JP2018205223A - ゲイン制御増幅装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】測定対象となる電流をADコンバータの入力レンジに適合するよう、レンジが広く且つ高精度のゲイン制御増幅装置を得る。【解決手段】測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器A1、A2と、差動増幅器の出力Va2と閾値電圧Vrefを比較する閾値制御回路A3と、閾値制御回路A3の出力に基づいて複数の差動増幅器A1、A2のうち1つの差動増幅器の出力を選択するスイッチM1、M2と、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路OFと加算回路KAを備えた。【選択図】図1
Description
この発明は、測定対象となる電流または電圧をADコンバータの入力レンジに適合するように増幅を制御するゲイン制御増幅装置に関するものである。
電流あるいは電圧の測定器は、一定のゲインで増幅した入力電圧を、通常マイコンに付随するADコンバータへ入力することによって、測定対象電流あるいは電圧を測定する。ADコンバータは最小入力電圧と最大入力電圧が決められ、そのビット数により測定対象の精度が決まる。上記ゲインはそのADコンバータの入力電圧レンジに適合するように決定される。
例えば、図6に示すように、シャント抵抗Rshuntに流れる電流を測定したいとする。マイコン内蔵のADコンバータの仕様が入力電圧レンジ0Vから5V、10bit((5―0)/(210)=約4.88mV)精度、シャント抵抗Rshuntが1mΩ、測定対象電流が0から5Aの場合、ADコンバータのレンジと精度をフルに使用するためには、差動増幅器A1のゲインR2/R1を1000に設定すればよい。この時の電流検出精度は約4.88mAとなる。
しかし、測定対象電圧あるいは電流に対する精度要求は、必ずしも測定レンジ間で同一ではなく、電圧または電流が小さいところでは高い精度が要求され、逆に電圧または電流が大きいところでは低い精度で許容される場合がある。例えば、0[A]から0.5[A]までの検出精度が2[mA]、0.5[A]から5[A]までの検出精度は6[mA]でよいと仮定する。
上記差動増幅器A1では、要求される測定精度が必ずしも測定レンジ間で同一ではない場合、要求精度の高い方に合わせると測定レンジが足りなくなり、要求精度の低い方に合わせると低レンジの検出精度が満足できなくなる。また、上述の測定回路をスイッチやリレーで切り替えようとすると、電流から導出した演算結果をスイッチ制御にフィードバックさせなければならず、応答性の面で要求が満足できない。
一方、検知信号をアナログ電気信号に変換してA/D変換器に入力し、変換されたデジタル信号で検知信号のレベルを測定する場合、アナログ電気信号に含まれる不必要な直流オフセット電圧の大きさによってはA/D変換器の入力レンジを越えてしまう。このようなオフセット電圧を除去するため、差動増幅器の一方の入力端に検知信号を入力し、他方の入力端にオフセット除去電圧が帰還入力されるようにして、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにした発明が知られている(特許文献1参照)。
また、電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にI/V変換抵抗が用いられるが、従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のI/V変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体スイッチで切り替え(レンジ切り替え)して測定していた。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
そこで、この問題を解決するため、誤差増幅用演算増幅器とI/V変換抵抗を負帰還抵抗とするI/V変換用演算増幅器を設け、電流オン/オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をI/V変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、I/V変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン/オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できるようにし、電流オン/オフ用の半導体スイッチとレンジオン/オフ用の半導体スイッチの両方または何れか一方をオン/オフさせることにより、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得るようにした発明が知られている(特許文献2参照)。
特許文献1は、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにしたものであり、測定レンジが広い測定対象のものには対応しておらず、また、オフセット除去電圧をフィードバックさせなければならず、応答性に問題がある。
また、特許文献2は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
また、特許文献2は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をダイナミックに制御できるゲイン制御増幅装置を提供することを目的とするものである。
この発明に係わるゲイン制御増幅装置は、測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、閾値制御回路の出力に基づいて複数の差動増幅器のうち1つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたものである。
この発明によれば、測定対象電流あるいは電圧において、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、要求に応じて適切に測定レンジと検出精度をチューニングすることにより、不必要に高価なADコンバータを使用したり、且つ測定レンジを狭めたり、応答性を損ねたりすることなく、リアルタイムで精度要求を遵守することが可能となる。
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1に係るゲイン制御増幅装置について図1から図5に基づいて説明する。
図1はこの発明の実施の形態1に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流I0の測定のために使用するシャント抵抗Rshunt、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器A1、A2、差動増幅器A1、A2の入力抵抗R1およびフィードバック抵抗R2、R3、PMOSスイッチM1、NMOSスイッチM2、閾値電圧Vrefとの比較によりMOSスイッチM1とM2のオン/オフ制御を行う閾値制御回路A3、差動増幅器A2からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路OFと加算回路KA、MCU(マイコン)のAD入力へのインタフェースとなる出力電圧端子V3から構成され、出力電圧端子V3(端子の電圧はV3とする)は通常MCUのADコンバータの入力端子に接続される。
以下、この発明の実施の形態1に係るゲイン制御増幅装置について図1から図5に基づいて説明する。
図1はこの発明の実施の形態1に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流I0の測定のために使用するシャント抵抗Rshunt、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器A1、A2、差動増幅器A1、A2の入力抵抗R1およびフィードバック抵抗R2、R3、PMOSスイッチM1、NMOSスイッチM2、閾値電圧Vrefとの比較によりMOSスイッチM1とM2のオン/オフ制御を行う閾値制御回路A3、差動増幅器A2からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路OFと加算回路KA、MCU(マイコン)のAD入力へのインタフェースとなる出力電圧端子V3から構成され、出力電圧端子V3(端子の電圧はV3とする)は通常MCUのADコンバータの入力端子に接続される。
ここで、差動増幅器A1は高ゲインR2/R1を実現する高精度増幅器であり、差動増幅器A2は低ゲインR3/R1を実現する低精度増幅器である。また、閾値電圧Vrefは差動増幅器A1、A2でそれぞれ測定するレンジ外の測定結果を排除するための基準値となるもので、適宜可変されるようになっている。
この発明は、要求される検出精度に依存して、複数の検出精度およびゲインを持つ差動増幅器A1、A2を用意する。例えば上記の例と同じく、0[A]から0.5[A]までの検出精度が2[mA]、0.5[A]から5[A]までの検出精度が6[mA]が要求されているとすると、当該検出精度を持つ差動増幅器を2つ準備する。
図2に示すように、電流検出レンジ0[A]から0.5[A]までの測定結果に対するADコンバータの入力レンジを0[V]から1.25[V]までの28ステップに割り当て、0.5[A]から5[A]までの測定結果に対するADコンバータの入力レンジを1.25[V]から5[V]までの3×28ステップに割り当てることにより、10bitの入力レンジ割り当て(210)を行う。すると、前者の検出レンジは約1.95[mA]、後者の検出レンジは約5.86[mA]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ2500倍と833倍となる。
図2に示すように、電流検出レンジ0[A]から0.5[A]までの測定結果に対するADコンバータの入力レンジを0[V]から1.25[V]までの28ステップに割り当て、0.5[A]から5[A]までの測定結果に対するADコンバータの入力レンジを1.25[V]から5[V]までの3×28ステップに割り当てることにより、10bitの入力レンジ割り当て(210)を行う。すると、前者の検出レンジは約1.95[mA]、後者の検出レンジは約5.86[mA]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ2500倍と833倍となる。
前者の電流測定レンジは0[A]から0.5[A]までなので、図3に示すように、2500倍したものを出力し、0.5[A]を超える測定結果を排除する。後者の電流測定レンジは0.5[A]から5[A]なので、図4に示すように、833倍したものを出力し、0.5[A]以下の測定結果を排除し、かつ、当該電流測定結果となる差動増幅電圧値の約0.4165[V]を1.25[V]に補正(オフセット)しなければならない。このオフセットを行う理由は、有効としたい差動増幅器の出力を切り替えた時に、双方の差動増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するためである。
レンジ外測定結果を排除するために、図1に示すように、閾値電圧Vrefを、ここでは約0.4165[V]に設定した閾値制御回路A3を使用する。すなわち、差動増幅器A2の出力Va2が閾値電圧Vrefよりも小さい時、PMOSスイッチM1をオン、NMOSスイッチM2をオフにし、差動増幅器A1の出力Va1を出力する。また、差動増幅器A2の出力Va2が閾値電圧Vref以上の時、PMOSスイッチM1をオフ、NMOSスイッチM2をオンにし、差動増幅器A2の出力Va2を出力する。その際、0.5[A]時の出力Va2の値0.4165[V]を1.25Vへシフトするために、オフセット制御回路OFを使用し、当該オフセット電圧値を加算回路KAにより測定結果に加算する。
以上のようにこの発明は、測定対象電流I0はシャント抵抗Rshuntを介して端子V1と端子V2にかかる電圧差(V2―V1)を、その測定量に依存して、使用する差動増幅器A1と差動増幅器A2をダイナミックに切り替えながら、所定の出力電圧V3に変換し、当該電圧V3からMCUを使って測定対象電流I0の判別を行う。
すなわち、MCUはADコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが0[V]から5[V]で、ステップが10bit、つまり、210=1024となるため、4.88m[V]刻みで、入力電圧を正規化し、MCU内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
すなわち、MCUはADコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが0[V]から5[V]で、ステップが10bit、つまり、210=1024となるため、4.88m[V]刻みで、入力電圧を正規化し、MCU内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
本実施例では、図5に示した入力電流がこの発明のゲイン制御増幅装置を介して測定される実施例について述べる。電流測定対象は、カムシャフト位置や車両速度、ヒーター等、ダイナミックに変化するアナログ値とし、横軸が測定時間[ms]、縦軸が測定時間における入力電流[A]である。
図5において、各時刻における入力電流は、T1[ms]:0.3[A]、T2[ms]:0.5[A]、T3[ms]:1.6[A]、T4[ms]:0.5[A]、T5[ms]:0.4[A]であるとする。差動増幅器A1と差動増幅器A2のゲインは上述の通り、それぞれ2500倍と833倍、シャント抵抗Rshuntは1mΩ、閾値電圧Vrefは0.4165[V]、オフセット電圧Voffsetは(1.25―0.4165)=0.8335[V]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
図5において、各時刻における入力電流は、T1[ms]:0.3[A]、T2[ms]:0.5[A]、T3[ms]:1.6[A]、T4[ms]:0.5[A]、T5[ms]:0.4[A]であるとする。差動増幅器A1と差動増幅器A2のゲインは上述の通り、それぞれ2500倍と833倍、シャント抵抗Rshuntは1mΩ、閾値電圧Vrefは0.4165[V]、オフセット電圧Voffsetは(1.25―0.4165)=0.8335[V]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
時刻T1の時、V2―V1=0.3[V]×0.001[Ω]=0.3[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.3×2500=0.75[V]、0.3×833=0.25[V]となる。ここで、Va2<Vrefなので、PMOSスイッチM1がオン、NMOSスイッチM2がオフとなり、出力電圧端子V3へは差動増幅器A1の出力Va1の電圧0.75[V]がそのまま出力され、ADコンバータに読み込まれる。MCUには、図3、図4で示したように、ADコンバータで読み込んだ入力電圧値から元の電流値を逆変換するテーブルを持たせておくことで元の電流値が算出される。
時刻T2では、V2―V1=0.5[V]×0.001[Ω]=0.5[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.5×2500=1.25[V]、0.5×833=0.4165[V]となる。ここでVa2の値が閾値電圧Vrefを上回っていくため、PMOSスイッチM1がオンからオフ、NMOSスイッチM2がオフからオンに切り替わり、出力電圧端子V3へ出力される電圧値は、差動増幅器A2の出力Va2に加算回路KAによる加算(オフセット)値、本事例では0.8335[V]を加えた値、すなわち0.4165+0.8335=1.25[V]に切り替わる。
時刻T3の時、V2―V1=1.6×0.001=1.6[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、4.000[V]、1.333[V]となる。ここで、Va2>Vrefなので、PMOSスイッチM1がオフ、NMOSスイッチM2がオンとなり、出力電圧端子V3へは差動増幅器A2の出力Va2の電圧1.333[V]に0.8335[V]が加算された電圧2.1665[V]が出力され、ADコンバータに読み込まれる。上述同様、MCUにおいて、ADコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
時刻T4において、V2―V1=0.5[V]×0.001[Ω]=0.5[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.5×2500=1.25[V]、0.5×833=0.4165[V]となる。ここでVa2が閾値電圧Vrefを下回っていくため、PMOSスイッチM1がオフからオン、NMOSスイッチM2がオンからオフに切り替わり、出力電圧端子V3へ出力される電圧値は、今まで差動増幅器A2の出力Va2に加算回路KAによる加算値を加えた値だったものが、差動増幅器A1の出力Va1の1.25[V]に切り替わる。
時刻T5の時、V2―V1=0.4×0.001=0.4[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.4×2500=1.000[V]、0.4×833=0.333[V]となる。ここで、Va2<Vrefなので、PMOSスイッチM1がオン、NMOSスイッチM2がオフとなり、差動増幅器A1の出力Va1の電圧1.000[V]がそのまま出力電圧端子V3へ出力され、ADコンバータに読み込まれる。上述同様、MCUにおいて、ADコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
以上のようにこの発明は、異なる検出精度とゲインを持つ差動増幅器を使って、出力インタフェースとなるADコンバータの保有ビット数と入力電圧規格から、要求精度切り替え閾値を算出し、ADコンバータの入力レンジが個々の増幅器の出力電圧に合致するように、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、各々の増幅器のゲインを設定する。設定した切り替えポイントを閾値とした閾値制御回路によって、有効としたい増幅器の出力を切り替え、双方の増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するため、オフセット制御回路を使用し、オフセット制御回路で付与されたオフセット電圧値を加算回路により測定結果に加算させる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
この発明は、自動車に搭載されるパワートレイン用電子部品として適用される。
A1、A2:差動増幅器、 R1:入力抵抗、 R2、R3:フィードバック抵抗、
M1:PMOSスイッチ、 M2:NMOSスイッチ、 A3:閾値制御回路、
OF:オフセット制御回路、 KA:加算回路、 V3:出力電圧端子
M1:PMOSスイッチ、 M2:NMOSスイッチ、 A3:閾値制御回路、
OF:オフセット制御回路、 KA:加算回路、 V3:出力電圧端子
この発明は、測定対象となる電流または電圧をA/Dコンバータの入力レンジに適合するように増幅を制御するゲイン制御増幅装置に関するものである。
電流あるいは電圧の測定器は、一定のゲインで増幅した入力電圧を、通常マイコンに付随するA/Dコンバータへ入力することによって、測定対象電流あるいは電圧を測定する。A/Dコンバータは最小入力電圧と最大入力電圧が決められ、そのビット数により測定対象の精度が決まる。上記ゲインはそのA/Dコンバータの入力電圧レンジに適合するように決定される。
例えば、図6に示すように、シャント抵抗Rshuntに流れる電流を測定したいとする。マイコン内蔵のA/Dコンバータの仕様が入力電圧レンジ0Vから5V、10bit((5―0)/(210)=約4.88mV)精度、シャント抵抗Rshuntが1mΩ、測定対象電流が0から5Aの場合、A/Dコンバータのレンジと精度をフルに使用するためには、差動増幅器A1のゲインR2/R1を1000に設定すればよい。この時の電流検出精度は約4.88mAとなる。
しかし、測定対象電圧あるいは電流に対する精度要求は、必ずしも測定レンジ間で同一ではなく、電圧または電流が小さいところでは高い精度が要求され、逆に電圧または電流が大きいところでは低い精度で許容される場合がある。例えば、0[A]から0.5[A]までの検出精度が2[mA]、0.5[A]から5[A]までの検出精度は6[mA]でよいと仮定する。
上記差動増幅器A1では、要求される測定精度が必ずしも測定レンジ間で同一ではない場合、要求精度の高い方に合わせると測定レンジが足りなくなり、要求精度の低い方に合わせると低レンジの検出精度が満足できなくなる。また、上述の測定回路をスイッチやリレーで切り替えようとすると、電流から導出した演算結果をスイッチ制御にフィードバックさせなければならず、応答性の面で要求が満足できない。
一方、検知信号をアナログ電気信号に変換してA/D変換器に入力し、変換されたデジタル信号で検知信号のレベルを測定する場合、アナログ電気信号に含まれる不必要な直流オフセット電圧の大きさによってはA/D変換器の入力レンジを越えてしまう。このようなオフセット電圧を除去するため、差動増幅器の一方の入力端に検知信号を入力し、他方の入力端にオフセット除去電圧が帰還入力されるようにして、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにした発明が知られている(特許文献1参照)。
また、電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にI/V変換抵抗が用いられるが、従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のI/V変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体スイッチで切り替え(レンジ切り替え)して測定していた。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
このような測定方法は、一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えが困難であり、測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならなかった。
そこで、この問題を解決するため、誤差増幅用演算増幅器とI/V変換抵抗を負帰還抵抗とするI/V変換用演算増幅器を設け、電流オン/オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をI/V変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、I/V変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン/オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できるようにし、電流オン/オフ用の半導体スイッチとレンジオン/オフ用の半導体スイッチの両方または何れか一方をオン/オフさせることにより、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得るようにした発明が知られている(特許文献2参照)。
特許文献1は、不必要な直流成分が重畳している信号のオフセットを精度よく除去するようにしたものであり、測定レンジが広い測定対象のものには対応しておらず、また、オフセット除去電圧をフィードバックさせなければならず、応答性に問題がある。
また、特許文献2は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
また、特許文献2は、半導体スイッチの漏れ電流や、バイアス電流に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得ようとするための発明であり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をチューニングするようにしたものでなく、回路構成も複雑であった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、要求に応じて適切に測定レンジと精度をダイナミックに制御できるゲイン制御増幅装置を提供することを目的とするものである。
この発明に係わるゲイン制御増幅装置は、測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、閾値制御回路の出力に基づいて複数の差動増幅器のうち1つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたものである。
この発明によれば、測定対象電流あるいは電圧において、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、要求に応じて適切に測定レンジと検出精度をチューニングすることにより、不必要に高価なA/Dコンバータを使用したり、且つ測定レンジを狭めたり、応答性を損ねたりすることなく、リアルタイムで精度要求を遵守することが可能となる。
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1に係るゲイン制御増幅装置について図1から図5に基づいて説明する。
図1はこの発明の実施の形態1に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流I0の測定のために使用するシャント抵抗Rshunt、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器A1、A2、差動増幅器A1、A2の入力抵抗R1およびフィードバック抵抗R2、R3、PMOSスイッチM1、NMOSスイッチM2、閾値電圧Vrefとの比較によりMOSスイッチM1とM2のオン/オフ制御を行う閾値制御回路A3、差動増幅器A2からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路OFと加算回路KA、MCU(マイコン)のA/D入力へのインタフェースとなる出力電圧端子V3から構成され、出力電圧端子V3(端子の電圧はV3とする)は通常MCUのA/Dコンバータの入力端子に接続される。
以下、この発明の実施の形態1に係るゲイン制御増幅装置について図1から図5に基づいて説明する。
図1はこの発明の実施の形態1に係わるゲイン制御増幅装置の回路構成図であり、ゲイン制御増幅装置は、測定対象電流I0の測定のために使用するシャント抵抗Rshunt、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器A1、A2、差動増幅器A1、A2の入力抵抗R1およびフィードバック抵抗R2、R3、PMOSスイッチM1、NMOSスイッチM2、閾値電圧Vrefとの比較によりMOSスイッチM1とM2のオン/オフ制御を行う閾値制御回路A3、差動増幅器A2からの出力電位にオフセット電圧を与えるためのオフセット制御回路OFと加算回路KA、MCU(マイコン)のA/D入力へのインタフェースとなる出力電圧端子V3から構成され、出力電圧端子V3(端子の電圧はV3とする)は通常MCUのA/Dコンバータの入力端子に接続される。
ここで、差動増幅器A1は高ゲインR2/R1を実現する高精度増幅器であり、差動増幅器A2は低ゲインR3/R1を実現する低精度増幅器である。また、閾値電圧Vrefは差動増幅器A1、A2でそれぞれ測定するレンジ外の測定結果を排除するための基準値となるもので、適宜可変されるようになっている。
この発明は、要求される検出精度に依存して、複数の検出精度およびゲインを持つ差動増幅器A1、A2を用意する。例えば上記の例と同じく、0[A]から0.5[A]までの検出精度が2[mA]、0.5[A]から5[A]までの検出精度が6[mA]が要求されているとすると、当該検出精度を持つ差動増幅器を2つ準備する。
図2に示すように、電流検出レンジ0[A]から0.5[A]までの測定結果に対するA/Dコンバータの入力レンジを0[V]から1.25[V]までの28ステップに割り当て、0.5[A]から5[A]までの測定結果に対するA/Dコンバータの入力レンジを1.25[V]から5[V]までの3×28ステップに割り当てることにより、10bitの入力レンジ割り当て(210)を行う。すると、前者の検出レンジは約1.95[mA]、後者の検出レンジは約5.86[mA]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ2500倍と833倍となる。
図2に示すように、電流検出レンジ0[A]から0.5[A]までの測定結果に対するA/Dコンバータの入力レンジを0[V]から1.25[V]までの28ステップに割り当て、0.5[A]から5[A]までの測定結果に対するA/Dコンバータの入力レンジを1.25[V]から5[V]までの3×28ステップに割り当てることにより、10bitの入力レンジ割り当て(210)を行う。すると、前者の検出レンジは約1.95[mA]、後者の検出レンジは約5.86[mA]となり、検出精度要求を満足する。入力電流に対する増幅ゲインはそれぞれ2500倍と833倍となる。
前者の電流測定レンジは0[A]から0.5[A]までなので、図3に示すように、2500倍したものを出力し、0.5[A]を超える測定結果を排除する。後者の電流測定レンジは0.5[A]から5[A]なので、図4に示すように、833倍したものを出力し、0.5[A]以下の測定結果を排除し、かつ、当該電流測定結果となる差動増幅電圧値の約0.4165[V]を1.25[V]に補正(オフセット)しなければならない。このオフセットを行う理由は、有効としたい差動増幅器の出力を切り替えた時に、双方の差動増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するためである。
レンジ外測定結果を排除するために、図1に示すように、閾値電圧Vrefを、ここでは約0.4165[V]に設定した閾値制御回路A3を使用する。すなわち、差動増幅器A2の出力Va2が閾値電圧Vrefよりも小さい時、PMOSスイッチM1をオン、NMOSスイッチM2をオフにし、差動増幅器A1の出力Va1を出力する。また、差動増幅器A2の出力Va2が閾値電圧Vref以上の時、PMOSスイッチM1をオフ、NMOSスイッチM2をオンにし、差動増幅器A2の出力Va2を出力する。その際、0.5[A]時の出力Va2の値0.4165[V]を1.25Vへシフトするために、オフセット制御回路OFを使用し、当該オフセット電圧値を加算回路KAにより測定結果に加算する。
以上のようにこの発明は、測定対象電流I0はシャント抵抗Rshuntを介して端子V1と端子V2にかかる電圧差(V2―V1)を、その測定量に依存して、使用する差動増幅器A1と差動増幅器A2をダイナミックに切り替えながら、所定の出力電圧V3に変換し、当該電圧V3からMCUを使って測定対象電流I0の判別を行う。
すなわち、MCUはA/Dコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが0[V]から5[V]で、ステップが10bit、つまり、210=1024となるため、4.88m[V]刻みで、入力電圧を正規化し、MCU内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
すなわち、MCUはA/Dコンバータを介して入力された電圧値から、当該測定精度、本例ではレンジが0[V]から5[V]で、ステップが10bit、つまり、210=1024となるため、4.88m[V]刻みで、入力電圧を正規化し、MCU内部に保有する変換マップを使って元の入力電流値を逆算する。
本実施例では、図5に示した入力電流がこの発明のゲイン制御増幅装置を介して測定される実施例について述べる。電流測定対象は、カムシャフト位置や車両速度、ヒーター等、ダイナミックに変化するアナログ値とし、横軸が測定時間[ms]、縦軸が測定時間における入力電流[A]である。
図5において、各時刻における入力電流は、T1[ms]:0.3[A]、T2[ms]:0.5[A]、T3[ms]:1.6[A]、T4[ms]:0.5[A]、T5[ms]:0.4[A]であるとする。差動増幅器A1と差動増幅器A2のゲインは上述の通り、それぞれ2500倍と833倍、シャント抵抗Rshuntは1mΩ、閾値電圧Vrefは0.4165[V]、オフセット電圧Voffsetは(1.25―0.4165)=0.8335[V]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
図5において、各時刻における入力電流は、T1[ms]:0.3[A]、T2[ms]:0.5[A]、T3[ms]:1.6[A]、T4[ms]:0.5[A]、T5[ms]:0.4[A]であるとする。差動増幅器A1と差動増幅器A2のゲインは上述の通り、それぞれ2500倍と833倍、シャント抵抗Rshuntは1mΩ、閾値電圧Vrefは0.4165[V]、オフセット電圧Voffsetは(1.25―0.4165)=0.8335[V]とする。以下、時刻順に回路動作を説明する。
時刻T1の時、V2―V1=0.3[A]×0.001[Ω]=0.3[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.3×2500=0.75[V]、0.3×833=0.25[V]となる。ここで、Va2<Vrefなので、PMOSスイッチM1がオン、NMOSスイッチM2がオフとなり、出力電圧端子V3へは差動増幅器A1の出力Va1の電圧0.75[V]がそのまま出力され、A/Dコンバータに読み込まれる。MCUには、図3、図4で示したように、A/Dコンバータで読み込んだ入力電圧値から元の電流値を逆変換するテーブルを持たせておくことで元の電流値が算出される。
時刻T2では、V2―V1=0.5[A]×0.001[Ω]=0.5[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.5×2500=1.25[V]、0.5×833=0.4165[V]となる。ここでVa2の値が閾値電圧Vrefを上回っていくため、PMOSスイッチM1がオンからオフ、NMOSスイッチM2がオフからオンに切り替わり、出力電圧端子V3へ出力される電圧値は、差動増幅器A2の出力Va2に加算回路KAによる加算(オフセット)値、本事例では0.8335[V]を加えた値、すなわち0.4165+0.8335=1.25[V]に切り替わる。
時刻T3の時、V2―V1=1.6[A]×0.001[Ω]=1.6[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、1.6×2500=4.000[V]、1.6×833=1.333[V]となる。ここで、Va2>Vrefなので、PMOSスイッチM1がオフ、NMOSスイッチM2がオンとなり、出力電圧端子V3へは差動増幅器A2の出力Va2の電圧1.333[V]に0.8335[V]が加算された電圧2.1665[V]が出力され、A/Dコンバータに読み込まれる。上述同様、MCUにおいて、A/Dコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
時刻T4において、V2―V1=0.5[A]×0.001[Ω]=0.5[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.5×2500=1.25[V]、0.5×833=0.4165[V]となる。ここでVa2が閾値電圧Vrefを下回っていくため、PMOSスイッチM1がオフからオン、NMOSスイッチM2がオンからオフに切り替わり、出力電圧端子V3へ出力される電圧値は、今まで差動増幅器A2の出力Va2に加算回路KAによる加算値を加えた値だったものが、差動増幅器A1の出力Va1の1.25[V]に切り替わる。
時刻T5の時、V2―V1=0.4[A]×0.001[Ω]=0.4[mV]となるため、Va1、Va2はそれぞれ、0.4×2500=1.000[V]、0.4×833=0.333[V]となる。ここで、Va2<Vrefなので、PMOSスイッチM1がオン、NMOSスイッチM2がオフとなり、差動増幅器A1の出力Va1の電圧1.000[V]がそのまま出力電圧端子V3へ出力され、A/Dコンバータに読み込まれる。上述同様、MCUにおいて、A/Dコンバータで読み込んだ入力電圧値から逆変換するテーブルにより元の電流値が算出される。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
このようにして、入力電流に依存して必要なゲインとオフセット電圧をダイナミックに切り替えることを可能とし、要求電流精度を確保することが可能となる。なお、測定対象として電流について説明したが、電圧においても同様である。
以上のようにこの発明は、異なる検出精度とゲインを持つ差動増幅器を使って、出力インタフェースとなるA/Dコンバータの保有ビット数と入力電圧規格から、要求精度切り替え閾値を算出し、A/Dコンバータの入力レンジが個々の増幅器の出力電圧に合致するように、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、各々の増幅器のゲインを設定する。設定した切り替えポイントを閾値とした閾値制御回路によって、有効としたい増幅器の出力を切り替え、双方の増幅器のゲインの相違から生じる差異を緩衝するため、オフセット制御回路を使用し、オフセット制御回路で付与されたオフセット電圧値を加算回路により測定結果に加算させる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
このようにすることで、測定レンジが広く、且つ高精度が求められる場合でも、電流または電圧の測定値から自動で測定精度をダイナミックに制御することが可能となる。
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
この発明は、自動車に搭載されるパワートレイン用電子部品として適用される。
A1、A2:差動増幅器、 R1:入力抵抗、 R2、R3:フィードバック抵抗、
M1:PMOSスイッチ、 M2:NMOSスイッチ、 A3:閾値制御回路、
OF:オフセット制御回路、 KA:加算回路、 V3:出力電圧端子。
M1:PMOSスイッチ、 M2:NMOSスイッチ、 A3:閾値制御回路、
OF:オフセット制御回路、 KA:加算回路、 V3:出力電圧端子。
Claims (3)
- 測定対象電流または電圧に対して、異なるゲインを持つ複数の差動増幅器と、前記差動増幅器の出力と閾値電圧を比較する閾値制御回路と、前記閾値制御回路の出力に基づいて前記複数の差動増幅器のうち1つの差動増幅器の出力を選択するスイッチと、前記差動増幅器の一方の出力にオフセット電圧を加えるためのオフセット制御回路と加算回路を備えたことを特徴とするゲイン制御増幅装置。
- 前記複数の差動増幅器は、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、前記閾値制御回路は前記低精度増幅器の出力電圧と閾値電圧を比較し、前記出力電圧が前記閾値電圧よりも小さい場合は、前記スイッチは前記高精度増幅器の出力を選択するようにした請求項1に記載のゲイン制御増幅装置。
- 前記複数の差動増幅器は、高精度増幅器と低精度増幅器を割り当て、前記閾値制御回路は前記低精度増幅器の出力電圧と閾値電圧を比較し、前記出力電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合は、前記スイッチは前記低精度増幅器の出力を選択し、前記オフセット制御回路と加算回路は前記低精度増幅器の出力にオフセット電圧を加えるようにした請求項1または請求項2に記載のゲイン制御増幅装置。
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