JP3999414B2

JP3999414B2 - 電流モニター回路

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Publication number: JP3999414B2
Application number: JP21655399A
Authority: JP
Inventors: 学佐々木
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-07-30
Filing date: 1999-07-30
Publication date: 2007-10-31
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Also published as: TW483213B; US6335611B1; JP2001043904A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，携帯情報端末に内蔵される二次電池の充放電電流をモニターする電流モニター回路に関するものである。
【０００２】
近年，携帯情報端末においては，電源管理のための規格整備に伴い，二次電池の高精度な残容量検出が要求されている。このため，二次電池に流れる充放電電流を高精度にモニターする必要がある。
【０００３】
【従来の技術】
従来の二次電池を内蔵する携帯情報端末においては，電池と直列に接続された電流センス用抵抗や，充放電経路遮断用ＦＥＴ(Field Effect Transister）のＯＮ抵抗に，充放電電流が流れた際に発生する電圧を増幅し，アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換し，マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）などで較正していた。
【０００４】
ところが，充放電電流のモニターに関し，大充放電電流モニター用の増幅回路のみを用いた場合には，Ａ／Ｄ変換器の入力範囲や分解能の制限から小充放電電流モニター時の精度が得られなかった。一方，大電流充電・大電流放電・小電流充放電モニター用など，その用途別に増幅度の異なる増幅回路を用いて高精度を実現しようとした場合には，回路規模が増大していた。
【０００５】
図１６は，従来の電流モニター回路の例を示す。図１６に示す電流モニター回路は，精度重視型のものである。動作は，以下のとおりである。
【０００６】
電池３２に流れる電流Ｉにより，抵抗３３（抵抗値Ｒ）の両端に±ＩＲの電圧Ｖ１が０Ｖを中心に発生する。レベルシフタ３４は，電圧Ｖ１を後段の増幅器３５〜３７で扱える電圧範囲（例えば２．５Ｖ中心）に変換する。ただし，増幅器３５〜３７が±ＩＲの電圧Ｖ１を扱える場合，レベルシフタ３４は設ける必要はない。
【０００７】
大電流充電用増幅器３５は，増幅度大の小電流充放電用増幅器３７が出力範囲外のときに，充電電流（に相当する電圧）を増幅度小で増幅する。また，大電流放電用増幅器３６は，増幅度大の小電流充放電用増幅器３７が出力範囲外のときに，放電電流（に相当する電圧）を増幅度小で増幅する。小電流充放電用増幅器３７は，大電流充電用増幅器３５および大電流放電用増幅器３６の出力では電流モニター精度が得られない小さな充放電電流（に相当する電圧）を増幅度大で増幅する。
【０００８】
過充電電流検出用比較器３８は，大電流充電用増幅器３５の出力電圧と，過充電電流を表す閾値電圧とを比較し，閾値以上（または以下）のときに過充電電流と認識し，充電経路遮断スイッチ３１を非導通にする。
【０００９】
また，過放電電流検出用比較器３９は，大電流放電用増幅器３６の出力電圧と，過放電電流を表す閾値電圧とを比較し，閾値以下（または以上）のときに過放電電流と認識し，放電経路遮断スイッチ３０を非導通にする。
【００１０】
選択器４０は，各増幅器３５〜３７の出力から，最適なモニター範囲を得られるものを選択し，Ａ／Ｄ変換器４１に供給する。Ａ／Ｄ変換器４１は，選択器４０の出力を受けて，アナログ（電圧）値をデジタル値に変換する。マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）４２は，Ａ／Ｄ変換器４１の出力であるデジタル値に対し，モニター誤差を補正したり，電池３２の残容量の計算をする。
【００１１】
図１７は，従来の他の電流モニター回路の例を示す。図１７に示す電流モニター回路は，回路規模重視型のものである。動作は，以下のとおりである。
【００１２】
電池５２に流れる電流Ｉにより，抵抗５３（抵抗値Ｒ）の両端に±ＩＲの電圧Ｖ１が０Ｖを中心に発生する。レベルシフタ５４は，電圧Ｖ１を後段の回路で扱える電圧範囲（例えば２．５Ｖ中心）に変換する。
【００１３】
大電流充放電用増幅器５５は，充電電流（に相当する電圧）を増幅度小で増幅する。過充電電流検出用比較器５６は，大電流充放電用増幅器５５の出力電圧と，過充電電流を表す閾値電圧とを比較し，閾値以上（または以下）のときに過充電電流と認識し，充電経路遮断スイッチ５１を非導通にする。また，過放電電流検出用比較器５７は，大電流充放電用増幅器５５の出力電圧と，過放電電流を表す閾値電圧とを比較し，閾値以下（または以上）のときに過放電電流と認識し，放電経路遮断スイッチ５０を非導通にする。
【００１４】
Ａ／Ｄ変換器５８は，大電流充放電用増幅器５５の出力を受けて，アナログ（電圧）値をデジタル値に変換する。マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）５９は，Ａ／Ｄ変換器５８の出力であるデジタル値に対し，モニター誤差を補正したり，電池５２の残容量の計算をする。
【００１５】
図１８は，図１６および図１７に示す回路に用いられる増幅器の回路構成の例を示す。この回路は，一般的なインスツルメンテーションアンプである。
【００１６】
図中のＡＭＰ101 〜ＡＭＰ103 はオペアンプである。各抵抗の抵抗値には，Ｒ101 ＝Ｒ102 ，Ｒ104 ＝Ｒ105 ，Ｒ106 ＝Ｒ107 の関係がある。図１６または図１７に示すレベルシフタ３４，５４の出力をＶinとすると，増幅器の出力Ｖout は，次のような値になる。
【００１７】
Ｖout ＝（Ｒ106 ／Ｒ104 ）×（１＋２Ｒ101 ／Ｒ103 ）×Ｖin＋Ｖref
ここで，レベルシフタ３４，５４の出力Ｖinの中心値は，Ｖref とする。ただし，ＡＭＰ101 ，ＡＭＰ102 が±数百ｍＶの入力を許す場合，レベルシフタ３４，５４は不要である。
【００１８】
例えば，入力電圧Ｖin＝＋０．２〜−０．２Ｖで，Ｒ101 〜Ｒ107 ＝１０ｋΩとすると，ＶinとＶout の関係は，図１９に示すようになる。すなわち，

レベルシフタありの場合，図１８のＶin＋をレベルシフタの出力，図１８のＶin−をＶref とすると，Ｖin＝Ｖref −０．２Ｖのとき，Ｖout ＝Ｖref −０．６Ｖとなり，Ｖin＝Ｖref ＋０．２Ｖのとき，Ｖout ＝Ｖref ＋０．６Ｖとなる。
【００１９】
また，レベルシフタなしの場合，図１８のＶin＋をセンス抵抗３３，５３の両端電圧とすると，Ｖin＝−０．２Ｖのとき，Ｖout ＝Ｖref −０．６Ｖとなり，Ｖin＝＋０．２Ｖのとき，Ｖout ＝Ｖref ＋０．６Ｖとなる。
【００２０】
電流モニター回路において複数の増幅器が必要な場合，図１８に示す構成の回路を必要数並列に接続して使用する。
【００２１】
図２０は，図１６および図１７に示す回路に用いられる比較器の回路構成の例を示す。この回路は，コンパレータＣＭＰ101 を用いた一般的な電圧比較器である。
【００２２】
この比較器の出力Ｖout は，増幅器出力Ｖinが基準電圧Ｖref より大のときＨ（Ｈｉｇｈ）になり，増幅器出力Ｖinが基準電圧Ｖref より小のときＬ（Ｌｏｗ）になる。複数の比較器が必要な場合，この構成の回路を必要数並列に接続して使用する。必要に応じてヒステリシスを持たせたものもある。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
電流モニター回路を，図１６に示す精度重視型で構成する場合，高精度な充放電電流モニターが可能であるというメリットがあるが，回路規模が大きくなるというデメリットがある。また，図１７に示す回路規模重視型で構成する場合，回路規模が小さいというメリットがあるが，充放電電流モニター精度が低いというデメリットがある。
【００２４】
すなわち，従来の電流モニター回路では，回路規模の増大を抑えようとすると，電流モニター精度が得られず，その結果，電池の残容量値に誤差が生じる。また，複数の増幅度の異なる増幅回路を用いた場合には，回路規模の増大から高コストになるといった問題を生じていた。
【００２５】
本発明は上記問題点の解決を図り，高精度かつ低コストな二次電池の充放電電流モニター回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段を，図１に示す本発明の構成例に従って説明する。
【００２７】
図１に示す回路は，充放電可能な電池１３の電流をモニターする回路である。電流センス抵抗１４は，電池１３に直列に接続される。レベルシフト部１５は，電流センス抵抗１４に充放電電流が流れることで発生する電圧Ｖ１のＤＣレベルを，後段の増幅部１６の動作範囲内にシフトする。増幅部１６が，電圧Ｖ１を入力電圧として扱える場合には，レベルシフト部１５は不要である。
【００２８】
増幅部１６は，レベルシフト部１５から供給される電圧または電圧Ｖ１を，複数種類の増幅度で増幅する機能を持つ。比較部１７は，増幅部１６から供給される電圧と基準電圧とを比較する。Ａ／Ｄ変換部１８は，増幅部１６から供給される電圧をアナログ値からデジタル値に変換する。数値変換部１９は，Ａ／Ｄ変換部１８で変換したデジタル値を，充放電電流に相当した数値に変換する。
【００２９】
基準電圧生成部１０は，増幅部１６，比較部１７等で用いる所定の基準電圧を生成する回路である。制御部１１は，各部へ供給する基準電圧の制御，増幅部１６の増幅度の制御，数値変換部１９でＡ／Ｄ変換部１８の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する制御を行う。
【００３０】
増幅部１６の出力電圧を，比較部１７で基準電圧と比較する。その結果によって，制御部１１は増幅部１６の増幅度を変える。これにより，精度重視型の電流モニター回路を，従来よりも小さい回路規模で実現することができる。
【００３１】
例えば，制御部１１は，小充電電流，小放電電流，大充電電流，大放電電流，過充電電流，過放電電流を，必要に応じて切り替えてモニターできるように，増幅部１６，比較部１７，数値変換部１９を制御する。
【００３２】
基準電圧生成部１０で生成する基準電圧は，小さな充放電電流モニター時に増幅部１６で使用する基準電圧と，比較部１７で充電または放電検出用に使用する基準電圧とで共用する。また，Ａ／Ｄ変換部１８に小充電電流，小放電電流，大充電電流，大放電電流，過充電電流または過放電電流のどれを入力するかの切り替えと，大充電電流または大放電電流モニター時に増幅部１６で使用する基準電圧とで，同じ基準電圧を用いる。
【００３３】
基準電圧を各部で共用することにより，全体の回路規模を小さくすることができる。
【００３４】
スイッチ部１２は，電池１３の充放電経路を導通または遮断するスイッチである。制御部１１は，大充電電流または大放電電流モニター範囲を超えたことを比較部１７が検出すると，増幅部１６の増幅度を下げてさらに大電流をモニターできるように制御し，また，予め決められた過充放電電流が流れたことを比較部１７で検出すると，スイッチ部１２の充電経路または放電経路を遮断し，予め決められた過充放電電流が流れなくなったことを比較部１７で検出すると，スイッチ部１２の遮断している充電経路または放電経路を導通させるように制御する。
【００３５】
これにより，増幅部１６で小電流の充放電を精度よく検出するとともに，過充電電流や過放電電流を検出したときに，スイッチ部１２によって電池１３を保護することができる。
【００３６】
チャタリング除去部２０は，比較部１７の入力電圧変動が緩やかでかつ閾値近傍である場合に，比較部１７の出力に発生するチャタリングを除去する回路である。このチャタリング除去部２０は，動作周波数を決定するクロックと，比較部１７の比較出力とを入力信号に持ち，１クロック周期前の比較部１７の出力の状態を保持し，保持している値と現在の比較部１７出力の状態を比較し，その比較した結果が，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ比較部１７の出力をチャタリング除去部２０の出力に反映する。
【００３７】
または，チャタリング除去部２０は，動作周波数を決定するクロックと，比較部１７の比較出力とを入力信号に持ち，一度出力が変化すると，再度入力信号である比較部１７の出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし，入力信号である比較部１７の出力に変化があった後に，ラッチ動作を解除し，その後は，１クロック前と現在との比較部１７の出力の状態を比較し，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ比較部１７出力をチャタリング除去部２０の出力に反映する。
【００３８】
このチャタリング除去部２０は，クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部（図示省略）を持つ。クロック周波数または計数の閾値を変えることで，無効期間の設定変更が可能であり，容易に調整することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下，図１に示す各部の実施の形態について，図面を参照して説明する。
【００４０】
図２は，図１に示す回路の概略動作フローを示す。この例では，増幅部１６は，小充放電電流のモニター用と，大充放電電流のモニター用の２種類の増幅度の切り替えが可能に構成されているものとする。図２に示す点線の上部と下部とで，増幅度が異なる。小充放電電流を観測するときの状態を，小充放電電流モニターモードといい，大充放電電流を観測するときの状態を，大充電電流モニターモードまたは大放電電流モニターモードという。
【００４１】
最初，小充放電電流モニターモードの状態であったとする（図２のＳ１）。充電の場合（Ｓ２），小充電電流をモニターし，電流値が小充電電流モニター範囲外の値になった場合（Ｓ３）には，Ｓ５の大充電電流モニターモードへ移る。また，放電の場合（Ｓ２），小放電電流をモニターし，電流値が小放電電流モニター範囲外の値になった場合（Ｓ４）には，Ｓ１０の大放電電流モニターモードへ移る。
【００４２】
大充電電流モニターモード（Ｓ５）では，大充電電流をモニターし，電流値が大充電電流モニター範囲内でない値になった場合（Ｓ６）には，小充電電流モニターモードへ移る。大充電電流モニター範囲内であれば，さらに過充電電流状態かどうかをチェックし（Ｓ７），過充電電流状態でない場合には，図１に示すスイッチ部１２の充電経路を導通状態のままとする（Ｓ８）。一方，過充電電流状態である場合には，スイッチ部１２により充電経路を遮断し（Ｓ９），電池１３を過充電電流から保護する。
【００４３】
また，大放電電流モニターモード（Ｓ１０）では，大放電電流をモニターし，電流値が大放電電流モニター範囲内でない値になった場合（Ｓ１１）には，小放電電流モニターモードへ移る。大放電電流モニター範囲内であれば，さらに過放電電流状態かどうかをチェックし（Ｓ１２），過放電電流状態でない場合には，図１に示すスイッチ部１２の放電経路を導通状態のままとする（Ｓ１３）。一方，過放電電流状態である場合には，スイッチ部１２により放電経路を遮断し（Ｓ１４），電池１３を過放電電流から保護する。
【００４４】
図１に示す回路において，Ａ／Ｄ変換部１８の入力電圧範囲を１〜４Ｖとする。また，電流センス抵抗１４の抵抗値を４０ｍΩとする。本回路による充放電電流モニター範囲を，充電１０Ａ〜放電１０Ａの範囲とすると，電流センス抵抗１４の両端電圧Ｖ１は，充電時１０Ａのときの−４００ｍＶから放電時１０Ａのときの＋４００ｍＶまでの範囲となる。なお，ここで説明する抵抗値等のパラメータは，説明を簡単にするために挙げた例であり，もちろん本発明はこれらの値に限られるわけではない。
【００４５】
図３は，図１に示すレベルシフト部１５の構成例を示す。図中，Ｒ１，Ｒ２は抵抗，ＡＭＰ１はオペアンプである。レベルシフト部１５の入力Ａ１は，電流センス抵抗１４の電池１３側ではない方の端子に現れる電圧である。ここで，例えば，抵抗Ｒ１＝Ｒ２＝１０ｋΩ，基準電圧Ｖref1＝１．２５Ｖとし，前述のように，充放電電流モニター範囲が充電１０Ａ〜放電１０Ａの範囲で，電流センス抵抗１４の抵抗値が４０ｍΩであるとすると，Ａ１には充電１０Ａ時に−４００ｍＶ，放電１０Ａ時に＋４００ｍＶの範囲の電圧が現れる。このとき，レベルシフト部１５の出力Ｖout1は，充電時には２．５Ｖより大きい値，放電時には２．５Ｖより小さい値であり，充電１０Ａのときの２．９Ｖから放電１０Ａのときの２．１Ｖまでの範囲の値となる。
【００４６】
図４は，図１に示す増幅部１６の構成例を示す。図中，ＡＭＰ２〜ＡＭＰ５はオペアンプ，Ｒ３〜Ｒ１３は抵抗，ＩＮＶ２はインバータ，ＳＷ１１，ＳＷ１２はトランジスタ等によって構成されるスイッチを表す。図４に示すように，インスツルメンテーションアンプの一部を並列に設け，小充放電電流モニター用と大充放電電流モニター用に，異なる増幅度を持たせている。増幅部１６の出力Ｖout11 は，後述する比較部１７の出力Ｖout7により，スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２で切り替える方法をとっている。
【００４７】
例えば，図４に示す抵抗Ｒ３〜Ｒ１３の抵抗値を，以下のように定める。
【００４８】
Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ１０＝Ｒ１１＝１０ｋΩ
Ｒ８＝Ｒ９＝５０ｋΩ
Ｒ１２＝Ｒ１３＝１２．５ｋΩ
また，基準電圧Ｖref2を，２．５Ｖとする。このとき，
オペアンプＡＭＰ２およびＡＭＰ３絡みの増幅度は３倍，
オペアンプＡＭＰ４絡みの増幅度は５倍，
オペアンプＡＭＰ５絡みの増幅度は１．２５倍，
であり，
小充放電電流モニター用の増幅部１６の出力Ｖout2は，
Ｖout2＝４Ｖ（充電２．５Ａ時）〜１Ｖ（放電２．５Ａ時），
大充放電電流モニター用の増幅部１６の出力Ｖout3は，
Ｖout3＝４Ｖ（充電１０Ａ時）〜１Ｖ（放電１０Ａ時），
となる。
【００４９】
図５は，図１に示す増幅部１６の別の構成例を示す図であって，図４の回路に，過電流検出機能を追加し，過充放電電流も測定することができる構成としたものである。すなわち，図４の増幅部に対して，図５の増幅部では，過電流検出制御信号によって開閉するスイッチＳＷ１４，ＳＷ１５と，これらのスイッチＳＷ１４，ＳＷ１５を介して，抵抗Ｒ１２，Ｒ１３にそれぞれ並列に接続される抵抗Ｒ１４，Ｒ１５が加えられている。
【００５０】
通常の大充放電電流モニター時には，スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５は非導通状態にある。大充放電電流モニター範囲外であると検出された場合，スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５は導通状態になり，抵抗Ｒ１２とＲ１４，抵抗Ｒ１３とＲ１５は並列に接続される。この並列接続による抵抗値は，元の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値よりそれぞれ小さくなるため，スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５が導通状態のときのオペアンプＡＭＰ５絡みの増幅度は，非導通状態のときの増幅度より小さくなり，大充放電電流モニター時よりも大きな電流，すなわち過電流が検出できるようになる。
【００５１】
図６は，図１に示す比較部１７の構成例を示す。比較部１７は，コンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３を持つ。コンパレータＣＭＰ１は，増幅部１６の出力Ｖout2を，例えば２．５Ｖの基準電圧Ｖref2と比較し，比較結果をＶout4として出力する。この出力Ｖout4は，充電中であるか放電中であるかを示す充放電フラグであり，Ｈｉｇｈのとき充電中，Ｌｏｗのとき放電中であることを示す。
【００５２】
コンパレータＣＭＰ２は，後述する制御部１１の出力Ｖout5とＶout6とを比較し，図４および図５に示すスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を開閉するための増幅部出力切替え信号Ｖout7を出力する。
【００５３】
コンパレータＣＭＰ３は，後述する制御部１１の出力Ｖout8とＶout9とを比較し，過電流アラームを発するための信号Ｖout10 を出力する。
【００５４】
図７は，図１に示す制御部１１の構成例を示す。図中，ＳＷ３〜ＳＷ１０はスイッチ，ＩＮＶ１はインバータ，ＡＮＤはアンド回路である。制御部１１は，図７に示す回路により，スイッチＳＷ３〜ＳＷ１０で比較部１７に対する出力Ｖout5，Ｖout6，Ｖout8，Ｖout9を切り替えたり，基準電圧Ｖref3を切り替えたりする。
【００５５】
以下，比較部１７と制御部１１の動作例を，図８に示す例に従って説明する。比較部１７への入力となるＶout5およびＶout6は，図８（Ａ）のように決定される。充電時には，充放電フラグＶout4がＨ（Ｈｉｇｈ）であるため，スイッチＳＷ３はＯＮ，ＳＷ４はＯＦＦ，ＳＷ５はＯＦＦ，ＳＷ６はＯＮとなる。したがって，Ｖout5には，小充放電電流モニター用の増幅部出力Ｖout2が出力され，Ｖout6には４．０Ｖが出力される。一方，放電時には，充放電フラグＶout4がＬ（Ｌｏｗ）であるため，スイッチＳＷ３はＯＦＦ，ＳＷ４はＯＮ，ＳＷ５はＯＮ，ＳＷ６はＯＦＦとなり，Ｖout5には１．０Ｖが出力され，Ｖout6には小充放電電流モニター用の増幅部出力Ｖout2が出力される。
【００５６】
比較部１７が出力する増幅部出力切替え信号のＶout7は，図８（Ｂ）に示すように決定される。小充電時には，Ｖout5とＶout6の関係は，Ｖout2（＝Ｖout5）＜４．０Ｖ（＝Ｖout6) であるため，Ｖout7はＬとなる。大充電時には，Ｖout5とＶout6の関係は，Ｖout2（＝Ｖout5）＞４．０Ｖ（＝Ｖout6) であるため，Ｖout7はＨとなる。また，小放電時には，Ｖout5とＶout6の関係は，１．０Ｖ（＝Ｖout5）＜Ｖout2（＝Ｖout6) であるため，Ｖout7はＬとなる。大放電時には，Ｖout5とＶout6の関係は，１．０Ｖ（＝Ｖout5）＞Ｖout2（＝Ｖout6) であるため，Ｖout7はＨとなる。
【００５７】
比較部１７への入力となるＶout8およびＶout9は，図８（Ｃ）のように決定される。充電時，スイッチＳＷ７，ＳＷ１０がＯＮ，スイッチＳＷ８，ＳＷ９がＯＦＦとなる。したがって，出力Ｖout8には，Ｖout3が出力され，出力Ｖout9には，４．０Ｖが出力される。このとき，Ｖout3＞４．０Ｖであり比較部出力Ｖout10 がＨであれば，過充電電流アラームＯＣＣ＿ＡＬＭが出力される。また，放電時，スイッチＳＷ７，ＳＷ１０がＯＦＦ，スイッチＳＷ８，ＳＷ９がＯＮとなる。したがって，出力Ｖout8には，１．０Ｖが出力され，出力Ｖout9には，Ｖout3が出力される。このとき，比較部出力Ｖout10 がＨであれば，過放電電流アラームＯＤＣ＿ＡＬＭが出力される。
【００５８】
以上の例のように，各モニターモード（小電流／大電流／過電流）で同じ基準電圧を使用する。基準電圧の共通化によって，基準電圧生成部１０の回路規模を低減することが実現されている。
【００５９】
図９は，図１に示すＡ／Ｄ変換部１８および数値変換部１９の説明図である。数値変換部１９によって，Ａ／Ｄ変換部１８の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する。
【００６０】
前述した設定値の場合，小充放電電流と大充電電流と大放電電流のモニター時において，Ａ／Ｄ変換部１８に入力される電圧と充放電電流の関係は，図９（Ａ）に示すようになる。
【００６１】
すなわち，Ａ／Ｄ変換部１８の入力電圧が４．０Ｖとなるのは，小充放電電流で充電２．５Ａ，大充電電流で充電１０Ａ，大放電電流で０Ａのときである。また，Ａ／Ｄ変換部１８の入力電圧が２．５Ｖとなるのは，小充放電電流で０Ａ，大充電電流で充電５Ａ，大放電電流で５Ａのときである。Ａ／Ｄ変換部１８の入力電圧が１．０Ｖとなるのは，小充放電電流で放電２．５Ａ，大充電電流で０Ａ，大放電電流で放電１０Ａのときである。
【００６２】
これらの各々の電圧を，Ａ／Ｄ変換部１８が８ビットのデジタル値で出力すると，例えば図９（Ｂ）に示すようになる。数値変換部１９は，Ａ／Ｄ変換部１８の出力であるデジタル値８ビットを，充放電フラグであるＶout4と，増幅部出力切替え信号であるＶout7とによって，例えば図９（Ｃ）に示すように，９ビットのデジタル値に変換する。変換結果は，Ｖout4がＭＳＢ（Most Significant Bit）となる。
【００６３】
図１０は，数値変換部１９の変換方法を示すフローチャートである。まず，Ａ／Ｄ変換部１８の出力を入力し（Ｓ２０），増幅部出力切替え信号Ｖout7がＨであれば（Ｓ２１），変換出力をＤ９＿Ｄ８Ｄ７…Ｄ１とする（Ｓ２２）。ＭＳＢのＤ９は，Ｖout4であり，Ｄ８Ｄ７…Ｄ１はＡ／Ｄ変換部１８からの８ビットの出力である。
【００６４】
増幅部出力切替え信号Ｖout7がＬで，充放電フラグＶout4がＨであれば（Ｓ２３），変換結果出力をＤ９＿Ｅ９Ｅ９＿Ｄ７Ｄ６…Ｄ２とする（Ｓ２４）。Ｅ９は，Ｄ９を反転した値である。また，増幅部出力切替え信号Ｖout7がＬで，充放電フラグＶout4がＬであれば（Ｓ２３），変換結果出力をＤ９＿Ｅ９Ｅ９＿Ｅ７Ｅ６…Ｅ２とする（Ｓ２５）。Ｅ７Ｅ６…Ｅ２は，Ｄ７Ｄ６…Ｄ２の１の補数である。
【００６５】
図１１は，図１に示すスイッチ部１２の構成例を示す。スイッチ部１２は，制御部１１が出力する過充電電流アラームＯＣＣ＿ＡＬＭ，過放電電流アラームＯＤＣ＿ＡＬＭによって外部の充電器や電力を消費する装置と電池１３とを切り離すスイッチＳＷ３０およびＳＷ３１を備える。
【００６６】
次に，比較部１７の出力（Ｖout4／Ｖout7／Ｖout10 ）のチャタリングを除去するチャタリング除去部２０について説明する。このチャタリング除去部２０は，比較部１７の内部に設けてもよい。
【００６７】
図１２は，チャタリング除去部２０の動作原理を示すフローチャートである。まず，チャタリング除去部２０が持つカウンタの値（計数）をクリアする（Ｓ３０），次に比較部出力である入力が，１クロック前の入力と同じ値であるかどうかをチェックし（Ｓ３１），値が変わっていれば，Ｓ３０へ戻って計数をクリアする。値が同じであれば，計数（カウンタの値をインクリメント）し（Ｓ３２），計数がある値になるまで，Ｓ３１，Ｓ３２のステップを繰り返す（Ｓ３３）。計数がある値になったときに，比較部１７からの入力を，チャタリング除去部２０の出力に反映する。
【００６８】
図１３は，チャタリング除去部２０の回路構成例を示す。図中，ＤＦＦ１〜ＤＦＦ４はＤ型フリップフロップ，ＩＮＶ１０〜ＩＮＶ３０はインバータ，ＥＸＯＲ１，ＥＸＯＲ２は排他論理和回路，ＮＯＲ１，ＮＯＲ２はノア回路である。チャタリング除去部２０の入力信号をＩＮ，出力信号をＯＵＴ，クロック信号をＣＬＫ，クリア信号をＣＬＲとする。
【００６９】
クリア信号ＣＬＲがＨ（Ｈｉｇｈ）で，クリア動作がなされる。フリップフロップＤＦＦ１〜ＤＦＦ３は，各フリップフロップのＣＬＲ端子がＬ（Ｌｏｗ）でクリアされ，ＣＫ端子に入る信号の立ち上がりエッジに同期して動作する。フリップフロップＤＦＦ１が１クロック前の信号を保持し，排他論理回路ＥＸＯＲ１が現在の入力信号ＩＮと，フリップフロップＤＦＦ１で保持している１クロック前の入力信号とを比較する。
【００７０】
排他論理回路ＥＸＯＲ２とフリップフロップＤＦＦ２，ＤＦＦ３とで，２ビットカウンタを構成しており，フリップフロップＤＦＦ１で保持している１クロック前の入力信号と現在の入力信号ＩＮとが等しい場合に計数を開始する。
【００７１】
ノア回路ＮＯＲ２は，２ビットカウンタの出力を監視する働きをしており，カウンタがある値になると，フリップフロップＤＦＦ４のクロック信号を生成すると同時に，カウンタのクリア信号を生成するための１信号となる。ノア回路ＮＯＲ１は，２ビットカウンタのクリア信号を生成しており，本回路のクリア信号ＣＬＲがＨの場合，もしくはフリップフロップＤＦＦ１が保持している１クロック前の入力信号と現在の入力信号ＩＮが異なる場合，または２ビットカウンタがある閾値まで計数した場合に，カウンタはクリアされる。
【００７２】
フリップフロップＤＦＦ４は，カウンタがある値まで計数（入力信号ＩＮに変化のない時間がある期間経過）した場合に，入力信号を取り込み保持する。
【００７３】
図１４は，チャタリング除去部２０の消費電力を削減するため，前述したチャタリング除去部２０をさらに改良したものの動作フローを示す。ステップＳ４０〜Ｓ４４の動作は，図１２で説明したＳ３０〜Ｓ３４と同様である。比較部１７の出力である本回路の入力を，出力に反映させると（Ｓ４４），再度入力信号である比較部１７の出力に変化があるまで（Ｓ４６），計数動作をしないようにラッチする（Ｓ４５）。比較部１７の出力に変化があると，計数動作のラッチを解除し（Ｓ４７），計数をクリアして（Ｓ４０），同様に繰り返す。
【００７４】
このチャタリング除去部２０に，クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を設けることにより，クロック周波数または計数の閾値を変え，無効期間の設定変更を可能とし，最適な調整を可能とすることもできる。また，同じ回路構成で無効期間の長さが異なるチャタリング除去部２０を容易に構成することができ，回路の共通化を図ることができる。
【００７５】
以上のチャタリング除去部２０の特徴を列挙すると，以下のとおりである。
【００７６】
（１）チャタリング除去部は，動作周波数を決定するクロックと，比較部の比較出力とを入力信号に持ち，１クロック周期前の前記比較部出力の状態を保持し，保持している値と現在の前記比較部出力の状態を比較し，その比較した結果が，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ前記比較部出力を当該チャタリング除去部の出力に反映する。
【００７７】
（２）または，チャタリング除去部は，動作周波数を決定するクロックと，比較部の比較出力とを入力信号に持ち，一度出力が変化すると，再度入力信号である前記比較部出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし，入力信号である前記比較部出力に変化があった後に，ラッチ動作を解除し，その後は，１クロック前と現在との前記比較部出力の状態を比較し，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ前記比較部出力を当該チャタリング除去部の出力に反映する。
【００７８】
（３）さらに，チャタリング除去部は，クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を持ち，無効期間の設定変更が可能となる構成である。
【００７９】
図１５は，本発明を適用した電池パックの一例を示す全体ブロック図である。この電池パック２１は，例えば携帯情報端末等の電源として用いられるものである。図１５において，電流モニター回路２２は図１に示すものであり，図中，図１と同符号のものは図１に示すものに対応する。電圧モニター回路２３は，電池１３の電圧を測定する回路である。ＭＰＵ２４は，電池パック２１全体を管理し，電流モニター回路２２による電流の測定結果や，電圧モニター回路２３による電圧の測定結果などから電池パック２１の電池の残容量等の状態を，本体装置である携帯情報端末等に通知する機能を持つマイクロプロセッサである。電圧モニター回路２３は，従来知られている回路で構成することができるので，ここでの詳細な説明は省略する。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように，本発明によれば，二次電池の充放電電流をモニターする際に，増幅器や比較器や基準電圧を共通化し，高精度なモニターを実現しつつ回路規模の増大を抑えた低コストな電流モニター回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す回路の概略動作フローを示す図である。
【図３】レベルシフト部の構成例を示す図である。
【図４】増幅部の構成例を示す図である。
【図５】増幅部の別の構成例を示す図である。
【図６】比較部の構成例を示す図である。
【図７】制御部の構成例を示す図である。
【図８】比較部と制御部の動作例を説明する図である。
【図９】Ａ／Ｄ変換部および数値変換部の説明図である。
【図１０】数値変換部の変換方法を示すフローチャートである。
【図１１】スイッチ部の構成例を示す図である。
【図１２】チャタリング除去部の動作原理を示すフローチャートである。
【図１３】チャタリング除去部の回路構成例を示す図てある。
【図１４】改良したチャタリング除去部の動作フローチャートである。
【図１５】本発明を適用した電池パックの一例を示す全体ブロック図である。
【図１６】従来の電流モニター回路の例を示す図である。
【図１７】従来の他の電流モニター回路の例を示す図である。
【図１８】従来の増幅器の回路構成の例を示す図である。
【図１９】増幅器の入力と出力の関係を示す図である。
【図２０】従来の比較器の回路構成の例を示す図である。
【符号の説明】
１０基準電圧生成部
１１制御部
１２スイッチ部
１３電池
１４抵抗
１５レベルシフト部
１６増幅部
１７比較部
１８Ａ／Ｄ変換部
１９数値変換部
２０チャタリング除去部

Claims

充放電可能な電池の電流をモニターする回路であって，
前記電池と直列に接続された電流センス抵抗に，充放電電流が流れることで発生する電圧またはその電圧のレベルを所定の範囲内にシフトした電圧を，与えられた基準電圧を用いて，小充放電電流モニター時の増幅度とそれより小さい大充放電電流モニター時の増幅度とを含む複数種類の増幅度で増幅する機能を持つ増幅部と，
前記増幅部から供給される電圧と与えられた基準電圧を比較するとともに，前記電池への充電または放電を検出する比較部と，
前記増幅部から小充放電電流モニター時と大充放電電流モニター時とで切り替えて供給される電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と，
前記Ａ／Ｄ変換部で変換したデジタル値を，充放電電流に相当した数値に変換する数値変換部と，
所定の電圧を生成する基準電圧生成部と，
前記比較部による比較結果に基づいて，各部へ供給する基準電圧の制御，前記増幅部の増幅度の制御，および前記数値変換部で前記Ａ／Ｄ変換部の出力電圧を充放電電流に相当した数値に変換する制御を行う制御部とを備え，
前記基準電圧生成部で生成する基準電圧が，
小充放電電流モニター時に前記増幅部で使用する基準電圧と，前記比較部で充電または放電検出用に使用する基準電圧とで共通に用いられ，
前記Ａ／Ｄ変換部に，小充放電電流モニター時の増幅度で増幅された前記増幅部の出力を入力するか大充放電電流モニター時の増幅度で増幅された前記増幅部の出力を入力するかを切り替えるために使用する基準電圧と，大充放電電流モニター時に前記増幅部で使用する基準電圧とで共通に用いられるように構成された
ことを特徴とする電流モニター回路。
請求項１記載の電流モニター回路において，
前記電池の充放電経路を導通または遮断するスイッチ部を備え，
前記増幅部は，さらに前記大充放電電流モニター時の増幅度より小さい過充放電電流モニター時の増幅度を含む増幅度で増幅する機能を持ち，
前記制御部は，
予め決められた過充放電電流が流れたことを前記比較部で検出すると，前記スイッチ部の充電経路または放電経路を遮断し，
予め決められた過充放電電流が流れなくなったことを前記比較部で検出すると，前記スイッチ部の遮断している充電経路または放電経路を導通させるように制御する
ことを特徴とする電流モニター回路。
請求項１または請求項２記載の電流モニター回路において，
動作周波数を決定するクロックと，前記比較部の比較出力とを入力信号として入力し，１クロック周期前の前記比較部出力の状態を保持し，保持している値と現在の前記比較部出力の状態を比較し，その比較した結果が，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ，前記比較部出力を前記制御部への入力信号に反映することにより，前記比較部出力のチャタリングを除去するチャタリング除去部を備える
ことを特徴とする電流モニター回路。
請求項１または請求項２記載の電流モニター回路において，
動作周波数を決定するクロックと，前記比較部の比較出力とを入力信号として入力し，一度出力が変化すると，再度入力信号である前記比較部出力に変化があるまで計数動作をしないようにラッチ動作をし，入力信号である前記比較部出力に変化があった後に，ラッチ動作を解除し，その後は，１クロック前と現在との前記比較部出力の状態を比較し，等しい場合には計数を開始し，異なる場合には計数をクリアし，計数値が所定の値に達した場合にのみ，前記比較部出力を前記制御部への入力信号に反映することにより，前記比較部出力のチャタリングを除去するチャタリング除去部を備える
ことを特徴とする電流モニター回路。
請求項３または請求項４記載の電流モニター回路において，
前記チャタリング除去部は，クロック周波数または計数の閾値を設定する設定部を持ち，無効期間の設定変更が可能となる構成である
ことを特徴とする電流モニター回路。