは、大凡4pF程度の入力容量Cinを有しているので、例えば、信号源の容量Csが4pFの場合、CinとCsによる電圧分割により、入力で既に6dBの損失となる。
【0004】
また、仮に、電圧利得を積極的に確保するような回路定数を選択しても、上述したように、実際の入力信号Vinは、Vin=Vo×Cs/(Cin+Cs)=Vo×Cs/{Cgs+Cgd(1+gm×R1)+Cs}となり、例えば、Cgs=2pF、Cgd=2pF、gm×R1=1とした場合には、Cin=6pFとなる。そして、電圧利得を大きくしてもミラー効果の影響が大となるため、出力が入力容量電圧分割効果によって大きくならないという現象が生ずる。また、先の負荷抵抗器34を高い抵抗値とすることは、一般に、供給される電源電圧が低いため困難である。
したがって、このソース接地型回路を用いてなるインピーダンス変換回路は、信号源としてエレクトレットコンデンサーマイクロホンを接続する場合には、FETの接合容量に比較して、大きい出力容量(10pF以上)を有する比較的大きいサイズのエレクトレットコンデンサーマイクロホンに採用される。
【0005】
上述した理由により、更に小型のマイクロホンの場合、すなわち、換言すれば、信号源の容量Csがより小さなものである場合には、図5に示されたような、ソースホロア(ドレイン)接地型回路を用いてなるインピーダンス変換回路が用いられる。なお、図5における構成要素について、図4に示された構成要素と同一のものについては、同一の符号を付すこととする。
この回路は、JFET31のゲートがギガΩオーダーの高抵抗器32を介して基準電位が印加される基準電位印加端子33へ接続されるようになっていると共に、ゲートに入力信号が印加される点は、先の図4に示された回路例と同様のものである。
一方、JFET31のドレインには直接電源電圧が印加されるようになっている。そして、JFET31のソースは、ソース抵抗器35を介して基準電圧が印加されると共に、出力信号が得られるようになっている。
【0006】
かかる構成において、この回路は、電圧利得を有しないため、図4に示された回路と異なり、ゲート・ドレイン間容量Cgdは増幅されない。そして、回路の利得Aは、ソース抵抗器35の抵抗値をRsとすると、同位相で、A=gm×Rs/(1+gm×Rs)と表される。
ここで、例えば、gm×Rsが1である場合、利得は1/2、即ち−6dBとなる。しかし、ゲート・ソース間容量Cgsは、ブーストラップ効果により約半分となる。例えば、Cgs=2pF、Cgd=2pFと仮定すると、入力容量Cinは、Cin=(1/2)×Cgs+Cgdより、Cin=3pFとなり、先の図4に示された回路に比して、入力容量による電圧分割は著しく小さくできる。現実には、10pF以下、5pF程度までの出力容量を有するエレクトレットコンデンサーマイクロホンに用いられている。
【0007】
さらに、入力容量による電圧分割の問題をより改善したものとして、図6に示された構成を有してなるインピーダンス変換回路も公知・周知となっている。
以下、図6を参照しつつこの第3の回路例について説明する。なお、図4又は図5に示された回路構成例における構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付すこととする。
この回路は、入力段の第1のJFET31に第3のJFET37をカスコード接続し、この第3のJFET37とゲート同士が接続された第2のJFET36が設けられ、そのソース側に接続されたソース抵抗器38との接続点から出力信号が得られるように構成されてなるものである。
【0008】
かかる構成においては、第1のJFET31のソースが第2のJFET36のゲートに接続されているので、ソースホロア回路の特徴であるゲート・ソース間容量のブーストラップ効果による容量の低減に加えて、第1のJFET31のドレイン電位がソース電位と同一に変化するカスコードブーストラップ効果によるCgdの減少が期待できるものとなっている。
したがって、Cgs及びCgdが各々従来の半分の容量になったとすると、Cin=1pF+1pF=2pFとなり、2pF程度で大凡−6dBの利得(この場合通過損失)で使用することができるものとなっている。
【0009】
そして、、ブーストラップ効果を積極的に極力1まで近づけるようにした回路構成例として図7に示された構成が公知・周知となっている。すなわち、この図7に示された回路においては、
この回路は、入力段の第1のMOSFET41に第3のMOSFET43がカスコード接続される一方、第1のMOSFET41とソースが相互に接続された出力段の第2のMOSFET42のドレイン及び第3のMOSFET43のゲートに負荷抵抗器44を介して電源電圧が印加されると共に、この第3のMOSFET43のゲートと第2のMOSFET42のドレインと負荷抵抗器44との接続点から出力が得られるよう構成されてなるものである。
かかる構成においては、高い利得を同時に実現可能であり、また、負荷抵抗器44は、後段に接続される増幅器の入力抵抗器を利用するなどの拡張性を有するという利点がある反面、回路定数の選択が難しく、出力抵抗をさほど下げられないという欠点がある。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、近年、携帯電話、補聴器などの電子機器において、従来にも増してその小型化が促進されつつあり、それに伴いさらに小型のエレクトレットコンデンサーマイクロホンが開発されつつある。このため、この小型化のより進んだエレクトレットコンデンサーマイクロホンの出力容量は、2pF台から1pF台へとさらに小さくなり、先の図6や図7に示された回路でも入力容量の低減が十分なものではなくなりつつあり、入力容量のさらなる低減に加えて出力抵抗の低減が図られたインピーダンス変換回路が所望されている。
【0011】
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、入力容量が極めて小さく、かつ、出力抵抗の低いインピーダンス変換回路を提供するものである。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記発明の目的を達成するため、本発明に係るインピーダンス変換回路は、
第1乃至第5の電界効果トランジスタを有し、
前記第1の電界効果トランジスタのゲートが入力信号の印加点とされると共に、当該ゲートは、高抵抗値の第1の抵抗器を介して基準電位に保持され、
前記第1の電界効果トランジスタのソースは、第2の抵抗器を介して基準電位に保持されると共に、第2の電界効果トランジスタのゲートに接続され、
前記第2の電界効果トランジスタのソースは、第3の電界効果トランジスタのソースと相互に接続される共に、第3の抵抗器を介して基準電位に保持されて差動増幅回路が構成され、前記第3の電界トランジスタのゲートには、第5の電界効果トランジスタのソースが接続され、当該第5の電界効果トランジスタのゲートが基準電位に保持される一方、ドレインが前記第2の電界効果トランジスタのドレインに接続されると共に、当該ドレインには電源電圧が印加される一方、
前記第3の電界効果トランジスタのドレインには、負荷抵抗器を介して電源電圧が印加されると共に、当該ドレインは、第4の電界効果トランジスタのゲートに接続され、
前記第4の電界効果トランジスタのドレインには、電源電圧が印加される一方、ソースは、前記第1の電界効果トランジスタのドレインに接続され、
前記第2の電界効果トランジスタのソースから出力信号が得られるよう構成されてなるものである。
【0013】
かかる構成においては、第1及び第2の電界効果トランジスタにより、ソースホロア回路が二段に構成されると共に、第2の電界効果トランジスタのソースから出力信号が得られるようになっているため、入力信号源に対する入力容量を十分に小さくすることができると共に、出力抵抗を充分に小さくすることができるものとなっている。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図1乃至図3を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態におけるインピーダンス変換回路の第1の基本回路構成例について、図1を参照しつつ説明する。
このインピーダンス変換回路は、4つの電界効果トランジスタ、すなわち、具体的には、第1、第2及び第3のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET1,2,3と、第4のNチャンネル・エンハンスメント型MOSFET4とを用いて構成されたものとなっている。
以下、その具体的な構成を説明すれば、まず、第1のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET(以下「第1のMOSFET」と言う)1は、そのゲートに入力端子21が接続されると共に、第1の抵抗器6を介して、所定の基準電圧が印加される基準電圧印加端子24に接続されたものとなっている。なお、この基準電圧印加端子24は、具体的には、グランドに接続され、基準電圧としてグランド電位とするのが好適である。また、第1の抵抗器6で構成される入力抵抗の値は、例えば、ギガ(Ω)程度の高抵抗値とするのが好適である。
【0015】
また、第1のMOSFET1のソースは、第2のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET(以下「第2のMOSFET」と言う)2のゲートに接続されると共に、第2の抵抗器7を介して先に述べた基準電圧印加端子24に接続されている。
そして、第2のMOSFET2のドレインは、所定の電源電圧が印加される電源端子23に接続される一方、ソースは、出力端子22に接続されると共に、第3及び第4の抵抗器8,9を介して基準電圧印加端子24に接続されたものとなっている。
さらに、第3及び第4の抵抗器8,9の接続点には、第3のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET(以下「第3のMOSFET」と言う)3のソースが接続されている。
【0016】
また、第3のMOSFET3のゲートは、基準電圧印加端子24に接続される一方、ドレインは、第4のNチャンネル・エンハンスメント型MOSFET(以下「第4のMOSFET」と言う)4のゲートに接続されると共に、負荷抵抗器としての第5の抵抗器10を介して電源端子23に接続されたものとなっている。すなわち、換言すれば、第3のMOSFET3は、ゲート接地回路を構成するものとなっている。
そして、第4のMOSFET4のドレインは、電源端子23へ接続される一方、ソースは、第1のMOSFET1のドレインに接続されたものとなっている。
【0017】
次に、かかる構成における動作について説明する。
第1のMOSFET1のゲートへ印加された入力信号は、第1のMOSFET1と第1の抵抗器6によるイピーダンス変換を受け、さらに、第2のMOSFET2によるインピーダンス変換を受けて、出力抵抗の低下が施され、負荷抵抗器としての第3及び第4の抵抗器8,9と第2のMOSFET2のソースとの接続点から出力信号として取り出されることとなる。
ここで、第3及び第4の抵抗器8,9は、その抵抗値が適宜な値に設定されることで、第3のMOSFET3を適宜なバイアス状態とすることができるものとなっている。その結果、第1のMOSFET1のゲートに印加された信号と等しい同位相の電圧信号が、第3のMOSFET3を介して第4のMOSFET4のゲートに印加される。そして、さらに、この第4のMOSFET4のゲートに印加された電圧は、この第4のMOSFET4を介して第1のMOSFET1のドレインに、第1のMOSFET1のゲートへ印加された入力信号と同位相で印加されることとなる。
なお、かかる構成における第5の抵抗器10で構成される出力抵抗の値は、大凡キロ(Ω)帯の大きさである。
【0018】
次に、第2の基本回路構成例について、図2を参照しつつ説明する。なお、図1に示された第1の基本回路構成例と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第2の基本回路構成例は、図1に示された基本回路構成において、特に、直流バイアスを容易とした改良が施されたものである。
すなわち、第2のMOSFET2のソースと、第3のMOSFET3のソースとが相互に接続されると共に、その接続点は、第3の抵抗器8を介して基準電圧印加端子24に接続されると共に、出力端子22に接続されたものとなっている。したがって、第2及び第3のMOSFET2,3は、差動増幅回路を構成するものとなっている。
そして、第3のMOSFET3のゲートには、第5のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET(以下「第5のMOSFET」と言う)5のソースが接続され、この第5のMOSFET5のゲートは、基準電圧印加端子24に接続されたものとなっている。さらに、第5のMOSFET5のドレインは、第2のMOSFET2のドレインに接続されている。
なお、他の回路接続については、図1に示された第1の基本回路構成例と変わるところはないので、ここでの再度の詳細な説明は省略することとする。
そして、かかる構成における動作も、基本的に図1に示された第1の基本回路構成例と同一であるので、ここでの再度の詳細な説明は省略することとする。
【0019】
次に、本発明の実施の形態におけるインピーダンス変換回路のより具体的な回路構成例について、図3を参照しつつ説明する。なお、図1に示された第1の基本回路構成例と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この図3に示された回路構成例は、図1に示された基本回路構成例に対して、次述するように、変更、追加を加えたものである。
まず、第1のMOSFET1のゲートと第1の抵抗器6との間には、逆並列に接続された第1及び第2のダイオード15,16が接続されたものとなっている。すなわち、第1のダイオード15のアノードと第2のダイオード16のカソードが相互に接続されると共に、第1のMOSFET1のゲートに接続されている一方、第1のダイオード15のカソードと第2のダイオード16のアノードとが相互に接続されて第1の抵抗器6の一端に接続されたものとなっている。これによって、第1のMOSFET1のゲートを、高抵抗でほぼ基準電圧にバイアスすることができるようになっている。なお、ここで言う「高抵抗」とは、ギガ(Ω)程度の値を意味するものとする。
【0020】
また、第2及び第4のMOSFET2,4のドレイン及び第5の抵抗器10の一端と電源端子23との間に、第6の抵抗器11が設けられたものとなっている。
そして、この第6の抵抗器11の電源端子23と反対側の端子と、基準電圧印加端子24との間には、第1のコンデンサ13が接続されている。
さらに、第2のMOSFET2のソースと出力端子22との間には、第7の抵抗器12が設けられている。またさらに、この第7の抵抗器12と第2のMOSFET2のソースとの接続点と基準電圧印加端子24との間には、第2のコンデンサ14が設けられたものとなっている。
【0021】
次に、かかる構成における動作について説明する。
入力端子に印加された信号は、第1のMOSFET1のゲートに印加される。ここで、第1及び第2のダイオード15,16が高抵抗値を有すると共に、第1の抵抗器6も高抵抗値に設定されているため、第1のMOSFET1のゲートは、ほぼ基準電圧にバイアスされることとなる。
第1のMOSFET1と第2の抵抗器7とによって、ソースホロア回路が構成されたものとなっているため、入力信号のほぼ95%を第1のMOSFET1のソース側に得ることができる。さらに、第2のMOSFET2と第3及び第4の抵抗器8,9によって第2のソースホロア回路が構成されたものとなっているため、入力信号のほぼ90%を第2のMOSFET2のソース側に得ることができると共に、出力抵抗の十分な低減がなされることとなる。
そして、この第2のMOSFET2のソース側に得られた入力信号のほぼ90%の電圧は、第3及び第4の抵抗器8,9により抵抗分圧され、その内、第4の抵抗器9の両端の電圧が第3のMOSFET3のソースに印加されることとなる。この第3のMOSFET3のソースに印加された電圧は、第3のMOSFET3により増幅され、第5の抵抗器10に出力されることとなる。
【0022】
この第3のMOSFET3のドレイン側に出力された電圧は、同時に第4のMOSFET4のゲートに印加される。
第4のMOSFET4は、第1のMOSFET1を負荷とするソースホロア回路を構成しているため、結局、第1のMOSFET1のゲート印加電圧に等しい電圧が、第4のMOSFET4により第1のMOSFET1のドレインに供給されることとなる。
ここで、第1のMOSFET1のゲート・ソース間容量Cgsは、次述するような大きさとなる。
まず、この第1のMOSFET1によるソースホロア回路の増幅度Aは、A=gm×Rs/(1+gm×Rs)と表されることは公知・周知の通りである。ここで、gmは、コンダクタンス、Rsは、ソース抵抗器の抵抗値であり、本発明の実施の形態においては、第2の抵抗器7の抵抗値である。
そして、第1のMOSFET1のソース側には高抵抗値の抵抗器を用いることができるので、上述の増幅度の式より容易にgm×Rsを9程度にでき、その結果、A=0.9程度を得ることができ、したがって、Cgsは、10の1の値にすることができるものとなる。
【0023】
そして、第1のMOSFET1のドレイン電圧が、ゲートに入力される電圧に等しい電圧となるように、第2のMOSFET2における損失、第3乃至第5の抵抗器8〜10の抵抗値並びに第3のMOSFET3の抵抗値を適宜に選定すれば、第1のMOSFET1のゲート・ドレイン間容量Cgdを、ブーストラップ効果により見かけ上、零とすることができる。
結局、このような構成によって、回路の入力容量Cinは、Cin=Cgs×0.1+Cgd×0=Cgs×0.1となる。
ここで、Cgs=Cgd=2pFとすると、Cin=0.2pFとなり、極めて小さな入力容量が実現できる。例えば、エレクトレットコンデンサマイクロホンの容量Csを、Cs=2pFとすると、入力容量Cinによる電圧分割比は、Cs/(Cs+Cin)=2/(0.2+2)=0.91(約−1dB)となる。
【0024】
本発明の実施の形態における回路においては、第1及び第2のMOSFET1,2により、ソースホロア回路が二段に構成されているため、充分に出力インピーダンスを低下させることができ、後段に接続される増幅器(本発明の実施の形態においては第3のMOSFET3及び第5の抵抗器10により構成された部分)の入力抵抗を低くしても、総合で−3dB程度の通過損失で済むこととなる。
近年、アナログ回路に使用可能なMOSデュプレッション型FETの場合、十分なgmを得ながら低電圧低電流時において、Cgs+Cgd=1pF程度の値を得ることができ、この場合、エレクトレットコンデンサマイクロホンの容量Csと入力容量Cinによる電圧分割比は、Cs/(Cs+Cin)=2/(0.1+2)=0.95(約−0.5dB)を得ることができる。
なお、上述したいずれの回路構成例も、個々の電子部品を接続するいわゆるディスクリート構成としても良いし、また、第1乃至第4のMOSFET1〜4又は第1乃至第5のMOSFET1〜5を同一の半導体基板上に形成して、回路全体を集積回路化しても、いずれでも良いものである。
【0025】
【発明の効果】
以上、述べたように、本発明によれば、二段に構成されたソースホロア回路を有するような構成としたので、従来に比して入力容量を極めて小さなものとしつつ、かつ、出力抵抗も充分に小さくでき、そのため、1pF以下の従来に比して更に小型のエレクトレットコンデンサーマイクロホンに使用することができるだけでなく、5pF〜2pF程度の容量を有する通常のエレクトレットコンデンサーマイクロホンにも使用することができるという効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態におけるインピーダンス変換回路の第1の基本回路構成例を示す回路図である。
【図2】本発明の実施の形態におけるインピーダンス変換回路の第2の基本回路構成例を示す回路図である。
【図3】本発明の実施の形態におけるインピーダンス変換回路のより実際的な回路構成例を示す回路図である。
【図4】従来回路の第1の回路構成例を示す回路図である。
【図5】従来回路の第2の回路構成例を示す回路図である。
【図6】従来回路の第3の回路構成例を示す回路図である。
【図7】従来回路の第4の回路構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
1…第1のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET
2…第2のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET
3…第3のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET
4…第1のNチャンネル・エンハンスメント型MOSFET
5…第5のNチャンネル・ディプレッション型MOSFET
21…入力端子
22…出力端子
23…電源端子
24…基準電圧印加端子
Claims (1)
- 第1乃至第5の電界効果トランジスタを有し、
前記第1の電界効果トランジスタのゲートが入力信号の印加点とされると共に、当該ゲートは、高抵抗値の第1の抵抗器を介して基準電位に保持され、
前記第1の電界効果トランジスタのソースは、第2の抵抗器を介して基準電位に保持されると共に、第2の電界効果トランジスタのゲートに接続され、
前記第2の電界効果トランジスタのソースは、第3の電界効果トランジスタのソースと相互に接続される共に、第3の抵抗器を介して基準電位に保持されて差動増幅回路が構成され、前記第3の電界トランジスタのゲートには、第5の電界効果トランジスタのソースが接続され、当該第5の電界効果トランジスタのゲートが基準電位に保持される一方、ドレインが前記第2の電界効果トランジスタのドレインに接続されると共に、当該ドレインには電源電圧が印加される一方、
前記第3の電界効果トランジスタのドレインには、負荷抵抗器を介して電源電圧が印加されると共に、当該ドレインは、第4の電界効果トランジスタのゲートに接続され、
前記第4の電界効果トランジスタのドレインには、電源電圧が印加される一方、ソースは、前記第1の電界効果トランジスタのドレインに接続され、
前記第2の電界効果トランジスタのソースから出力信号が得られるよう構成されてなることを特徴とするインピーダンス変換回路。
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