JP4059083B2

JP4059083B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4059083B2
Application number: JP2003002904A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 以久也佐藤; 茂雄小西
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-01-09
Filing date: 2003-01-09
Publication date: 2008-03-12
Anticipated expiration: 2023-01-09
Also published as: JP2004222338A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を出力する可変交流電圧源としての電力変換装置に関し、特に、スイッチング素子の変調方法に特徴を有する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、多相交流電圧を出力する従来の可変交流電圧源として、直流−交流変換を行うインバータを用いた電力変換装置を示している。この例は、多相として最も一般的な三相の例である。
図５において、１０は直流電源、２０は三相電圧形インバータ、２１〜２６は環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチング素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子、３０はインバータ２０の出力電圧指令ｖ^＊が入力される２アーム変調手段、４０は２アーム変調手段３０から出力される電圧指令からスイッチング素子２１〜２６に対するゲートパルスを生成するインバータＰＷＭ発生手段である。
【０００３】
なお、２アーム変調方式は、周知のように、一周期のうち特定区間は１アームの電圧を固定して他の２アームのみを変調する変調方式であり、各相の電位をひずませながら線間電圧が所望の波形になるように制御するものである。
【０００４】
上記構成において、インバータ２０による直流−交流変換により所望の交流出力電圧（直流電圧ｅ_ｄｃの１／２の値を基準とする相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）を得る場合、インバータ２０の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗと出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊との関係は、数式１のようになる。
【０００５】
【数１】

【０００６】
一方、線間電圧ｖ_ｕｖ，ｖ_ｖｗ，ｖ_ｗｕは、数式２となる。
【０００７】
【数２】

【０００８】
このとき、出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊として三相対称正弦波を用いた場合、線間電圧の大きさは、最大で（√３／２）ｅ_ｄｃになることは明らかである。
一方、線間電圧は各相電圧指令の引き算から求められるので、数式３に示す如く、出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊として相電圧指令ｖ^＊にゼロ相分電圧ｖ_０が重畳されていても、このゼロ相分電圧ｖ_０は線間電圧に現れない。
【０００９】
【数３】

【００１０】
そこで、ゼロ相分電圧ｖ_０を重畳することによりスイッチング素子に１２０°の休止期間を設けることができる。
２アーム変調時のゼロ相分電圧指令ｖ_０ ^＊は、数式４によって表される。
【００１１】
【数４】

【００１２】
図５の従来技術では、２アーム変調手段３０により、数式３，数式４に基づきゼロ相分電圧指令ｖ_０ ^＊をインバータの出力電圧指令ｖ^＊に重畳して各相の電圧指令を生成するが、インバータ２０の各相スイッチング素子に対して１２０°の休止期間を設けている。この２アーム変調手段３０から出力される電圧指令をキャリア比較方式等のインバータＰＷＭパルス発生手段４０に入力し、三相のＰＷＭパルスを得てインバータ２０を制御している。
【００１３】
２アーム変調方式では、三相対称正弦波による電圧指令に比べ、インバータのスイッチング損失を２／３に低減することができる。また、出力線間電圧の最大値を直流電圧ｅ_ｄｃと等しくすることができる。
一方、上記２アーム変調に代えて、インバータの電圧指令を１２０°導通の台形波にすることで、スイッチング素子に対する休止期間を２４０°に拡大することができ、このとき、インバータのスイッチング損失は三相対称正弦波による電圧指令に比べて１／３となる。この台形波の電圧指令ｖ^＊＊は、数式５により求められる。
【００１４】
【数５】

【００１５】
なお、図５のように２アーム変調される電圧形ＰＷＭ制御インバータについては、以下の特許文献１，２に記載され、また、電圧形ＰＷＭ制御インバータにおける台形波変調は、以下の特許文献３に記載されている。
【００１６】
【特許文献１】
特許第３２４８３０１号公報（請求項１，図１等）
【特許文献２】
特開平６−２３３５４６号公報（請求項１等）
【特許文献３】
特開２００２−６４９８５号公報（［０００６］，図１１等）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
インバータを高効率化する観点から考えれば、インバータのスイッチング休止期間を長くしてスイッチング損失を極力低減することが望ましい。従って、２アーム変調よりも、１２０°導通の台形波を電圧指令として使用する台形波変調の方が、損失低減の観点からは望ましい。しかし、１２０°導通台形波変調では、出力線間電圧に歪みが発生する。
【００１８】
図６は、１２０°導通台形波変調における電圧波形を表している。なお、電圧の大きさは単位法表示してある。
キャリアと比較する台形波の電圧指令が１または−１のとき、該当する相はスイッチングしておらず、オンまたはオフ状態を保持している。すなわち、各相ごとに正負の１２０°でスイッチングを休止している期間がある。しかし、電圧指令が台形波のため、線間電圧は同様に台形波となり、歪みが発生している。このような出力電圧の歪みは、電動機が負荷の場合、電動機トルクに振動を発生させ、また、損失増加の原因となる。
【００１９】
そこで本発明は、スイッチング損失を低減するためにスイッチング状態に一定の休止期間を設ける１２０°導通台形波変調等を用いた場合の出力線間電圧の歪みを低減し、負荷が電動機の場合にもトルク振動や損失増加を生じることがない電力変換装置を提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電圧制御手段により制御される直流電圧を多相の交流電圧に変換する電圧形インバータを備え、このインバータの各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
インバータに対する元の出力電圧指令から出力線間電圧指令を得て、その全波整流波形に含まれるリプル電圧指令を得るリプル電圧指令発生手段と、
前記リプル電圧指令と元の出力電圧指令とを用いてインバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段と、を備え、
前記直流電圧制御手段は、前記リプル電圧指令に従ってリプルを重畳させた直流電圧を出力するように制御するものである。
【００２１】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
インバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段を、台形波の出力電圧指令を生成する台形波変調手段により構成し、この台形波の出力電圧指令をキャリアと比較してインバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段を備えたものである。
【００２２】
請求項３に記載した発明は、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備え、仮想整流器制御手段及び仮想インバータ制御手段からそれぞれ出力される仮想整流器及び仮想インバータのＰＷＭパルスを合成してマトリクスコンバータに与える電力変換装置であって、
前記仮想整流器制御手段が、仮想整流器の各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、
仮想整流器に対する元の入力電流指令の全波整流波形に含まれるリプル電流指令を得るリプル電流指令発生手段と、
前記リプル電流指令と元の入力電流指令とを用いて仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想インバータ制御手段は、前記リプル電流指令に従ってリプルを重畳させた仮想直流リンク電流をマトリクスコンバータの仮想直流リンク部に流すように、出力電圧指令を前記リプル電流指令により補正して仮想インバータを制御するものである。
【００２３】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段として、台形波の入力電流指令を生成する台形波変調手段を備え、かつ、前記台形波の入力電流指令をキャリアと比較して仮想整流器のＰＷＭパルスを得る整流器ＰＷＭ発生手段を備えたものである。
【００２４】
請求項５に記載した発明は、請求項４に記載した電力変換装置において、
前記仮想インバータ制御手段は、仮想インバータに対する元の出力電圧指令を前記リプル電流指令により補正して最終的な出力電圧指令を得る出力電圧補正手段と、この出力電圧指令をキャリアと比較して仮想インバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段と、を備えたものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を設明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すもので、図５と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。この実施形態は、請求項１，２に記載した発明に相当する。
【００２６】
図１に示すように、直流電源１０に接続されて直流電圧の大きさを制御可能とした直流電圧制御手段１１が設けられ、その直流出力電圧ｅ_ｄｃが三相電圧形インバータ２０の直流側に加えられている。ここで、直流電圧制御手段１１としては、図１のように電源が直流の場合はＤＣチョッパを用いても良く、また、電源が交流の場合はＰＷＭ整流器を用いてもよい。
【００２７】
また、インバータ２０に対する元の出力電圧指令ｖ^＊から出力線間電圧指令を得て、この線間電圧指令を全波整流した波形を得るリプル電圧指令発生手段５２と、インバータ２０の各スイッチング素子のスイッチングに１２０°の導通期間（２４０°の休止期間）を設けるような各相電圧指令を生成する１２０°導通台形波変調手段５１と、この変調手段５１から出力される各相電圧指令を三角波等のキャリアと比較してインバータ２０の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを生成するインバータＰＷＭ発生手段４０とが設けられる。
【００２８】
以下に、本実施形態により１２０°導通台形波変調を行った場合でも、出力線間電圧に歪みのない正弦波が得られる原理について説明する。
まず、表１は、１２０°導通台形波変調時に、三角波と比較される台形波の電圧指令ｖ^＊＊を６０°区間ごとに（区間I〜VI）表したものであり、^ｔ［］は転置行列を示す。
【００２９】
【表１】

【００３０】
この場合、例えば区間Iにおいて、線間電圧は数式６となる。
【００３１】
【数６】

【００３２】
区間Iではｖ_ｔｒが固定となるので、線間電圧を正弦波とするためには、この期間で、ｅ_ｄｃ＝√３cos（θ＋π／６）とすればよい。また、このようにｅ_ｄｃを変化させても他の相が歪まないようにするためには、他相の電圧指令をｅ_ｄｃで除算しておけばよい。このとき、電圧指令の補正係数ｋを導入することにより、線間電圧は数式７となる。
【００３３】
【数７】

【００３４】
数式７にｅ_ｄｃ＝√３cos（θ＋π／６）を代入し、線間電圧が√３cos（θ＋π／６）に対して対称三相交流となるようなｋを求めると、ｋ＝３／２となる。他区間II〜VIについても同様に、ｋ＝３／２のときに線間電圧に対称正弦波交流が得られる。
従って、直流リンク電圧が数式８で与えられるとき、１２０°通電台形波変調の際の電圧指令ｖ^＊＊＊を数式９で与えることにより、線間電圧を対称正弦波交流波形とすることができる。
【００３５】
【数８】

【００３６】
【数９】

【００３７】
図２は、本実施形態における各相の電圧指令、キャリアと比較する台形波電圧指令、直流リンク電圧、インバータ中点電位を基準とした相電圧、これらから生成される線間電圧の各波形を示している。
上記のように、図１のリプル電圧指令発生手段５２により発生させたリプル電圧指令に従って直流リンク電圧ｅ_ｄｃにリプルを重畳することにより図２のように変化させることで、１２０°導通台形波変調時でも、線間電圧として正弦波電圧を得られることが確認できる。
【００３８】
図１では、リプル電圧指令発生手段５２により、インバータ２０の線間電圧指令を全波整流した波形（ｍａｘ（｜Ｃ_１ｖ^＊｜）に含まれるリプル電圧指令を発生させ、このリプル電圧指令に基づき、直流電圧制御手段１１の出力電圧、すなわち直流リンク電圧ｅ_ｄｃを制御する。
また、１２０°導通台形波変調手段５１は、数式９により、リプル電圧指令発生手段５２の出力（上述のｍａｘ（｜Ｃ_１ｖ^＊｜に相当）と元の出力電圧指令ｖ^＊とを用いてキャリアと比較される最終的な電圧指令ｖ^＊＊＊を生成し、インバータＰＷＭ発生手段４０を介してインバータ２０を制御する。
【００３９】
なお、交流／直流変換のＰＷＭ整流器はインバータとエネルギーフローが異なるだけなので、本発明は図１に示したような直流／交流変換のインバータ２０だけでなく、交流／直流変換のＰＷＭ整流器にも適用することができる。
【００４０】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示しており、請求項３〜５に記載した発明に相当する。この実施形態では、電力変換装置としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００４１】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図４に示すような仮想的な交流−直流変換器（仮想整流器）１００及び仮想的な直流−交流変換器（仮想インバータ）２００を想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を図３のＰＷＭパルス合成手段８０により合成して制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００４２】
この場合、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形整流器と等価な動作となり、電流形整流器の制御パルスは、電圧形インバータとの双対性により得られる（例えば、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」，竹下隆晴・外山浩司・松井信行，電気学会論文誌Ｄ，116巻１号，平成８年，ｐ１０６〜ｐ１０７を参照）。
従って、仮想整流器を対象として、第１実施形態における電圧形インバータ２０に対する１２０°導通台形波変調を電圧／電流の双対性を考慮して適用することができる。
【００４３】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１０によって表される。なお、数式１０において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_９１〜Ｓ_９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００４４】
【数１０】

【００４５】
また、上記スイッチング関数Ｓ_９１〜Ｓ_９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１１のように表すことができる。
【００４６】
【数１１】

【００４７】
図３におけるマトリクスコンバータ９０の制御回路は、仮想整流器制御手段６０及び仮想インバータ制御手段７０と、これらから出力されるＰＷＭパルスを合成するＰＷＭパルス合成手段８０とから構成されている。
ＰＷＭパルス合成手段８０は、仮想整流器制御手段６０からのスイッチング関数と仮想インバータ制御手段７０からのスイッチング関数とを用いて数式１１によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従って双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
【００４８】
ここで、仮想整流器制御手段６０は、元の入力電流指令ｉ^＊が入力されるリプル電流指令発生手段６１と、入力電流指令ｉ^＊及び後述するリプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊が入力される１２０°導通台形波変調手段６２と、その出力である最終的な電流指令ｉ^＊＊＊が入力されて仮想整流器側のＰＷＭパルスを発生する整流器ＰＷＭ発生手段６３とからなり、また、仮想インバータ制御手段７０は、リプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊及び仮想インバータの元の出力電圧指令ｖ^＊ _ｏｕｔが入力される出力電圧補正手段７１と、補正された出力電圧指令ｖ^＊＊ _ｏｕｔが入力されてキャリアとの比較により仮想インバータ側のＰＷＭパルスを発生するインバータＰＷＭ発生手段７２とから構成されている。
【００４９】
この実施形態では、マトリクスコンバータ９０の仮想直流リンク電流に入力電流指令ｉ^＊に応じたリプルを重畳することで、仮想整流器の制御に１２０°導通台形波変調を用いた場合でも入力電流に歪みのない正弦波を得ることができる。
【００５０】
仮想整流器制御手段６０側の動作としては、リプル電流指令発生手段６１が入力電流指令ｉ^＊に基づいてリプル電流指令を発生すると共に、このリプル電流指令に基づいて、１２０°導通台形波変調手段６２が仮想整流器のスイッチングに２４０°の休止期間を設けた１２０°導通形の台形波電流指令を生成する。
そして、この最終的な電流指令ｉ^＊＊＊を整流器ＰＷＭ発生手段６３に入力してキャリアと比較することにより、仮想整流器側の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを得る。
この第２実施形態における各部の働きを第１実施形態と対応させると、第１実施形態における直流リンク電圧が第２実施形態の仮想直流リンク電流に対応し、同じく出力電圧指令が入力電流指令に対応し、出力線間電圧が入力電流に対応する。
【００５１】
ここで、仮想直流リンク電流に重畳するためのリプルを発生する直流リンク電流リプル発生手段としては、仮想インバータ制御手段７０を用いることができる。
以下に、この原理を説明する。
【００５２】
入力電流指令を、
ｉ^＊＝^ｔ［ｉ_ｒ ^＊ｉ_ｓ ^＊ｉ_ｔ ^＊］
＝^ｔ［cosθ cos(θ−２π／３) cos(θ−４π／３）］
とすれば、整流器ＰＷＭ発生手段６３においてキャリアと比較される電流指令ｉ^＊＊＊は、電圧形と電流形との双対性から、数式９に対応して数式１２となる。また、負荷電流のピーク値をＩ_０、負荷力率をcosφ、仮想インバータの変調率をλとすると、仮想直流リンク電流は数式１３となる。
【００５３】
【数１２】

【００５４】
【数１３】

【００５５】
ここで、数式１３は瞬時値（スイッチング一周期あたりの平均電流）を示している。また、入力電流のピーク値Ｉ_ｍは、数式１４となる。
【００５６】
【数１４】

【００５７】
入力電圧が三相対称正弦波であり、入力電流も三相対称正弦波であれば、入力電力は一定であるので、入力力率をcosψとすれば、仮想の直流リンク電圧の瞬時値（スイッチング一周期あたりの平均値）は数式１５となる。
【００５８】
【数１５】

【００５９】
すなわち、仮想整流器制御手段６０側では、入力電流指令ｉ^＊からキャリアと比較する波形を数式１２から得ることにより、直流リンク電圧は１／ｉ_ｒｉｐ ^＊のリプルを含む。このとき、仮想インバータ側の瞬時電力が一定になるように制御すれば、直流リンク電流は数式１３のように変化し、１２０°導通台形波変調を用いて正弦波電流を得ることができる。
インバータは、瞬時電力が一定になるように制御する必要がある。従って、仮想インバータの元の出力電圧指令を、
ｖ_ｏｕｔ ^＊＝λ^ｔ［cosθ_ｏｕｔcos(θ_ｏｕｔ−２π／３) cos(θ_ｏｕｔ−４π／３）］
とすれば、瞬時電力を一定にするために出力電圧指令をリプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊によって補正する必要があり、補正した出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊は数式１６となる。
【００６０】
【数１６】

【００６１】
図３の出力電圧補正手段７１は、仮想インバータに対する元の出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊を数式１６に基づき補正して補正後の出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊を得ると共に、この出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊に基づき、インバータＰＷＭ発生手段７２が仮想インバータのＰＷＭパルスを生成する。
この結果、リプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊に従ったリプル分を含む数式１３の仮想直流リンク電流がマトリクスコンバータ９０に流れ、仮想整流器側の制御に１２０°導通台形波変調を用いた場合でも入力電流波形として歪みのない正弦波が得られる。
【００６２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流リンク電圧または仮想直流リンク電流に出力電圧指令または入力電流指令に応じたリプルを重畳することにより、１２０°導通台形波変調等の変調方式を用いた場合でも、出力電圧や入力電流に歪みのない正弦波を得ることができる。これにより、例えば対称三相電圧指令を用いる変調方式に比べてインバータのスイッチング損失を１／３に低減できると共に、出力電圧波形や入力電流波形に歪みが発生しないため、負荷が電動機の場合にも不要なトルク振動や損失増加が生じず、また、電力系統に悪影響を与えることがない電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】マトリクスコンバータと等価な交流−直流−交流変換器の構成図である。
【図５】従来技術を示す構成図である。
【図６】従来技術の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１０：直流電源
１１：直流電圧制御手段
２０：三相電圧形インバータ
２１〜２６：半導体スイッチング素子
４０：インバータＰＷＭ発生手段
５１：１２０°導通台形波変調手段
５２：リプル電圧指令発生手段
６０：仮想整流器制御手段
６１：リプル電流指令発生手段
６２：１２０°導通台形波変調手段
６３：整流器ＰＷＭ発生手段
７０：仮想インバータ制御手段
７１：出力電圧補正手段
７２：インバータＰＷＭ発生手段
８０：ＰＷＭパルス合成手段
９０：マトリクスコンバータ
９１〜９９：双方向スイッチ
１００：交流−直流変換器（仮想整流器）
２００：直流−交流変換器（仮想インバータ）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter as a variable AC voltage source that outputs a multiphase AC voltage using a semiconductor switching element, and more particularly to a power converter characterized by a method for modulating a switching element.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 shows a power converter using an inverter that performs DC-AC conversion as a conventional variable AC voltage source that outputs a multiphase AC voltage. This example is the most common three-phase example as a multiphase.
In FIG. 5, 10 is a DC power source, 20 is a three-phase voltage source inverter, 21 to 26 are semiconductor switching elements made of IGBTs and the like in which reverse-current diodes are connected in reverse parallel, U, V, and W are AC output terminals, and 30 is an inverter. Two-arm modulation means to which 20 output voltage commands v ^* are inputted, and 40 is inverter PWM generation means for generating gate pulses for the switching elements 21 to 26 from voltage commands outputted from the two-arm modulation means 30.
[0003]
As is well known, the 2-arm modulation method is a modulation method in which the voltage of one arm is fixed and only the other two arms are modulated in a specific section of one cycle, and the potential of each phase is distorted. The line voltage is controlled so as to have a desired waveform.
[0004]
In the above configuration, when obtaining a desired AC output voltage (phase voltages v _u , v _v , v _{w based on} a value of ½ of the DC voltage e _dc) by DC-AC conversion by the inverter 20, The relationship between the output voltages v _u , v _v , and v _w and the output voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* is expressed by Equation 1.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
On the other hand, the line voltages v _uv , v _vw , and v _wu are expressed by Equation 2.
[0007]
[Expression 2]

[0008]
At this time, when a three-phase symmetric sine wave is used as the output voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* , the magnitude of the line voltage can be (√3 / 2) e _dc at the maximum. it is obvious.
On the other hand, since the line voltage is obtained by subtraction of each phase voltage command, as shown in Equation 3, even if the zero phase divided voltage v ₀ is superimposed on the phase voltage command v ^* as the output voltage command v _out ^** , this zero-phase-sequence voltage v ₀ does not appear in the line voltage.
[0009]
[Equation 3]

[0010]
Therefore, a 120 ° rest period can be provided in the switching element by superimposing the zero-phase voltage v ₀ .
The zero-phase voltage command v ₀ ^* at the time of two-arm modulation is expressed by Equation 4.
[0011]
[Expression 4]

[0012]
In the prior art of FIG. 5, the two-arm modulation means 30 generates a voltage command for each phase by superimposing the zero-phase voltage command v ₀ ^* on the output voltage command v ^* of the inverter based on Equations 3 and 4. In addition, a 120 ° pause period is provided for each phase switching element of the inverter 20. The voltage command output from the two-arm modulation unit 30 is input to the inverter PWM pulse generation unit 40 such as a carrier comparison system, and the inverter 20 is controlled by obtaining a three-phase PWM pulse.
[0013]
In the two-arm modulation method, the switching loss of the inverter can be reduced to 2/3 as compared with the voltage command using the three-phase symmetrical sine wave. In addition, the maximum value of the output line voltage can be made equal to the DC voltage e _dc .
On the other hand, in place of the two-arm modulation, the inverter voltage command is changed to a trapezoidal wave with 120 ° conduction, so that the rest period for the switching element can be extended to 240 °. Compared to a voltage command based on a phase-symmetric sine wave, it is 1/3. The trapezoidal wave voltage command v ^** is obtained by Equation 5.
[0014]
[Equation 5]

[0015]
The voltage-type PWM control inverter that is two-arm modulated as shown in FIG. 5 is described in

Patent Documents

1 and 2 below, and the trapezoidal wave modulation in the voltage-type PWM control inverter is described in Patent Document 3 below. Are listed.
[0016]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 3248301 (Claim 1, FIG. 1 etc.)
[Patent Document 2]
JP-A-6-233546 (Claim 1 etc.)
[Patent Document 3]
JP 2002-64985 A ([0006], FIG. 11 etc.)
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
From the viewpoint of increasing the efficiency of the inverter, it is desirable to reduce the switching loss as much as possible by lengthening the switching pause period of the inverter. Therefore, the trapezoidal wave modulation using the 120 ° conduction trapezoidal wave as the voltage command is more desirable than the two-arm modulation from the viewpoint of reducing the loss. However, in 120 ° conduction trapezoidal wave modulation, the output line voltage is distorted.
[0018]
FIG. 6 shows a voltage waveform in 120 ° conduction trapezoidal wave modulation. The magnitude of the voltage is displayed in the unit method.
When the voltage command of the trapezoidal wave to be compared with the carrier is 1 or −1, the corresponding phase is not switched and is kept on or off. In other words, there is a period during which switching is suspended at 120 ° for each phase. However, since the voltage command is a trapezoidal wave, the line voltage similarly becomes a trapezoidal wave, and distortion occurs. Such distortion of the output voltage causes vibration in the motor torque when the motor is a load, and causes an increase in loss.
[0019]
Therefore, the present invention reduces distortion of the output line voltage when using 120 ° conduction trapezoidal wave modulation or the like that provides a certain pause period in the switching state in order to reduce switching loss, and even when the load is an electric motor. An object of the present invention is to provide a power conversion device that does not cause torque vibration and loss increase.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 includes a voltage source inverter that converts a DC voltage controlled by the DC voltage control means into a multiphase AC voltage, and for each phase of the inverter, the switching is performed. In the power conversion device that is controlled by providing a pause period for maintaining the state,
A ripple voltage command generating means for obtaining an output line voltage command from the original output voltage command for the inverter and obtaining a ripple voltage command included in the full-wave rectified waveform ;
Means for generating a final output voltage command for the inverter using the ripple voltage command and the original output voltage command,
The DC voltage control means is controlled to output a DC voltage overlapped with the thus ripple to the ripple voltage command.
[0021]
The invention described in claim 2 is the power conversion device described in claim 1,
The means for generating the final output voltage command for the inverter is constituted by the trapezoidal wave modulating means for generating the trapezoidal wave output voltage command, and the PWM pulse of the inverter is obtained by comparing the trapezoidal wave output voltage command with the carrier. Inverter PWM generation means is provided.
[0022]
The invention described in claim 3 includes a matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage using a virtual rectifier and a virtual inverter, and outputs a virtual rectifier and a virtual output respectively from the virtual rectifier control means and the virtual inverter control means. A power conversion device that synthesizes PWM pulses of an inverter and gives them to a matrix converter,
In the power conversion device in which the virtual rectifier control means controls the phases of the virtual rectifier by providing a pause period for maintaining the switching state thereof,
The virtual rectifier control means includes
Ripple current command generating means for obtaining a ripple current command included in the full-wave rectified waveform of the original input current command for the virtual rectifier;
Means for generating a final input current command for a virtual rectifier using the ripple current command and the original input current command ,
The virtual inverter control means, wherein the virtual DC link current ripple current command thus the ripple superposed so as to flow in the virtual DC link section of the matrix converter, a virtual inverter is corrected by the ripple current command output voltage command It is something to control.
[0023]
The invention described in claim 4 is the power conversion device described in claim 3,
The virtual rectifier control means includes a trapezoidal wave modulation means for generating a trapezoidal wave input current command as a means for generating a final input current command for the virtual rectifier, and the trapezoidal wave input current command is used as a carrier. A rectifier PWM generating means for obtaining a PWM pulse of the virtual rectifier by comparison is provided.
[0024]
The invention described in claim 5 is the power conversion device described in claim 4,
The virtual inverter control means corrects the original output voltage command for the virtual inverter with the ripple current command to obtain a final output voltage command, and compares the output voltage command with the carrier to compare the virtual inverter with the virtual inverter. Inverter PWM generating means for obtaining the PWM pulse.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Hereinafter, different parts will be mainly described. This embodiment corresponds to the invention described in

claims

1 and 2.
[0026]
As shown in FIG. 1, a DC voltage control means 11 connected to a DC power supply 10 and capable of controlling the magnitude of a DC voltage is provided, and the DC output voltage e _dc is applied to the DC side of the three-phase voltage source inverter 20. It has been added. Here, as the DC voltage control means 11, a DC chopper may be used when the power source is DC as shown in FIG. 1, and a PWM rectifier may be used when the power source is AC.
[0027]
Further, a ripple voltage command generating means 52 for obtaining an output line voltage command from the original output voltage command v ^* for the inverter 20 and obtaining a waveform obtained by full-wave rectification of the line voltage command, and each switching element of the inverter 20 120 ° conduction trapezoidal wave modulation means 51 for generating each phase voltage command so as to provide a 120 ° conduction period (240 ° rest period) for switching, and each phase voltage command output from this modulation means 51 as a triangular wave or the like Inverter PWM generating means 40 for generating a PWM pulse for each switching element of the inverter 20 in comparison with the other carrier is provided.
[0028]
The principle of obtaining a sine wave without distortion in the output line voltage even when 120 ° conduction trapezoidal wave modulation is performed according to the present embodiment will be described below.
First, Table 1 shows a trapezoidal wave voltage command v ^** to be compared with a triangular wave at the time of 120 ° conduction trapezoidal wave modulation for each 60 ° section (sections I to VI), and ^t [] is transposed. Indicates a matrix.
[0029]
[Table 1]

[0030]
In this case, for example, in the section I, the line voltage is expressed by Equation 6.
[0031]
[Formula 6]

[0032]
Since v _tr is fixed in the interval I, e _dc = √3 cos (θ + π / 6) may be set in this period in order to make the line voltage a sine wave. In order to prevent other phases from being distorted even if e _dc is changed in this way, the voltage command of the other phase may be divided by e _dc . At this time, the line voltage is expressed by Equation 7 by introducing the correction coefficient k of the voltage command.
[0033]
[Expression 7]

[0034]
Substituting e _dc = √3 cos (θ + π / 6) into Equation 7 and obtaining k such that the line voltage is a symmetric three-phase alternating current with respect to √3 cos (θ + π / 6), k = 3/2 Become. Similarly, in other sections II to VI, a symmetrical sine wave alternating current is obtained as the line voltage when k = 3/2.
Therefore, when the DC link voltage is given by Equation 8, the voltage command v ^** in the case of 120 ° energization trapezoidal wave modulation is given by Equation 9, so that the line voltage can be a symmetric sine wave AC waveform. .
[0035]
[Equation 8]

[0036]
[Equation 9]

[0037]
FIG. 2 shows the waveforms of the voltage command of each phase, the trapezoidal wave voltage command to be compared with the carrier, the DC link voltage, the phase voltage based on the inverter midpoint potential, and the line voltage generated from these in this embodiment. Show.
As described above, 120 ° conduction trapezoidal wave modulation is performed by superimposing the ripple on the DC link voltage e _dc according to the ripple voltage command generated by the ripple voltage command generating means 52 of FIG. Even at times, it can be confirmed that a sinusoidal voltage can be obtained as the line voltage.
[0038]
In FIG. 1, a ripple voltage command generation means 52 generates a ripple voltage command included in a waveform (max (| C ₁ v ^* |) obtained by full-wave rectification of the line voltage command of the inverter 20, and the ripple voltage command Based on this, the output voltage of the DC voltage control means 11, that is, the DC link voltage e _dc is controlled.
Also, the 120 ° conduction trapezoidal wave modulation means 51 uses the output of the ripple voltage command generation means 52 (corresponding to the above-mentioned max (| C ₁ v ^* |) and the original output voltage command v ^{* according} to Equation 9. A final voltage command v ^*** to be compared with the carrier is generated, and the inverter 20 is controlled via the inverter PWM generation means 40.
[0039]
Since the AC / DC conversion PWM rectifier is different only in the energy flow from the inverter, the present invention is applied not only to the DC / AC conversion inverter 20 as shown in FIG. 1, but also to the AC / DC conversion PWM rectifier. can do.
[0040]
Next, FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention and corresponds to the invention described in claims 3 to 5. In this embodiment, a matrix converter 90 is used as the power conversion device.
This matrix converter 90 is configured by connecting bidirectional switches 91-99 between input terminals R, S, T and output terminals U, V, W. Each of the switches 91-99 is, for example, an IGBT or the like. The two semiconductor switching elements are connected in series in the reverse direction, and a freewheeling diode is connected in antiparallel to each switching element.
[0041]
In controlling the matrix converter 90, a virtual AC-DC converter (virtual rectifier) 100 and a virtual DC-AC converter (virtual inverter) 200 as shown in FIG. 3 and a method of controlling PWM pulses (switching functions) for the virtual inverter by synthesizing them by the PWM pulse synthesizing unit 80 shown in FIG. (See Rie, Isao Takahashi, SPC-01-121, IEA-01-64, Semiconductor Power Conversion Study Group of the Institute of Electrical Engineers of Japan).
[0042]
In this case, the operation on the virtual rectifier side is equivalent to the current source rectifier because the power supply short circuit is not allowed, and the control pulse of the current source rectifier is obtained by duality with the voltage source inverter (for example, “current source three "Triangle wave comparison method PWM control of phase inverter / converter", Takaharu Takeshita, Koji Toyama, Nobuyuki Matsui, IEEJ Transactions D, Volume 116, 1996, p106 to p107).
Therefore, the 120 ° conduction trapezoidal wave modulation for the voltage source inverter 20 in the first embodiment can be applied to the virtual rectifier in consideration of the voltage / current duality.
[0043]
Here, the power conversion operation of the matrix converter 90 is expressed by Equation 10 below. In Expression 10, v _u , v _v , and v _w are output phase voltages, v _r , v _s , and v _t are input phase voltages, and S _{91 to} S ₉₉ are switching functions of the bidirectional switches _{91 to} ₉₉ .
[0044]
[Expression 10]

[0045]
Further, the switching functions S _{91 to} S ₉₉ can be expressed as Equation 11 using a switching function on the virtual rectifier side and a switching function on the virtual inverter side.
[0046]
[Expression 11]

[0047]
The control circuit of the matrix converter 90 in FIG. 3 includes a virtual rectifier control means 60 and a virtual inverter control means 70 and a PWM pulse synthesizing means 80 that synthesizes PWM pulses output from them.
The PWM pulse synthesizing unit 80 calculates a switching function according to Equation 11 using the switching function from the virtual rectifier control unit 60 and the switching function from the virtual inverter control unit 70, and switches the bidirectional switches 91 to 99 according to this switching function. ON / OFF control.
[0048]
Here, the virtual rectifier control unit 60 includes a ripple current command generating means 61 based on the input current command i ^* is input, 120 ° conduction input current command i ^* and later to the ripple current command i _rip ^* is input A trapezoidal wave modulation means 62 and a final rectifier PWM generation means 63 for generating a PWM pulse on the virtual rectifier side when a final current command i ^*** as an output thereof is inputted, and a virtual inverter control means 70 are provided. The output voltage correction means 71 to which the ripple current command i _rip ^* and the original output voltage command v ^* _{out of the} virtual inverter are input, and the corrected output voltage command v ^** _out is input and compared with the carrier. The inverter PWM generating means 72 generates PWM pulses on the inverter side.
[0049]
In this embodiment, a ripple corresponding to the input current command i ^* is superimposed on the virtual DC link current of the matrix converter 90, so that even when 120 ° conduction trapezoidal wave modulation is used to control the virtual rectifier, the input current is distorted. You can get no sine wave.
[0050]
As an operation on the virtual rectifier control means 60 side, the ripple current command generation means 61 generates a ripple current command based on the input current command i ^* , and the 120 ° conduction trapezoidal wave modulation means 62 based on the ripple current command. Generates a 120 ° conduction trapezoidal wave current command with a 240 ° pause in the switching of the virtual rectifier.
Then, this final current command i ^*** is input to the rectifier PWM generation means 63 and compared with the carrier, thereby obtaining a PWM pulse for each switching element on the virtual rectifier side.
When the function of each part in the second embodiment is made to correspond to the first embodiment, the DC link voltage in the first embodiment corresponds to the virtual DC link current of the second embodiment, and the output voltage command is also the input current command. Correspondingly, the output line voltage corresponds to the input current.
[0051]
Here, the virtual inverter control means 70 can be used as the DC link current ripple generating means for generating a ripple to be superimposed on the virtual DC link current.
This principle will be described below.
[0052]
Input current command
^{^{_{^{i * = t [i r *}}}} i s * i t *]
= ^T [cosθ cos (θ-2π / 3) cos (θ-4π / 3)]
Then, the current command i ^** to be compared with the carrier in the rectifier PWM generating means 63 is expressed by Equation 12 corresponding to Equation 9 because of the duality between the voltage form and the current form. Further, when the peak value of the load current is I ₀ , the load power factor is cos φ, and the modulation factor of the virtual inverter is λ, the virtual DC link current is expressed by Equation 13.
[0053]
[Expression 12]

[0054]
[Formula 13]

[0055]
Here, Equation 13 represents an instantaneous value (average current per switching cycle). Further, the peak value _{I m} of the input current becomes Equation 14.
[0056]
[Expression 14]

[0057]
If the input voltage is a three-phase symmetrical sine wave and the input current is also a three-phase symmetrical sine wave, the input power is constant. Therefore, if the input power factor is cosψ, the instantaneous value of the virtual DC link voltage (switching) The average value per cycle) is given by Equation 15.
[0058]
[Expression 15]

[0059]
That is, on the virtual rectifier control means 60 side, the DC link voltage includes a 1 / i _rip ^* ripple by obtaining a waveform to be compared with the carrier from the input current command i ^* from Equation 12. At this time, if the instantaneous power on the virtual inverter side is controlled to be constant, the DC link current changes as shown in Equation 13, and a sine wave current can be obtained using 120 ° conduction trapezoidal wave modulation.
The inverter needs to be controlled so that the instantaneous power is constant. Therefore, the original output voltage command of the virtual inverter is
v _out ^* = λ ^t [cos θ _out cos (θ _out −2π / 3) cos (θ _out −4π / 3)]
Then, in order to make the instantaneous power constant, the output voltage command needs to be corrected by the ripple current command i _rip ^* , and the corrected output voltage command v _out ^** is expressed by Equation 16.
[0060]
[Expression 16]

[0061]
The output voltage correction unit 71 of FIG. 3 corrects the original output voltage command v _out ^* for the virtual inverter based on Equation 16 to obtain a corrected output voltage command v _out ^** , and this output voltage command v _out ^*. Based on ^* , the inverter PWM generator 72 generates a PWM pulse of the virtual inverter.
As a result, the virtual DC link current of Formula 13 including the ripple according to the ripple current command i _rip ^* flows to the matrix converter 90, and the input current waveform even when 120 ° conduction trapezoidal wave modulation is used for control on the virtual rectifier side. As a result, a sine wave without distortion can be obtained.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when a modulation method such as 120 ° conduction trapezoidal wave modulation is used by superimposing a ripple corresponding to an output voltage command or an input current command on a DC link voltage or a virtual DC link current. However, it is possible to obtain a sine wave with no distortion in the output voltage or input current. As a result, for example, the switching loss of the inverter can be reduced to 1/3 compared to a modulation method using a symmetric three-phase voltage command, and the output voltage waveform and the input current waveform are not distorted. It is possible to provide a power converter that does not cause unnecessary torque vibration and loss increase and does not adversely affect the power system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of the first embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of an AC-DC-AC converter equivalent to a matrix converter.
FIG. 5 is a block diagram showing a conventional technique.
FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the prior art.
[Explanation of symbols]
10: DC power supply 11: DC voltage control means 20: three-phase voltage source inverters 21 to 26: semiconductor switching element 40: inverter PWM generation means 51: 120 ° conduction trapezoidal wave modulation means 52: ripple voltage command generation means 60: virtual rectifier Control means 61: ripple current command generation means 62: 120 ° conduction trapezoidal wave modulation means 63: rectifier PWM generation means 70: virtual inverter control means 71: output voltage correction means 72: inverter PWM generation means 80: PWM pulse synthesis means 90: Matrix converters 91-99: Bidirectional switch 100: AC-DC converter (virtual rectifier)
200: DC-AC converter (virtual inverter)

Claims

A power converter comprising a voltage source inverter that converts a DC voltage controlled by a DC voltage control means into a multiphase AC voltage, and controlling each phase of the inverter by providing a pause period for maintaining the switching state. In the device
A ripple voltage command generating means for obtaining an output line voltage command from the original output voltage command for the inverter and obtaining a ripple voltage command included in the full-wave rectified waveform ;
Means for generating a final output voltage command for the inverter using the ripple voltage command and the original output voltage command,
The DC voltage control means, the power conversion device and controls so as to output a DC voltage overlapped with the thus ripple to the ripple voltage command.

In the power converter device according to claim 1,
The means for generating the final output voltage command for the inverter is constituted by the trapezoidal wave modulating means for generating the trapezoidal wave output voltage command,
An electric power converter comprising inverter PWM generating means for comparing the trapezoidal wave output voltage command with a carrier to obtain an inverter PWM pulse.

A matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage using a virtual rectifier and a virtual inverter, and a matrix obtained by synthesizing PWM pulses of the virtual rectifier and the virtual inverter output from the virtual rectifier control means and the virtual inverter control means, respectively. A power converter for a converter,
In the power conversion device in which the virtual rectifier control means controls the phases of the virtual rectifier by providing a pause period for maintaining the switching state thereof,
The virtual rectifier control means includes
Ripple current command generating means for obtaining a ripple current command included in the full-wave rectified waveform of the original input current command for the virtual rectifier;
Means for generating a final input current command for a virtual rectifier using the ripple current command and the original input current command ,
The virtual inverter control means, wherein the virtual DC link current ripple current command thus the ripple superposed so as to flow in the virtual DC link section of the matrix converter, a virtual inverter is corrected by the ripple current command output voltage command The power converter characterized by controlling.

In the power converter device according to claim 3,
The virtual rectifier control means includes
As a means for generating a final input current command for the virtual rectifier, a trapezoidal wave modulation means for generating a trapezoidal wave input current command is provided, and the trapezoidal wave input current command is compared with a carrier, and the PWM of the virtual rectifier A power converter comprising rectifier PWM generating means for obtaining a pulse.

In the power converter device described in Claim 4,
The virtual inverter control means includes
Output voltage correction means for correcting the original output voltage command for the virtual inverter with the ripple current command to obtain a final output voltage command, and an inverter PWM for comparing the output voltage command with a carrier to obtain a PWM pulse of the virtual inverter And a power converter.