JP4019979B2

JP4019979B2 - AC-AC power converter

Info

Publication number: JP4019979B2
Application number: JP2003056793A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 以久也佐藤
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-03-04
Filing date: 2003-03-04
Publication date: 2007-12-12
Anticipated expiration: 2023-03-04
Also published as: JP2004266972A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを有することなく、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧から多相の交流電圧を出力する半導体電力変換装置に関し、特に、入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減するようにした交流−交流電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本出願人は、特願２００３−２９０３号として、この種の交流−交流電力変換装置を既に出願した。
この先願に係る交流−交流電力変換装置は、電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、ＰＷＭ整流器のキャリアに対するＰＷＭインバータのキャリアの位置を、ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形がほぼ正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、を備えたものである。
【０００３】
要約すれば、上記電力変換装置においては、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ比に合わせてＰＷＭインバータのキャリア（三角波）のピーク位置を移動することによりキャリアの傾きをＰＷＭ整流器側とは異ならせ、このキャリアを電圧指令と比較してインバータ側のＰＷＭパルスを得るものである。
ここで、直流リンク部にエネルギーバッファとしての平滑用のフィルタがない場合、インバータの出力電圧がゼロのときはインバータの入力電流（直流リンク部の電流）がゼロとなる。このため、ＰＷＭ整流器側では、直流リンク部の電流をゼロにするために各相の入力電流波形が一部削られることになり、その結果、各相の入力電流波形に不平衡が生じる。
従って、インバータ側の制御ではゼロ電圧発生のタイミングが重要となり、入力電流波形の不平衡を防止するためには、ゼロ電圧の発生によって直流リンク部の電流がゼロとなる期間を、ＰＷＭ整流器側の各相導通期間（ＰＷＭパルス）に対してほぼ同一の比率にする（直流リンク部の電流がゼロとなる期間をＰＷＭ整流器側のＰＷＭパルスに対して均等に配置する）必要がある。
【０００４】
ここで、図６は、上記先願におけるインバータ側のキャリアの発生原理を示している。
ＰＷＭ整流器側の制御により、入力電流はＲ相とＳ相とに分配され、その合成電流がＴ相に流れている。このとき、インバータのゼロ電圧ベクトルによる直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０によって各相入力電流が削除される期間（図６の網掛け部分）は、Ｒ相の電流ｉ_ｒについてもＳ相の電流ｉ_ｓについても、それぞれが流れる期間に対してほぼ同一の比率になることが望ましい。
同時に、キャリア１周期中の直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値を、Ｒ相の導通期間及びＳ相の導通期間で等しくする必要がある。
【０００５】
そこで、図６の如く、インバータ側のキャリアのピーク位置を、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相（Ｒ相）のオンオフ期間の比（Ｒ相とＳ相のオン期間の比）、つまり図６のＴ_１，Ｔ_２の比に応じて移動させることにより変形三角波とし、Ｒ相のオン期間Ｔ_１及びオフ期間Ｔ_２において、直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値が一致するようにゼロ電圧期間Ｔ_０の発生タイミングを制御する。
このとき、期間Ｔ_１，Ｔ_２の比は、ゼロ電流期間Ｔ_０内の期間ｔ_１，ｔ_２の比と等しくなり、本来のＲ相導通期間Ｔ_２に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｒ相入力電流波形の削除期間ｔ_２の比と、本来のＳ相導通期間Ｔ_１に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｓ相入力電流波形の削除期間ｔ_１の比とが等しくなる。
つまり、直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０を、Ｒ相とＳ相の導通期間の比（Ｔ_２，Ｔ_１の比、すなわちｔ_２，ｔ_１の比）に従って分割するピーク位置を持った変形三角波を発生させ、これをインバータ側のキャリアとして使用することにより、キャリア１周期内の各相の平均電流を一致させ、均等化することができる。
【０００６】
変形三角波の具体的な作成方法としては、ＰＷＭ整流器のスイッチング相であるＲ相のオンオフ比を抽出し、キャリアの正の傾きをＴ_１に比例させ、キャリアの負の傾きをＴ_２に比例させる。
他のＳ相，Ｔ相動作モードでも同様に、ＰＷＭ整流器のスイッチング相のオンオフ期間に比例させて傾きを制御した変形三角波を発生させることで、各相電流が削除される期間をＰＷＭ整流器側の各相の導通期間に対してほぼ同一の比率にすることができ、各相入力電流波形のアンバランスを是正して入力電流波形をほぼ正弦波にすることができる。
【０００７】
この結果、変形三角波ではキャリアの傾きが正負で異なってくるが、キャリア１周期内のＰＷＭパルスはインバータ側の電圧指令ｖ_ｕ ^＊,ｖ_ｖ ^＊,ｖ_ｗ ^＊に応じたオンオフ比となり、キャリア１周期内の平均電圧は電圧指令ｖ_ｕ ^＊,ｖ_ｖ ^＊,ｖ_ｗ ^＊と一致するので、インバータ側でも所望の出力電圧を得ることができる。
【０００８】
なお、先願である特願２００３−２９０３号は本出願時点において未だ出願公開されていないが、この先願の新規性喪失の例外適用の対象となった文献として、下記の非特許文献１がある。
【０００９】
【非特許文献１】
伊東淳一ほか２名，「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」，社団法人電気学会研究会資料（半導体電力変換・産業電力電気応用合同研究会），ＳＰＣ−０２−７７〜９６，ＩＥＡ−０２−１８〜３７，平成１４年１１月１４日，ｐ．７５−８０
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
前記先願に記載された電力変換装置では、インバータ側で正負の傾きが異なる変形三角波を使用してＰＷＭパルスを発生させるため、図６に示すように、インバータ側のＰＷＭパルスは、インバータ側のキャリアのピークに対しても整流器側のキャリアのピークに対しても、対称に分布しない。
この結果、例えば電力変換装置の出力電流（負荷電流）を指令値に一致させるように出力電圧指令を生成し、この出力電圧指令をキャリアと比較してインバータのＰＷＭパルスを発生させるシステムでは、インバータ側のキャリアのピークまたは整流器側のキャリアのピークのタイミングで出力電流をサンプリングしても電流の平均値を検出することができず、検出電流値はリプルを含んだ値となる。そこで、電流検出器の出力側にフィルタを挿入してリプルを除去しようとすると、フィルタにより発生する検出遅れ時間のため、出力電流の制御性能が悪化するという問題があった。
【００１１】
そこで本発明は、大形のエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えず、しかも検出遅れなしに出力電流の検出を可能として電動機等の負荷の高性能な制御を実現する交流−交流電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、前記直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
前記ＰＷＭ整流器のキャリアの増加期間・減少期間と前記オンオフ期間のうちのオン期間・オフ期間との組み合わせにより前記ＰＷＭインバータのキャリアの増加期間・減少期間を決定して前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対するピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、を備えたものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換する仮想的なＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から仮想的な直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換する仮想的なＰＷＭインバータとを有するマトリクスコンバータからなる交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
前記ＰＷＭ整流器のキャリアの増加期間・減少期間と前記オンオフ期間のうちのオン期間・オフ期間との組み合わせにより前記ＰＷＭインバータのキャリアの増加期間・減少期間を決定して前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対するピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、を備えたものである。
【００１４】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器（マトリクスコンバータにおける仮想のＰＷＭ整流器も含む）のキャリアのピークのタイミングで負荷電流をサンプリングする手段を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図である。図１に示す主回路において、１０は半導体交流スイッチ１１〜１６からなる電流形の三相ＰＷＭ整流器（以下、単に整流器ともいう）、２０は環流ダイオードを備えたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子２１〜２６からなる三相電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう）、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。
【００１６】
一方、ＰＷＭ整流器１０及びＰＷＭインバータ２０を制御する制御装置において、３１は整流器１０側の入力電流指令に基づいて台形波指令を発生する台形波指令発生手段、３２は整流器１０側のキャリア（三角波）を発生するキャリア発生手段、３３は台形波指令とキャリアとを比較してＰＷＭパルスを発生する比較手段、３４は比較手段３３からのＰＷＭパルスに基づいて交流スイッチ１１〜１６を駆動するためのゲートパルスを発生するゲートパルス発生手段、３５は上記ＰＷＭパルスから整流器１０のスイッチングしている相のオンオフ比を抽出するオンオフ比抽出手段、４１は前記オンオフ比と、整流器１０側のキャリアとに基づいて、インバータ２０側のキャリアのピークを移動させ、かつ、整流器１０側のキャリアのピーク位置に対して対称なキャリアとしての対称変形三角波を発生する対称変形三角波発生手段、４２は対称変形三角波とインバータ２０側の出力電圧指令とを比較してＰＷＭパルスを発生する比較手段、４３は比較手段４２からのＰＷＭパルスに基づいてスイッチング素子２１〜２６を駆動するためのゲートパルスを発生するゲートパルス発生手段である。
なお、図１において、ｉ_ｄｃ，ｅ_ｄｃは直流リンク部の電流、電圧を示す。
【００１７】
図２は、インバータ２０側のキャリアとして、前記発生手段４１により出力される対称変形三角波を用いた場合の、整流器側ＰＷＭパルス（Ｒ相パルスのみを示す）及びインバータ側の各相ＰＷＭパルスの発生の様子を示している。
本実施形態では、整流器側キャリアのアップ／ダウン（大きさの増加／減少）とスイッチングしている相のオンオフ比に応じて、インバータ側キャリアのアップ／ダウンのパターンを切り替える。詳しくは、インバータ側キャリアのアップ／ダウンの期間の比は、整流器側のスイッチングしている相のＰＷＭパルスのデューティ比に基づいて決定する。すなわち、表１に示す論理により、インバータ側キャリアのアップ／ダウンを決定する。
【００１８】
【表１】

【００１９】
表１に基づいてインバータ側キャリアを生成すると、図２に示すように、インバータ側キャリアは整流器側キャリアのピーク（山，谷）の位置を中心として対称な変形三角波になる。この結果、インバータ２０側のＰＷＭパルスは、整流器側キャリアのピーク位置を中心として対称になる。
従って、整流器側キャリアのピークのタイミングで電力変換装置の出力電流（負荷電流）をサンプリングすれば、電流検出部にリプルを除去するフィルタを設ける等の手段を講じなくても、負荷電流として平均値を時間遅れなく検出することができ、出力電流の制御を高精度に行うことができる。
【００２０】
図１の実施形態において、オンオフ比抽出手段３５は整流器１０のスイッチングしている相（図２の例ではＲ相）のオンオフ比（図２におけるＴ_１，Ｔ_２の比）を検出し、このオンオフ比は対称変形三角波発生手段４１に入力される。また、キャリア発生手段３２から出力される整流器側キャリアも対称変形三角波発生手段４１に入力される。
対称変形三角波発生手段４１では、上記オンオフ比と整流器側キャリアのピークのタイミングとを用い、前記表１の論理に従って増減する図２のインバータ側キャリア（対称変形三角波）を作成し、出力する。
比較手段４２では、このインバータ側キャリアと各相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とを比較し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のインバータ側ＰＷＭパルスを出力する。
【００２１】
図３は、図１における対称変形三角波発生手段４１の具体例をその周辺の構成要素と共に示したブロック図であり、図４は対称変形三角波発生手段４１の動作説明図である。
ここでは、対称変形三角波発生手段４１をディジタルハードウェアにより構成した例を示しているが、アナログ回路により構成することも可能であり、対称変形三角波をソフトウェアにより作成しても良い。
【００２２】
図３において、４１１は排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路であり、整流器側キャリアのアップ／ダウン信号と整流器側のＰＷＭパルスとに基づき、前述した表１の論理に従ってインバータ側キャリアのアップ／ダウン指令を出力する。ここで、整流器側キャリアのアップ信号は論理“１”、ダウン信号は論理“０”、整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈは論理“１”、Ｌｏｗは論理“０”、インバータ側キャリアのアップ指令は論理“１”、ダウン指令は論理“０”に、それぞれ対応する。
【００２３】
排他的論理和回路４１１から出力されるインバータ側キャリアのアップ／ダウン指令は、アップダウンカウンタ４１２に加えられている。このアップダウンカウンタ４１２は、整流器側キャリアのピーク（山，谷）のタイミングで発生するカウンタロード信号により、上記アップ／ダウン指令に従ってインバータ側キャリアのピーク値をアップカウントまたはダウンカウントし、そのカウント値をインバータ側キャリア（対称変形三角波）として出力する。
【００２４】
アップダウンカウンタ４１２４１２のクロックは一定であり、アップカウントまたはダウンカウントする期間は、整流器側ＰＷＭパルスのデューティ比に依存する。従って、図４に示すように、整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈ，Ｌｏｗに応じて、インバータ側キャリアのピーク値は異なってくる。
【００２５】
そこで、あらかじめソフトウェアにより、元のインバータ出力電圧指令からインバータ側キャリアのピーク値に合わせて補正した電圧指令ｖａ_ｎと電圧指令ｖｂ_ｎとを演算し、それぞれ、電圧指令レジスタ４２２，４２３に書き込んでおく。そして、インバータ側キャリアのピーク値が整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈ，Ｌｏｗに応じて変化するのに対応させて、比較器４２１により比較する電圧指令をセレクタ４２４により切り替えることとする。ここで、セレクタ４２４は、図３に示したように、整流器側ＰＷＭパルスに基づいて、インバータ側キャリアのピーク値が変化することを認識可能である。
従って、セレクタ４２４から出力される電圧指令は、図４に示す如く、整流器側ＰＷＭパルスがＬｏｗ→Ｈｉｇｈ→Ｌｏｗ→……と変化するにつれて電圧指令レジスタ４２２または４２３の出力を選択し、ｖａ_ｎ−１→ｖａ_ｎ→ｖｂ_ｎ→ｖｂ_ｎ＋１→ｖａ_ｎ＋１→……と変化していく。
【００２６】
このようにしてセレクタ４２４により選択された出力電圧指令とインバータ側キャリアとを比較器４２１にて比較することにより、インバータ２０側のＰＷＭパルスを得るものである。
なお、インバータ側キャリアのピーク値はソフトウェアにより演算し、求めたピーク値をカウンタロード信号により整流器側キャリアの山，谷のタイミングでアップダウンカウンタ４１２へロードする。
【００２７】
次に、図５は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では主回路の電力変換器としてマトリクスコンバータ５０を用いている。このマトリクスコンバータ５０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ５１〜５９を接続して構成されており、各スイッチ５１〜５９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
また、制御装置の構成は図１と実質的に同様であり、図１におけるゲートパルス発生手段３４，４３に代えてＰＷＭパルス合成手段６０が設けられ、その出力パルスが双方向スイッチ５１〜５９に与えられている。
【００２８】
マトリクスコンバータ５０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器１０、ＰＷＭインバータ２０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータをマトリクスコンバータ５０内に仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を合成手段６０により合成してマトリクスコンバータ５０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００２９】
すなわち、マトリクスコンバータ５０の電力変換動作は、以下の数式１によって表される。なお、数式１において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_５１〜Ｓ_５９は双方向スイッチ５１〜５９のスイッチング関数である。
【００３０】
【数１】

【００３１】
また、上記スイッチング関数Ｓ_５１〜Ｓ_５９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式２のように表すことができる。
【００３２】
【数２】

【００３３】
従って、本実施形態では、図５における比較手段３３からのＰＷＭパルスに基づく仮想整流器側のスイッチング関数と、対称変形三角波を用いた比較手段４２からのＰＷＭパルスに基づく仮想インバータ側のスイッチング関数とを用いてＰＷＭパルス合成手段６０が数式２によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従って双方向スイッチ５１〜５９をオンオフ制御すればよい。
この場合、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００３４】
この実施形態では、マトリクスコンバータ５０内の仮想整流器のスイッチングしている相のオンオフ比に基づき、対称変形三角波発生手段４１が、仮想整流器キャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、仮想整流器側キャリアのピーク位置に対して対称である対称変形三角波を発生させ、比較手段４２が、この変形三角波と各相の出力電圧指令とを比較することにより、仮想直流リンク部電流がゼロである期間を各相電流に対して均等に配置するようなインバータ側のＰＷＭパルスを発生させる。
仮想整流器側のＰＷＭパルスの発生動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００３５】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、大形のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換装置において、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えず、小形かつ長寿命の電力変換装置を提供することができる。
特に、整流器キャリアのピークのタイミングで負荷電流を検出すれば、検出遅れなしに負荷流の平均値を検出可能であり、高精度な電流制御が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態の動作説明図である。
【図３】図１における対称変形三角波発生手段の具体例を示すブロック図である。
【図４】図３の動作説明図である。
【図５】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図６】先願のＰＷＭパルス発生方法の説明図である。
【符号の説明】
１０：ＰＷＭ整流器
１１〜１６：半導体交流スイッチ
２０：ＰＷＭインバータ
２１〜２６：半導体スイッチング素子
３１：台形波指令発生手段
３２：キャリア発生手段
３３，４２：比較手段
３４，４３：ゲートパルス発生手段
３５：オンオフ比抽出手段
４１：対称変形三角波発生手段
４１１：排他的論理和回路
４１２：アップダウンカウンタ
４２１：比較器
４２２，４２３：電圧指令レジスタ
４２４：セレクタ
５０：マトリクスコンバータ
５１〜５９：双方向スイッチ
６０：ＰＷＭパルス合成手段
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor power conversion device that outputs a multiphase AC voltage from a multiphase AC voltage using a semiconductor switching element without having a large energy buffer such as a capacitor or a reactor, and in particular, an input current waveform. The present invention also relates to an AC-AC power converter that reduces distortion of the output voltage waveform.
[0002]
[Prior art]
The present applicant has already applied for this type of AC-AC power converter as Japanese Patent Application No. 2003-2903.
The AC-AC power converter according to this prior application converts a PWM rectifier that converts multiphase AC power of a power source into DC power, and converts DC power output from the PWM rectifier through a DC link unit into multiphase AC power. In an AC-AC power converter having a PWM inverter and not having a smoothing filter in the DC link unit, an ON / OFF ratio extracting means for extracting the ratio of the ON / OFF period of the switching phase of the PWM rectifier, Deformed carrier generating means for generating a deformed carrier in which the position of the PWM inverter carrier relative to the carrier of the PWM rectifier is changed so that each phase input current waveform of the PWM rectifier is substantially a sine wave based on the ratio of the on-off period. , With.
[0003]
In summary, in the above power converter, the slope of the carrier is different from the PWM rectifier side by moving the peak position of the carrier (triangular wave) of the PWM inverter in accordance with the on / off ratio of the switching phase of the PWM rectifier. The carrier is compared with the voltage command to obtain a PWM pulse on the inverter side.
Here, when the DC link unit does not have a smoothing filter as an energy buffer, when the output voltage of the inverter is zero, the input current of the inverter (current of the DC link unit) is zero. For this reason, on the PWM rectifier side, in order to make the current of the DC link portion zero, a part of the input current waveform of each phase is deleted, and as a result, an imbalance occurs in the input current waveform of each phase.
Therefore, the zero voltage generation timing is important in the control on the inverter side, and in order to prevent unbalance of the input current waveform, the period in which the DC link current becomes zero due to the generation of the zero voltage is set to the PWM rectifier side. It is necessary to make the ratio substantially the same with respect to each phase conduction period (PWM pulse) (a period in which the current of the DC link unit is zero is evenly arranged with respect to the PWM pulse on the PWM rectifier side).
[0004]
Here, FIG. 6 shows the principle of carrier generation on the inverter side in the prior application.
By control on the PWM rectifier side, the input current is distributed to the R phase and the S phase, and the combined current flows to the T phase. At this time, during the period in which each phase input current is deleted by the zero period T ₀ of the DC link section current i _dc by the zero voltage vector of the inverter (shaded portion in FIG. 6), the R-phase current i _r is also S-phase. for even the current i _s, it is desirable to be substantially the same ratio for the duration of each flow.
At the same time, it is necessary to make the average value of the DC link section current i _dc in one carrier cycle equal in the R-phase conduction period and the S-phase conduction period.
[0005]
Therefore, as shown in FIG. 6, the peak position of the carrier on the inverter side is set to the ratio of the ON / OFF period of the phase (R phase) in which the PWM rectifier is switched (ratio of the ON period of R phase to S phase), that is, in FIG. The waveform is changed according to the ratio of T ₁ and T ₂ to form a deformed triangular wave, and the zero voltage period T so that the average value of the DC link section current i _dc coincides in the R phase on period T ₁ and the off period T ₂ . The generation timing of ₀ is controlled.
In this case, the ratio of the period _T 1, _{T 2} is equal to the ratio of the period _t 1, _{t 2} within zero current period _{T 0,} due to (zero current period _{T 0} the original for R-phase conduction period _{T 2} ) and the ratio of deletion period t ₂ of the R-phase input current waveform, and the ratio of deletion period t ₁ of the original with respect to S-phase conduction period T ₁ (due to zero current period T ₀₎ S-phase input current waveform is equal .
In other words, it has a peak position that divides the zero period T ₀ of the DC link current i _{dc according} to the ratio of the conduction period of the R phase and the S phase (the ratio of T ₂ and T ₁ , that is, the ratio of t ₂ and t ₁ ). By generating the deformed triangular wave and using it as a carrier on the inverter side, the average currents of the respective phases within one carrier period can be matched and equalized.
[0006]
As a specific method for creating variations triangular wave extracts off ratio of R-phase is the switching phase of the PWM rectifier, the positive slope of the carrier is proportional to T _1, is proportional to the negative of the slope of the carrier to T ₂ .
Similarly in other S-phase and T-phase operation modes, by generating a modified triangular wave whose slope is controlled in proportion to the ON / OFF period of the switching phase of the PWM rectifier, the period during which each phase current is deleted can be set on the PWM rectifier side. It is possible to make the ratio substantially the same for the conduction period of each phase, and to correct the imbalance of the input current waveform of each phase so that the input current waveform can be made a sine wave.
[0007]
As a result, in the modified triangular wave, the carrier slope varies depending on whether it is positive or negative, but the PWM pulse within one carrier cycle has an on / off ratio corresponding to the voltage command v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* on the inverter side, and carrier 1 Since the average voltage in the cycle matches the voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* , a desired output voltage can be obtained even on the inverter side.
[0008]
The prior application, Japanese Patent Application No. 2003-2903, has not yet been published at the time of the present application, but there is the following Non-Patent Document 1 as a document subject to the exception application of the loss of novelty of this prior application. .
[0009]
[Non-Patent Document 1]
Junichi Ito and two others, “Improvement of input / output waveform of matrix converter by virtual AC / DC / AC conversion method”, Institute of Electrical Engineers of Japan (Semiconductor power conversion / industrial power / electricity application joint study group), SPC-02 -77-96, IEA-02-18-37, November 14, 2002, p. 75-80
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the power conversion device described in the prior application, a PWM pulse is generated using a modified triangular wave having a different positive / negative slope on the inverter side. Therefore, as shown in FIG. Neither the carrier peak nor the carrier peak on the rectifier side is distributed symmetrically.
As a result, for example, in a system that generates an output voltage command so that the output current (load current) of the power converter matches the command value, and compares the output voltage command with the carrier to generate the PWM pulse of the inverter, Even if the output current is sampled at the timing of the peak of the carrier on the side or the peak of the carrier on the rectifier side, the average value of the current cannot be detected, and the detected current value includes a ripple. Therefore, if a filter is inserted on the output side of the current detector to remove ripple, there is a problem that the output current control performance deteriorates due to the detection delay time generated by the filter.
[0011]
Accordingly, the present invention provides an AC-AC power converter that does not have a filter as a large energy buffer, and obtains a distortion-free sine wave in the input current waveform and the output voltage waveform, thereby providing a load such as a power supply system or an electric motor. It is an object of the present invention to provide an AC-AC power converter that realizes high-performance control of a load such as an electric motor by enabling detection of an output current without causing a failure and without detection delay.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is directed to a PWM rectifier that converts multiphase AC power of a power source into DC power, and DC power output from the PWM rectifier via a DC link unit to multiphase. In an AC-AC power converter having a PWM inverter for converting into AC power and not having a smoothing filter in the DC link unit,
An on / off ratio extracting means for extracting a ratio of on / off periods of the switching phases of the PWM rectifier;
The peak position of the PWM rectifier with respect to the carrier is determined by determining the carrier increase period / decrease period of the PWM inverter based on the combination of the increase period / decrease period of the carrier of the PWM rectifier and the on period / off period of the on / off period. And a symmetrically deformed triangular wave generating means for generating a triangular wave that is symmetrical with respect to the peak position of the carrier of the PWM rectifier as the carrier of the PWM inverter.
[0013]
The invention described in claim 2 is a virtual PWM rectifier that converts multiphase AC power of a power source into DC power, and DC power that is output from the PWM rectifier via a virtual DC link unit. In an AC-AC power conversion device consisting of a matrix converter having a virtual PWM inverter that converts power,
An on / off ratio extracting means for extracting a ratio of on / off periods of the switching phases of the PWM rectifier;
The peak position of the PWM rectifier with respect to the carrier is determined by determining the carrier increase period / decrease period of the PWM inverter based on the combination of the increase period / decrease period of the carrier of the PWM rectifier and the on period / off period of the on / off period. And a symmetrically deformed triangular wave generating means for generating a triangular wave that is symmetrical with respect to the peak position of the carrier of the PWM rectifier as the carrier of the PWM inverter.
[0014]
The invention described in claim 3 is the AC-AC power converter according to claim 1 or 2,
Means for sampling the load current at the carrier peak timing of the PWM rectifier (including the virtual PWM rectifier in the matrix converter) is also provided.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In the main circuit shown in FIG. 1, 10 is a current-type three-phase PWM rectifier (hereinafter also simply referred to as a rectifier) composed of semiconductor AC switches 11 to 16, and 20 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor) having a freewheeling diode. A three-phase voltage type PWM inverter (hereinafter also simply referred to as an inverter) composed of semiconductor switching elements 21 to 26, R, S, and T are AC input terminals, and U, V, and W are AC output terminals.
[0016]
On the other hand, in the control device that controls the PWM rectifier 10 and the

PWM inverter

20, 31 is a trapezoidal wave command generating means for generating a trapezoidal wave command based on an input current command on the rectifier 10 side, and 32 is a carrier (triangular wave) on the rectifier 10 side. Carrier generating means 33 for generating a PWM pulse by comparing a trapezoidal wave command with a carrier, 34 a gate for driving the AC switches 11-16 based on the PWM pulse from the comparing means 33 Gate pulse generating means for generating a pulse, 35 is an on / off ratio extracting means for extracting the on / off ratio of the phase in which the rectifier 10 is switching from the PWM pulse, and 41 is based on the on / off ratio and the carrier on the rectifier 10 side. The carrier peak on the inverter 20 side is moved, and the carrier peak position on the rectifier 10 side is moved. Symmetrically deformed triangular wave generating means for generating a symmetrically deformed triangular wave as a symmetric carrier, 42 is a comparing means for generating a PWM pulse by comparing the symmetrically deformed triangular wave and the output voltage command on the inverter 20 side, and 43 is a comparing means. 42 is a gate pulse generating means for generating a gate pulse for driving the switching elements 21 to 26 based on the PWM pulse from 42.
In FIG. 1, i _dc and e _dc indicate the current and voltage of the DC link unit.
[0017]
FIG. 2 shows the generation of rectifier-side PWM pulses (only R-phase pulses are shown) and inverter-side PWM pulses when the symmetrically deformed triangular wave output from the generating means 41 is used as the carrier on the inverter 20 side. The state of is shown.
In the present embodiment, the up / down pattern of the inverter-side carrier is switched in accordance with the up / down of the rectifier-side carrier (increase / decrease in size) and the on / off ratio of the phase being switched. Specifically, the ratio of the up / down period of the inverter-side carrier is determined based on the duty ratio of the PWM pulse of the phase being switched on the rectifier side. That is, the up / down of the inverter side carrier is determined by the logic shown in Table 1.
[0018]
[Table 1]

[0019]
When the inverter-side carrier is generated based on Table 1, as shown in FIG. 2, the inverter-side carrier becomes a symmetrical triangular wave symmetrical about the peak (peak, valley) position of the rectifier-side carrier. As a result, the PWM pulse on the inverter 20 side is symmetrical about the peak position of the rectifier side carrier.
Therefore, if the output current (load current) of the power converter is sampled at the peak timing of the rectifier side carrier, the average value as the load current can be obtained without providing a filter for removing ripples in the current detection unit. Can be detected without time delay, and the output current can be controlled with high accuracy.
[0020]
In the embodiment of FIG. 1, the on / off ratio extraction means 35 detects the on / off ratio (ratio of T ₁ and T ₂ in FIG. 2) of the phase (R phase in the example of FIG. 2) in which the rectifier 10 is switching. The on / off ratio is input to the symmetrical deformation triangular wave generating means 41. Further, the rectifier side carrier output from the carrier generating means 32 is also input to the symmetric deformation triangular wave generating means 41.
The symmetrically deformed triangular wave generating means 41 uses the on / off ratio and the peak timing of the rectifier side carrier to create and output the inverter side carrier (symmetrically deformed triangular wave) of FIG.
The comparison means 42 compares the inverter-side carrier with the output voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^{* of} each phase, and outputs U-side, V-phase, and W-phase inverter-side PWM pulses.
[0021]
FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of the symmetrically deformed triangular wave generating means 41 in FIG. 1 together with its peripheral components, and FIG. 4 is an operation explanatory view of the symmetrically deformed triangular wave generating means 41.
Here, an example is shown in which the symmetrically deformed triangular wave generating means 41 is configured by digital hardware, but it can also be configured by an analog circuit, and the symmetrically deformed triangular wave may be created by software.
[0022]
In FIG. 3, reference numeral 411 denotes an exclusive OR (EX-OR) circuit, which is based on the up / down signal of the rectifier side carrier and the PWM pulse on the rectifier side, and up / down of the inverter side carrier according to the logic of Table 1 described above. Output down command. Here, the rectifier-side carrier up signal is logic “1”, the down signal is logic “0”, the rectifier-side PWM pulse High is logic “1”, Low is logic “0”, and the inverter-side carrier up command is logic “1” and down command correspond to logic “0”, respectively.
[0023]
The inverter side carrier up / down command output from the exclusive OR circuit 411 is applied to the up / down counter 412. The up / down counter 412 up-counts or down-counts the peak value of the inverter-side carrier in accordance with the up / down command according to the counter load signal generated at the peak (peak, valley) of the rectifier-side carrier, and the count value Is output as an inverter-side carrier (symmetrically deformed triangular wave).
[0024]
The clock of the up / down counter 412412 is constant, and the period for counting up or down depends on the duty ratio of the rectifier side PWM pulse. Therefore, as shown in FIG. 4, the peak value of the inverter-side carrier varies depending on the High and Low of the rectifier-side PWM pulse.
[0025]
Therefore, should the previously software calculates the voltage command va _n and the voltage command vb _n corrected in accordance with the peak value of the inverter side carrier from the original inverter output voltage command, respectively, is written to the voltage command register 422, 423 . Then, the voltage command to be compared by the comparator 421 is switched by the selector 424 in response to the peak value of the inverter-side carrier changing according to High and Low of the rectifier-side PWM pulse. Here, as shown in FIG. 3, the selector 424 can recognize that the peak value of the inverter-side carrier changes based on the rectifier-side PWM pulse.
Therefore, the voltage command output from the selector 424, as shown in FIG. 4, selects the output voltage command register 422 or 423 as rectifier side PWM pulse changes Low → High → Low → ......, va n- _{_{_{1 → va n → vb n →}}} vb n + 1 → va n + 1 → ...... and will change.
[0026]
Thus, the comparator 421 compares the output voltage command selected by the selector 424 with the inverter-side carrier, thereby obtaining the PWM pulse on the inverter 20 side.
The peak value of the inverter-side carrier is calculated by software, and the obtained peak value is loaded into the up / down counter 412 at the timing of the peak and valley of the rectifier-side carrier by the counter load signal.
[0027]
Next, FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. In this embodiment, a matrix converter 50 is used as a power converter of the main circuit. This matrix converter 50 is configured by connecting bidirectional switches 51-59 between input terminals R, S, T and output terminals U, V, W. Each of the switches 51-59 is, for example, an IGBT or the like. The two semiconductor switching elements are connected in series in the reverse direction, and a freewheeling diode is connected in antiparallel to each switching element.
The configuration of the control device is substantially the same as in FIG. 1, and a PWM pulse synthesizing means 60 is provided in place of the gate pulse generating means 34, 43 in FIG. 1, and the output pulses are sent to the bidirectional switches 51-59. Is given.
[0028]
In controlling the matrix converter 50, the PWM rectifier and PWM inverter having the same configuration as the PWM rectifier 10 and the PWM inverter 20 in FIG. 1 are virtually installed in the matrix converter 50, and PWM pulses (switching functions) for these virtual rectifier and virtual inverter are used. ) Are synthesized by the synthesis means 60 to control the matrix converter 50 (for example, “Non-interference control method of input / output reactive power in matrix converter”, Rie Ito, Isao Takahashi, Semiconductor Power Conversion of IEEJ (See Workshop SPC-01-121, IEA-01-64).
[0029]
That is, the power conversion operation of the matrix converter 50 is expressed by the following formula 1. In Equation 1, v _u , v _v , and v _w are output phase voltages, v _r , v _s , and v _t are input phase voltages, and S _{51 to} S ₅₉ are switching functions of the bidirectional switches _{51 to} ₅₉ .
[0030]
[Expression 1]

[0031]
Moreover, the switching functions S _{51 to} S ₅₉ can be expressed as Equation 2 using a switching function on the virtual rectifier side and a switching function on the virtual inverter side.
[0032]
[Expression 2]

[0033]
Therefore, in the present embodiment, the switching function on the virtual rectifier side based on the PWM pulse from the comparison means 33 in FIG. 5 and the switching function on the virtual inverter side based on the PWM pulse from the comparison means 42 using the symmetrical modified triangular wave are obtained. The PWM pulse synthesizing means 60 can calculate the switching function using Equation 2 and perform the on / off control of the bidirectional switches 51 to 59 in accordance with the switching function.
In this case, the operation on the virtual rectifier side is equivalent to the operation of the current-type PWM rectifier because the power supply short circuit is not allowed.
[0034]
In this embodiment, the symmetrically deformed triangular wave generating means 41 changes the peak position with respect to the virtual rectifier carrier based on the on / off ratio of the switching phase of the virtual rectifier in the matrix converter 50, and the virtual rectifier side carrier A symmetrical deformed triangular wave that is symmetric with respect to the peak position is generated, and the comparison means 42 compares the deformed triangular wave with the output voltage command of each phase, so that the period during which the virtual DC link unit current is zero is set for each period. PWM pulses on the inverter side are generated so as to be evenly arranged with respect to the phase current.
Since the operation of generating the PWM pulse on the virtual rectifier side is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
[0035]
In addition, this invention is applicable also to the mutual conversion of polyphase alternating currents other than the three-phase demonstrated in each embodiment.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in an AC-AC power converter that does not have a large energy buffer, by obtaining a sine wave without distortion in the input current waveform and the output voltage waveform, the power supply system, the electric motor, etc. It is possible to provide a small-sized and long-life power conversion device that does not damage the load.
In particular, if the load current is detected at the peak timing of the rectifier carrier, the average value of the load flow can be detected without detection delay, and high-precision current control is possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the first embodiment.
3 is a block diagram showing a specific example of the symmetrically deformed triangular wave generating means in FIG. 1. FIG.
4 is an operation explanatory diagram of FIG. 3; FIG.
FIG. 5 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram of the PWM pulse generation method of the prior application.
[Explanation of symbols]
10: PWM rectifiers 11-16: Semiconductor AC switch 20: PWM inverters 21-26: Semiconductor switching element 31: Trapezoidal wave command generation means 32: Carrier generation means 33, 42: Comparison means 34, 43: Gate pulse generation means 35: On-off ratio extraction means 41: Symmetrically modified triangular wave generation means 411: Exclusive OR circuit 412: Up / down counter 421: Comparators 422, 423: Voltage command register 424: Selector 50: Matrix converters 51-59: Bidirectional switch 60: PWM pulse synthesizing means R, S, T: AC input terminals U, V, W: AC output terminals

Claims

A PWM rectifier that converts multiphase AC power of the power supply into DC power; and a PWM inverter that converts DC power output from the PWM rectifier through a DC link unit into multiphase AC power, and the DC In the AC-AC power converter that does not have a smoothing filter in the link part,
An on / off ratio extracting means for extracting a ratio of on / off periods of the switching phases of the PWM rectifier;
The peak position of the PWM rectifier with respect to the carrier is determined by determining the carrier increase period / decrease period of the PWM inverter based on the combination of the increase period / decrease period of the carrier of the PWM rectifier and the on period / off period of the on / off period. And a symmetrically deformed triangular wave generating means for generating a triangular wave that is symmetrical with respect to the peak position of the carrier of the PWM rectifier as the carrier of the PWM inverter;
An AC-AC power converter characterized by comprising:

A virtual PWM rectifier that converts multiphase AC power of a power supply into DC power, and a virtual PWM inverter that converts DC power output from the PWM rectifier via a virtual DC link unit into multiphase AC power In an AC-AC power converter comprising a matrix converter having
An on / off ratio extracting means for extracting a ratio of on / off periods of the switching phases of the PWM rectifier;
The peak position of the PWM rectifier with respect to the carrier is determined by determining the carrier increase period / decrease period of the PWM inverter based on the combination of the increase period / decrease period of the carrier of the PWM rectifier and the on period / off period of the on / off period. And a symmetrically deformed triangular wave generating means for generating a triangular wave that is symmetrical with respect to the peak position of the carrier of the PWM rectifier as the carrier of the PWM inverter;
An AC-AC power converter characterized by comprising:

In the AC-AC power converter according to claim 1 or 2,
An AC-AC power conversion apparatus comprising means for sampling a load current at a carrier peak timing of the PWM rectifier.