JP3999414B2 - 電流モニター回路 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は,携帯情報端末に内蔵される二次電池の充放電電流をモニターする電流モニター回路に関するものである。
【0002】
近年,携帯情報端末においては,電源管理のための規格整備に伴い,二次電池の高精度な残容量検出が要求されている。このため,二次電池に流れる充放電電流を高精度にモニターする必要がある。
【0003】
【従来の技術】
従来の二次電池を内蔵する携帯情報端末においては,電池と直列に接続された電流センス用抵抗や,充放電経路遮断用FET(Field Effect Transister)のON抵抗に,充放電電流が流れた際に発生する電圧を増幅し,アナログ/デジタル(A/D)変換し,マイクロプロセッサ(MPU)などで較正していた。
【0004】
ところが,充放電電流のモニターに関し,大充放電電流モニター用の増幅回路のみを用いた場合には,A/D変換器の入力範囲や分解能の制限から小充放電電流モニター時の精度が得られなかった。一方,大電流充電・大電流放電・小電流充放電モニター用など,その用途別に増幅度の異なる増幅回路を用いて高精度を実現しようとした場合には,回路規模が増大していた。
【0005】
図16は,従来の電流モニター回路の例を示す。図16に示す電流モニター回路は,精度重視型のものである。動作は,以下のとおりである。
【0006】
電池32に流れる電流Iにより,抵抗33(抵抗値R)の両端に±IRの電圧V1が0Vを中心に発生する。レベルシフタ34は,電圧V1を後段の増幅器35〜37で扱える電圧範囲(例えば2.5V中心)に変換する。ただし,増幅器35〜37が±IRの電圧V1を扱える場合,レベルシフタ34は設ける必要はない。
【0007】
大電流充電用増幅器35は,増幅度大の小電流充放電用増幅器37が出力範囲外のときに,充電電流(に相当する電圧)を増幅度小で増幅する。また,大電流放電用増幅器36は,増幅度大の小電流充放電用増幅器37が出力範囲外のときに,放電電流(に相当する電圧)を増幅度小で増幅する。小電流充放電用増幅器37は,大電流充電用増幅器35および大電流放電用増幅器36の出力では電流モニター精度が得られない小さな充放電電流(に相当する電圧)を増幅度大で増幅する。
【0008】
過充電電流検出用比較器38は,大電流充電用増幅器35の出力電圧と,過充電電流を表す閾値電圧とを比較し,閾値以上(または以下)のときに過充電電流と認識し,充電経路遮断スイッチ31を非導通にする。
【0009】
また,過放電電流検出用比較器39は,大電流放電用増幅器36の出力電圧と,過放電電流を表す閾値電圧とを比較し,閾値以下(または以上)のときに過放電電流と認識し,放電経路遮断スイッチ30を非導通にする。
【0010】
選択器40は,各増幅器35〜37の出力から,最適なモニター範囲を得られるものを選択し,A/D変換器41に供給する。A/D変換器41は,選択器40の出力を受けて,アナログ(電圧)値をデジタル値に変換する。マイクロプロセッサ(MPU)42は,A/D変換器41の出力であるデジタル値に対し,モニター誤差を補正したり,電池32の残容量の計算をする。
【0011】
図17は,従来の他の電流モニター回路の例を示す。図17に示す電流モニター回路は,回路規模重視型のものである。動作は,以下のとおりである。
【0012】
電池52に流れる電流Iにより,抵抗53(抵抗値R)の両端に±IRの電圧V1が0Vを中心に発生する。レベルシフタ54は,電圧V1を後段の回路で扱える電圧範囲(例えば2.5V中心)に変換する。
【0013】
大電流充放電用増幅器55は,充電電流(に相当する電圧)を増幅度小で増幅する。過充電電流検出用比較器56は,大電流充放電用増幅器55の出力電圧と,過充電電流を表す閾値電圧とを比較し,閾値以上(または以下)のときに過充電電流と認識し,充電経路遮断スイッチ51を非導通にする。また,過放電電流検出用比較器57は,大電流充放電用増幅器55の出力電圧と,過放電電流を表す閾値電圧とを比較し,閾値以下(または以上)のときに過放電電流と認識し,放電経路遮断スイッチ50を非導通にする。
【0014】
A/D変換器58は,大電流充放電用増幅器55の出力を受けて,アナログ(電圧)値をデジタル値に変換する。マイクロプロセッサ(MPU)59は,A/D変換器58の出力であるデジタル値に対し,モニター誤差を補正したり,電池52の残容量の計算をする。
【0015】
図18は,図16および図17に示す回路に用いられる増幅器の回路構成の例を示す。この回路は,一般的なインスツルメンテーションアンプである。
【0016】
図中のAMP101 〜AMP103 はオペアンプである。各抵抗の抵抗値には,R101 =R102 ,R104 =R105 ,R106 =R107 の関係がある。図16または図17に示すレベルシフタ34,54の出力をVinとすると,増幅器の出力Vout は,次のような値になる。
【0017】
Vout =(R106 /R104 )×(1+2R101 /R103 )×Vin+Vref
ここで,レベルシフタ34,54の出力Vinの中心値は,Vref とする。ただし,AMP101 ,AMP102 が±数百mVの入力を許す場合,レベルシフタ34,54は不要である。
【0018】
例えば,入力電圧Vin=+0.2〜−0.2Vで,R101 〜R107 =10kΩとすると,VinとVout の関係は,図19に示すようになる。すなわち,
Figure 0003999414
レベルシフタありの場合,図18のVin+をレベルシフタの出力,図18のVin−をVref とすると,Vin=Vref −0.2Vのとき,Vout =Vref −0.6Vとなり,Vin=Vref +0.2Vのとき,Vout =Vref +0.6Vとなる。
【0019】
また,レベルシフタなしの場合,図18のVin+をセンス抵抗33,53の両端電圧とすると,Vin=−0.2Vのとき,Vout =Vref −0.6Vとなり,Vin=+0.2Vのとき,Vout =Vref +0.6Vとなる。
【0020】
電流モニター回路において複数の増幅器が必要な場合,図18に示す構成の回路を必要数並列に接続して使用する。
【0021】
図20は,図16および図17に示す回路に用いられる比較器の回路構成の例を示す。この回路は,コンパレータCMP101 を用いた一般的な電圧比較器である。
【0022】
この比較器の出力Vout は,増幅器出力Vinが基準電圧Vref より大のときH(High)になり,増幅器出力Vinが基準電圧Vref より小のときL(Low)になる。複数の比較器が必要な場合,この構成の回路を必要数並列に接続して使用する。必要に応じてヒステリシスを持たせたものもある。
【0023】
【発明が解決しようとする課題】
電流モニター回路を,図16に示す精度重視型で構成する場合,高精度な充放電電流モニターが可能であるというメリットがあるが,回路規模が大きくなるというデメリットがある。また,図17に示す回路規模重視型で構成する場合,回路規模が小さいというメリットがあるが,充放電電流モニター精度が低いというデメリットがある。
【0024】
すなわち,従来の電流モニター回路では,回路規模の増大を抑えようとすると,電流モニター精度が得られず,その結果,電池の残容量値に誤差が生じる。また,複数の増幅度の異なる増幅回路を用いた場合には,回路規模の増大から高コストになるといった問題を生じていた。
【0025】
本発明は上記問題点の解決を図り,高精度かつ低コストな二次電池の充放電電流モニター回路を提供することを目的とする。
【0026】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段を,図1に示す本発明の構成例に従って説明する。
【0027】
図1に示す回路は,充放電可能な電池13の電流をモニターする回路である。電流センス抵抗14は,電池13に直列に接続される。レベルシフト部15は,電流センス抵抗14に充放電電流が流れることで発生する電圧V1のDCレベルを,後段の増幅部16の動作範囲内にシフトする。増幅部16が,電圧V1を入力電圧として扱える場合には,レベルシフト部15は不要である。
【0028】
増幅部16は,レベルシフト部15から供給される電圧または電圧V1を,複数種類の増幅度で増幅する機能を持つ。比較部17は,増幅部16から供給される電圧と基準電圧とを比較する。A/D変換部18は,増幅部16から供給される電圧をアナログ値からデジタル値に変換する。数値変換部19は,A/D変換部18で変換したデジタル値を,充放電電流に相当した数値に変換する。
【0029】
基準電圧生成部10は,増幅部16,比較部17等で用いる所定の基準電圧を生成する回路である。制御部11は,各部へ供給する基準電圧の制御,増幅部16の増幅度の制御,数値変換部19でA/D変換部18の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する制御を行う。
【0030】
増幅部16の出力電圧を,比較部17で基準電圧と比較する。その結果によって,制御部11は増幅部16の増幅度を変える。これにより,精度重視型の電流モニター回路を,従来よりも小さい回路規模で実現することができる。
【0031】
例えば,制御部11は,小充電電流,小放電電流,大充電電流,大放電電流,過充電電流,過放電電流を,必要に応じて切り替えてモニターできるように,増幅部16,比較部17,数値変換部19を制御する。
【0032】
基準電圧生成部10で生成する基準電圧は,小さな充放電電流モニター時に増幅部16で使用する基準電圧と,比較部17で充電または放電検出用に使用する基準電圧とで共用する。また,A/D変換部18に小充電電流,小放電電流,大充電電流,大放電電流,過充電電流または過放電電流のどれを入力するかの切り替えと,大充電電流または大放電電流モニター時に増幅部16で使用する基準電圧とで,同じ基準電圧を用いる。
【0033】
基準電圧を各部で共用することにより,全体の回路規模を小さくすることができる。
【0034】
スイッチ部12は,電池13の充放電経路を導通または遮断するスイッチである。制御部11は,大充電電流または大放電電流モニター範囲を超えたことを比較部17が検出すると,増幅部16の増幅度を下げてさらに大電流をモニターできるように制御し,また,予め決められた過充放電電流が流れたことを比較部17で検出すると,スイッチ部12の充電経路または放電経路を遮断し,予め決められた過充放電電流が流れなくなったことを比較部17で検出すると,スイッチ部12の遮断している充電経路または放電経路を導通させるように制御する。
【0035】
これにより,増幅部16で小電流の充放電を精度よく検出するとともに,過充電電流や過放電電流を検出したときに,スイッチ部12によって電池13を保護することができる。
【0036】
チャタリング除去部20は,比較部17の入力電圧変動が緩やかでかつ閾値近傍である場合に,比較部17の出力に発生するチャタリングを除去する回路である。このチャタリング除去部20は,動作周波数を決定するクロックと,比較部17の比較出力とを入力信号に持ち,1クロック周期前の比較部17の出力の状態を保持し,保持している値と現在の比較部17出力の状態を比較し,その比較した結果が,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ比較部17の出力をチャタリング除去部20の出力に反映する。
【0037】
または,チャタリング除去部20は,動作周波数を決定するクロックと,比較部17の比較出力とを入力信号に持ち,一度出力が変化すると,再度入力信号である比較部17の出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし,入力信号である比較部17の出力に変化があった後に,ラッチ動作を解除し,その後は,1クロック前と現在との比較部17の出力の状態を比較し,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ比較部17出力をチャタリング除去部20の出力に反映する。
【0038】
このチャタリング除去部20は,クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部(図示省略)を持つ。クロック周波数または計数の閾値を変えることで,無効期間の設定変更が可能であり,容易に調整することができる。
【0039】
【発明の実施の形態】
以下,図1に示す各部の実施の形態について,図面を参照して説明する。
【0040】
図2は,図1に示す回路の概略動作フローを示す。この例では,増幅部16は,小充放電電流のモニター用と,大充放電電流のモニター用の2種類の増幅度の切り替えが可能に構成されているものとする。図2に示す点線の上部と下部とで,増幅度が異なる。小充放電電流を観測するときの状態を,小充放電電流モニターモードといい,大充放電電流を観測するときの状態を,大充電電流モニターモードまたは大放電電流モニターモードという。
【0041】
最初,小充放電電流モニターモードの状態であったとする(図2のS1)。充電の場合(S2),小充電電流をモニターし,電流値が小充電電流モニター範囲外の値になった場合(S3)には,S5の大充電電流モニターモードへ移る。また,放電の場合(S2),小放電電流をモニターし,電流値が小放電電流モニター範囲外の値になった場合(S4)には,S10の大放電電流モニターモードへ移る。
【0042】
大充電電流モニターモード(S5)では,大充電電流をモニターし,電流値が大充電電流モニター範囲内でない値になった場合(S6)には,小充電電流モニターモードへ移る。大充電電流モニター範囲内であれば,さらに過充電電流状態かどうかをチェックし(S7),過充電電流状態でない場合には,図1に示すスイッチ部12の充電経路を導通状態のままとする(S8)。一方,過充電電流状態である場合には,スイッチ部12により充電経路を遮断し(S9),電池13を過充電電流から保護する。
【0043】
また,大放電電流モニターモード(S10)では,大放電電流をモニターし,電流値が大放電電流モニター範囲内でない値になった場合(S11)には,小放電電流モニターモードへ移る。大放電電流モニター範囲内であれば,さらに過放電電流状態かどうかをチェックし(S12),過放電電流状態でない場合には,図1に示すスイッチ部12の放電経路を導通状態のままとする(S13)。一方,過放電電流状態である場合には,スイッチ部12により放電経路を遮断し(S14),電池13を過放電電流から保護する。
【0044】
図1に示す回路において,A/D変換部18の入力電圧範囲を1〜4Vとする。また,電流センス抵抗14の抵抗値を40mΩとする。本回路による充放電電流モニター範囲を,充電10A〜放電10Aの範囲とすると,電流センス抵抗14の両端電圧V1は,充電時10Aのときの−400mVから放電時10Aのときの+400mVまでの範囲となる。なお,ここで説明する抵抗値等のパラメータは,説明を簡単にするために挙げた例であり,もちろん本発明はこれらの値に限られるわけではない。
【0045】
図3は,図1に示すレベルシフト部15の構成例を示す。図中,R1,R2は抵抗,AMP1はオペアンプである。レベルシフト部15の入力A1は,電流センス抵抗14の電池13側ではない方の端子に現れる電圧である。ここで,例えば,抵抗R1=R2=10kΩ,基準電圧Vref1=1.25Vとし,前述のように,充放電電流モニター範囲が充電10A〜放電10Aの範囲で,電流センス抵抗14の抵抗値が40mΩであるとすると,A1には充電10A時に−400mV,放電10A時に+400mVの範囲の電圧が現れる。このとき,レベルシフト部15の出力Vout1は,充電時には2.5Vより大きい値,放電時には2.5Vより小さい値であり,充電10Aのときの2.9Vから放電10Aのときの2.1Vまでの範囲の値となる。
【0046】
図4は,図1に示す増幅部16の構成例を示す。図中,AMP2〜AMP5はオペアンプ,R3〜R13は抵抗,INV2はインバータ,SW11,SW12はトランジスタ等によって構成されるスイッチを表す。図4に示すように,インスツルメンテーションアンプの一部を並列に設け,小充放電電流モニター用と大充放電電流モニター用に,異なる増幅度を持たせている。増幅部16の出力Vout11 は,後述する比較部17の出力Vout7により,スイッチSW11,SW12で切り替える方法をとっている。
【0047】
例えば,図4に示す抵抗R3〜R13の抵抗値を,以下のように定める。
【0048】
R3=R4=R5=R6=R7=R10=R11=10kΩ
R8=R9=50kΩ
R12=R13=12.5kΩ
また,基準電圧Vref2を,2.5Vとする。このとき,
オペアンプAMP2およびAMP3絡みの増幅度は3倍,
オペアンプAMP4絡みの増幅度は5倍,
オペアンプAMP5絡みの増幅度は1.25倍,
であり,
小充放電電流モニター用の増幅部16の出力Vout2は,
Vout2=4V(充電2.5A時)〜1V(放電2.5A時),
大充放電電流モニター用の増幅部16の出力Vout3は,
Vout3=4V(充電10A時)〜1V(放電10A時),
となる。
【0049】
図5は,図1に示す増幅部16の別の構成例を示す図であって,図4の回路に,過電流検出機能を追加し,過充放電電流も測定することができる構成としたものである。すなわち,図4の増幅部に対して,図5の増幅部では,過電流検出制御信号によって開閉するスイッチSW14,SW15と,これらのスイッチSW14,SW15を介して,抵抗R12,R13にそれぞれ並列に接続される抵抗R14,R15が加えられている。
【0050】
通常の大充放電電流モニター時には,スイッチSW14,SW15は非導通状態にある。大充放電電流モニター範囲外であると検出された場合,スイッチSW14,SW15は導通状態になり,抵抗R12とR14,抵抗R13とR15は並列に接続される。この並列接続による抵抗値は,元の抵抗R12,R13の抵抗値よりそれぞれ小さくなるため,スイッチSW14,SW15が導通状態のときのオペアンプAMP5絡みの増幅度は,非導通状態のときの増幅度より小さくなり,大充放電電流モニター時よりも大きな電流,すなわち過電流が検出できるようになる。
【0051】
図6は,図1に示す比較部17の構成例を示す。比較部17は,コンパレータCMP1〜CMP3を持つ。コンパレータCMP1は,増幅部16の出力Vout2を,例えば2.5Vの基準電圧Vref2と比較し,比較結果をVout4として出力する。この出力Vout4は,充電中であるか放電中であるかを示す充放電フラグであり,Highのとき充電中,Lowのとき放電中であることを示す。
【0052】
コンパレータCMP2は,後述する制御部11の出力Vout5とVout6とを比較し,図4および図5に示すスイッチSW11,SW12を開閉するための増幅部出力切替え信号Vout7を出力する。
【0053】
コンパレータCMP3は,後述する制御部11の出力Vout8とVout9とを比較し,過電流アラームを発するための信号Vout10 を出力する。
【0054】
図7は,図1に示す制御部11の構成例を示す。図中,SW3〜SW10はスイッチ,INV1はインバータ,ANDはアンド回路である。制御部11は,図7に示す回路により,スイッチSW3〜SW10で比較部17に対する出力Vout5,Vout6,Vout8,Vout9を切り替えたり,基準電圧Vref3を切り替えたりする。
【0055】
以下,比較部17と制御部11の動作例を,図8に示す例に従って説明する。比較部17への入力となるVout5およびVout6は,図8(A)のように決定される。充電時には,充放電フラグVout4がH(High)であるため,スイッチSW3はON,SW4はOFF,SW5はOFF,SW6はONとなる。したがって,Vout5には,小充放電電流モニター用の増幅部出力Vout2が出力され,Vout6には4.0Vが出力される。一方,放電時には,充放電フラグVout4がL(Low)であるため,スイッチSW3はOFF,SW4はON,SW5はON,SW6はOFFとなり,Vout5には1.0Vが出力され,Vout6には小充放電電流モニター用の増幅部出力Vout2が出力される。
【0056】
比較部17が出力する増幅部出力切替え信号のVout7は,図8(B)に示すように決定される。小充電時には,Vout5とVout6の関係は,Vout2(=Vout5)<4.0V(=Vout6) であるため,Vout7はLとなる。大充電時には,Vout5とVout6の関係は,Vout2(=Vout5)>4.0V(=Vout6) であるため,Vout7はHとなる。また,小放電時には,Vout5とVout6の関係は,1.0V(=Vout5)<Vout2(=Vout6) であるため,Vout7はLとなる。大放電時には,Vout5とVout6の関係は,1.0V(=Vout5)>Vout2(=Vout6) であるため,Vout7はHとなる。
【0057】
比較部17への入力となるVout8およびVout9は,図8(C)のように決定される。充電時,スイッチSW7,SW10がON,スイッチSW8,SW9がOFFとなる。したがって,出力Vout8には,Vout3が出力され,出力Vout9には,4.0Vが出力される。このとき,Vout3>4.0Vであり比較部出力Vout10 がHであれば,過充電電流アラームOCC_ALMが出力される。また,放電時,スイッチSW7,SW10がOFF,スイッチSW8,SW9がONとなる。したがって,出力Vout8には,1.0Vが出力され,出力Vout9には,Vout3が出力される。このとき,比較部出力Vout10 がHであれば,過放電電流アラームODC_ALMが出力される。
【0058】
以上の例のように,各モニターモード(小電流/大電流/過電流)で同じ基準電圧を使用する。基準電圧の共通化によって,基準電圧生成部10の回路規模を低減することが実現されている。
【0059】
図9は,図1に示すA/D変換部18および数値変換部19の説明図である。数値変換部19によって,A/D変換部18の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する。
【0060】
前述した設定値の場合,小充放電電流と大充電電流と大放電電流のモニター時において,A/D変換部18に入力される電圧と充放電電流の関係は,図9(A)に示すようになる。
【0061】
すなわち,A/D変換部18の入力電圧が4.0Vとなるのは,小充放電電流で充電2.5A,大充電電流で充電10A,大放電電流で0Aのときである。また,A/D変換部18の入力電圧が2.5Vとなるのは,小充放電電流で0A,大充電電流で充電5A,大放電電流で5Aのときである。A/D変換部18の入力電圧が1.0Vとなるのは,小充放電電流で放電2.5A,大充電電流で0A,大放電電流で放電10Aのときである。
【0062】
これらの各々の電圧を,A/D変換部18が8ビットのデジタル値で出力すると,例えば図9(B)に示すようになる。数値変換部19は,A/D変換部18の出力であるデジタル値8ビットを,充放電フラグであるVout4と,増幅部出力切替え信号であるVout7とによって,例えば図9(C)に示すように,9ビットのデジタル値に変換する。変換結果は,Vout4がMSB(Most Significant Bit)となる。
【0063】
図10は,数値変換部19の変換方法を示すフローチャートである。まず,A/D変換部18の出力を入力し(S20),増幅部出力切替え信号Vout7がHであれば(S21),変換出力をD9_D8D7…D1とする(S22)。MSBのD9は,Vout4であり,D8D7…D1はA/D変換部18からの8ビットの出力である。
【0064】
増幅部出力切替え信号Vout7がLで,充放電フラグVout4がHであれば(S23),変換結果出力をD9_E9E9_D7D6…D2とする(S24)。E9は,D9を反転した値である。また,増幅部出力切替え信号Vout7がLで,充放電フラグVout4がLであれば(S23),変換結果出力をD9_E9E9_E7E6…E2とする(S25)。E7E6…E2は,D7D6…D2の1の補数である。
【0065】
図11は,図1に示すスイッチ部12の構成例を示す。スイッチ部12は,制御部11が出力する過充電電流アラームOCC_ALM,過放電電流アラームODC_ALMによって外部の充電器や電力を消費する装置と電池13とを切り離すスイッチSW30およびSW31を備える。
【0066】
次に,比較部17の出力(Vout4/Vout7/Vout10 )のチャタリングを除去するチャタリング除去部20について説明する。このチャタリング除去部20は,比較部17の内部に設けてもよい。
【0067】
図12は,チャタリング除去部20の動作原理を示すフローチャートである。まず,チャタリング除去部20が持つカウンタの値(計数)をクリアする(S30),次に比較部出力である入力が,1クロック前の入力と同じ値であるかどうかをチェックし(S31),値が変わっていれば,S30へ戻って計数をクリアする。値が同じであれば,計数(カウンタの値をインクリメント)し(S32),計数がある値になるまで,S31,S32のステップを繰り返す(S33)。計数がある値になったときに,比較部17からの入力を,チャタリング除去部20の出力に反映する。
【0068】
図13は,チャタリング除去部20の回路構成例を示す。図中,DFF1〜DFF4はD型フリップフロップ,INV10〜INV30はインバータ,EXOR1,EXOR2は排他論理和回路,NOR1,NOR2はノア回路である。チャタリング除去部20の入力信号をIN,出力信号をOUT,クロック信号をCLK,クリア信号をCLRとする。
【0069】
クリア信号CLRがH(High)で,クリア動作がなされる。フリップフロップDFF1〜DFF3は,各フリップフロップのCLR端子がL(Low)でクリアされ,CK端子に入る信号の立ち上がりエッジに同期して動作する。フリップフロップDFF1が1クロック前の信号を保持し,排他論理回路EXOR1が現在の入力信号INと,フリップフロップDFF1で保持している1クロック前の入力信号とを比較する。
【0070】
排他論理回路EXOR2とフリップフロップDFF2,DFF3とで,2ビットカウンタを構成しており,フリップフロップDFF1で保持している1クロック前の入力信号と現在の入力信号INとが等しい場合に計数を開始する。
【0071】
ノア回路NOR2は,2ビットカウンタの出力を監視する働きをしており,カウンタがある値になると,フリップフロップDFF4のクロック信号を生成すると同時に,カウンタのクリア信号を生成するための1信号となる。ノア回路NOR1は,2ビットカウンタのクリア信号を生成しており,本回路のクリア信号CLRがHの場合,もしくはフリップフロップDFF1が保持している1クロック前の入力信号と現在の入力信号INが異なる場合,または2ビットカウンタがある閾値まで計数した場合に,カウンタはクリアされる。
【0072】
フリップフロップDFF4は,カウンタがある値まで計数(入力信号INに変化のない時間がある期間経過)した場合に,入力信号を取り込み保持する。
【0073】
図14は,チャタリング除去部20の消費電力を削減するため,前述したチャタリング除去部20をさらに改良したものの動作フローを示す。ステップS40〜S44の動作は,図12で説明したS30〜S34と同様である。比較部17の出力である本回路の入力を,出力に反映させると(S44),再度入力信号である比較部17の出力に変化があるまで(S46),計数動作をしないようにラッチする(S45)。比較部17の出力に変化があると,計数動作のラッチを解除し(S47),計数をクリアして(S40),同様に繰り返す。
【0074】
このチャタリング除去部20に,クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を設けることにより,クロック周波数または計数の閾値を変え,無効期間の設定変更を可能とし,最適な調整を可能とすることもできる。また,同じ回路構成で無効期間の長さが異なるチャタリング除去部20を容易に構成することができ,回路の共通化を図ることができる。
【0075】
以上のチャタリング除去部20の特徴を列挙すると,以下のとおりである。
【0076】
(1)チャタリング除去部は,動作周波数を決定するクロックと,比較部の比較出力とを入力信号に持ち,1クロック周期前の前記比較部出力の状態を保持し,保持している値と現在の前記比較部出力の状態を比較し,その比較した結果が,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ前記比較部出力を当該チャタリング除去部の出力に反映する。
【0077】
(2)または,チャタリング除去部は,動作周波数を決定するクロックと,比較部の比較出力とを入力信号に持ち,一度出力が変化すると,再度入力信号である前記比較部出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし,入力信号である前記比較部出力に変化があった後に,ラッチ動作を解除し,その後は,1クロック前と現在との前記比較部出力の状態を比較し,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ前記比較部出力を当該チャタリング除去部の出力に反映する。
【0078】
(3)さらに,チャタリング除去部は,クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を持ち,無効期間の設定変更が可能となる構成である。
【0079】
図15は,本発明を適用した電池パックの一例を示す全体ブロック図である。この電池パック21は,例えば携帯情報端末等の電源として用いられるものである。図15において,電流モニター回路22は図1に示すものであり,図中,図1と同符号のものは図1に示すものに対応する。電圧モニター回路23は,電池13の電圧を測定する回路である。MPU24は,電池パック21全体を管理し,電流モニター回路22による電流の測定結果や,電圧モニター回路23による電圧の測定結果などから電池パック21の電池の残容量等の状態を,本体装置である携帯情報端末等に通知する機能を持つマイクロプロセッサである。電圧モニター回路23は,従来知られている回路で構成することができるので,ここでの詳細な説明は省略する。
【0080】
【発明の効果】
以上説明したように,本発明によれば,二次電池の充放電電流をモニターする際に,増幅器や比較器や基準電圧を共通化し,高精度なモニターを実現しつつ回路規模の増大を抑えた低コストな電流モニター回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の構成例を示す図である。
【図2】図1に示す回路の概略動作フローを示す図である。
【図3】レベルシフト部の構成例を示す図である。
【図4】増幅部の構成例を示す図である。
【図5】増幅部の別の構成例を示す図である。
【図6】比較部の構成例を示す図である。
【図7】制御部の構成例を示す図である。
【図8】比較部と制御部の動作例を説明する図である。
【図9】A/D変換部および数値変換部の説明図である。
【図10】数値変換部の変換方法を示すフローチャートである。
【図11】スイッチ部の構成例を示す図である。
【図12】チャタリング除去部の動作原理を示すフローチャートである。
【図13】チャタリング除去部の回路構成例を示す図てある。
【図14】改良したチャタリング除去部の動作フローチャートである。
【図15】本発明を適用した電池パックの一例を示す全体ブロック図である。
【図16】従来の電流モニター回路の例を示す図である。
【図17】従来の他の電流モニター回路の例を示す図である。
【図18】従来の増幅器の回路構成の例を示す図である。
【図19】増幅器の入力と出力の関係を示す図である。
【図20】従来の比較器の回路構成の例を示す図である。
【符号の説明】
10 基準電圧生成部
11 制御部
12 スイッチ部
13 電池
14 抵抗
15 レベルシフト部
16 増幅部
17 比較部
18 A/D変換部
19 数値変換部
20 チャタリング除去部

Claims (5)

  1. 充放電可能な電池の電流をモニターする回路であって,
    前記電池と直列に接続された電流センス抵抗に,充放電電流が流れることで発生する電圧またはその電圧のレベルを所定の範囲内にシフトした電圧を,与えられた基準電圧を用いて,小充放電電流モニター時の増幅度とそれより小さい大充放電電流モニター時の増幅度とを含む複数種類の増幅度で増幅する機能を持つ増幅部と,
    前記増幅部から供給される電圧と与えられた基準電圧を比較するとともに,前記電池への充電または放電を検出する比較部と,
    前記増幅部から小充放電電流モニター時と大充放電電流モニター時とで切り替えて供給される電圧をA/D変換するA/D変換部と,
    前記A/D変換部で変換したデジタル値を,充放電電流に相当した数値に変換する数値変換部と,
    所定の電圧を生成する基準電圧生成部と,
    前記比較部による比較結果に基づいて,各部へ供給する基準電圧の制御,前記増幅部の増幅度の制御,および前記数値変換部で前記A/D変換部の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する制御を行う制御部とを備え
    前記基準電圧生成部で生成する基準電圧が,
    小充放電電流モニター時に前記増幅部で使用する基準電圧と,前記比較部で充電または放電検出用に使用する基準電圧とで共通に用いられ,
    前記A/D変換部に,小充放電電流モニター時の増幅度で増幅された前記増幅部の出力を入力するか大充放電電流モニター時の増幅度で増幅された前記増幅部の出力を入力するかを切り替えるために使用する基準電圧と,大充放電電流モニター時に前記増幅部で使用する基準電圧とで共通に用いられるように構成された
    ことを特徴とする電流モニター回路。
  2. 請求項1記載の電流モニター回路において,
    前記電池の充放電経路を導通または遮断するスイッチ部を備え,
    前記増幅部は,さらに前記大充放電電流モニター時の増幅度より小さい過充放電電流モニター時の増幅度を含む増幅度で増幅する機能を持ち,
    前記制御部は,
    予め決められた過充放電電流が流れたことを前記比較部で検出すると,前記スイッチ部の充電経路または放電経路を遮断し,
    予め決められた過充放電電流が流れなくなったことを前記比較部で検出すると,前記スイッチ部の遮断している充電経路または放電経路を導通させるように制御する
    ことを特徴とする電流モニター回路。
  3. 請求項1または請求項2記載の電流モニター回路において,
    動作周波数を決定するクロックと,前記比較部の比較出力とを入力信号として入力し,1クロック周期前の前記比較部出力の状態を保持し,保持している値と現在の前記比較部出力の状態を比較し,その比較した結果が,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ,前記比較部出力を前記制御部への入力信号に反映することにより,前記比較部出力のチャタリングを除去するチャタリング除去部を備える
    ことを特徴とする電流モニター回路。
  4. 請求項1または請求項2記載の電流モニター回路において,
    動作周波数を決定するクロックと,前記比較部の比較出力とを入力信号として入力し,一度出力が変化すると,再度入力信号である前記比較部出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし,入力信号である前記比較部出力に変化があった後に,ラッチ動作を解除し,その後は,1クロック前と現在との前記比較部出力の状態を比較し,等しい場合には計数を開始し,異なる場合には計数をクリアし,計数値が所定の値に達した場合にのみ,前記比較部出力を前記制御部への入力信号に反映することにより,前記比較部出力のチャタリングを除去するチャタリング除去部を備える
    ことを特徴とする電流モニター回路。
  5. 請求項3または請求項4記載の電流モニター回路において,
    前記チャタリング除去部は,クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を持ち,無効期間の設定変更が可能となる構成である
    ことを特徴とする電流モニター回路。
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