JP3981970B2

JP3981970B2 - Position control device

Info

Publication number: JP3981970B2
Application number: JP2002037663A
Authority: JP
Inventors: 文農張
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2002-02-15
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2022-02-15
Also published as: JP2003241839A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置指令に基づき位置制御を行うための位置制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、通常の位置制御系は位置メインループ（以下では位置ループと称す）と速度マイナーループ（以下では速度ループと称す）で構成されている。このような制御系では、十分な制御特性を得るため、制御ゲインを大きく上げる必要がある。
しかし、速度ループには遅れ要素やアンプの非線形性などが存在するため速度制御器のゲインが十分に上げられない。また、位置ループでは速度ループの遅れの影響で位置ループの遮断周波数が速度ループの遮断周波数の１／４〜１／２位までしか位置制御器のゲインＫｐを上げられない。
従来例として図５に示す特開平０５−２８５７８６では、速度ループの位相遅れを補償するため、通常の位置制御系に直列位相進み補償器を取り入れている。
図５において、２は位置制御器、１３は直列位相進み補償器、３は速度ループ、４は速度制御器、５は制御対象、６は積分要素である。このような制御系では、速度ループ３の位相遅れが直列位相進み補償器１３により補償されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、前記従来技術では、直列位相進み補償器１３の高周波数領域でのゲインが大きいので、高周波数の振動を起こしやすく、結局位置制御ゲインＫｐを上げられなくて、制御性能を向上することができないという課題があった。
そこで、本発明は、高周波数の振動を起こすことなく速度ループの位相遅れを補償し、位置制御器のゲインを十分に高くでき、十分な応答特性と外乱抑圧特性が得られる位置制御装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明は図１に示すように、速度指令に基づき速度制御を行うとともに位置指令に基づき位置制御を行う位置制御装置において、速度ループ３と同等の伝達関数特性を有する伝達関数モデル１０に速度指令Ｖｒを入力し、伝達関数モデル１０から速度推定信号Ｖｏを出力し、速度指令Ｖｒから速度推定信号Ｖｏを差し引いた速度偏差推定信号Ｖｅを積分器９に入力し、積分器９から位置補償信号Ｙｈを出力するフィードバック位相進み補償部７を備え、位置検出器１２からの位置信号Ｙに位置補償信号Ｙｈを加えて位置フィードバック信号Ｙｆとすることを特徴とするものである。
【０００５】
【発明の実施形態】
本発明の実施形態を図にもとづいて説明する。
図１は本発明の制御系の構成原理を示すブロック線図である。
図１において、１は第１の減算器、２は位置制御器、３は速度ループ、４は速度制御器、５は制御対象、６は積分器、７はフィードバック位相進み補償部、８は加算器、９は積分器、１０は速度ループ３と同等の伝達関数特性を有する伝達関数モデル、１１は第２の減算器、１２は位置検出器、Ｖｒは速度指令、Ｖは制御対象の速度を示す速度信号(速度検出器の出力)、Ｙは制御対象の位置を示す位置信号（位置検出器１２の出力）、Ｙｆは位置フィードバック信号、Ｙｒは位置指令、Ｙｈは位置補償信号、Ｖｅは速度偏差推定信号、Ｖｏは速度推定信号である。
図１に示すように、本発明の制御系は、図５に示した従来の制御系において、直列位相進み補償器１３をなくし、代わりに速度指令Ｖｒを入力とし、位置補償信号Ｙｈを出力するフィードバック位相進み補償部７を組み込んだものである。
以下、制御系の安定性、入出力特性および外乱抑圧特性について説明する。
【０００６】
図１において、速度ループ３の入出力伝達関数をＧｖ（ｓ）とし、フィードバック位相進み補償部７の伝達関数Ｆｂ（ｓ）を求めると、
Ｆｂ（ｓ）＝Ｙｈ（ｓ）／Ｖｒ（ｓ）＝[１−Ｇｖ（ｓ）]／ｓ …式１
となる。
制御対象５に含まれる外乱を速度指令側に換算し、これを等価外乱ｄとし、図１を等価的に図２のように書き直すことができる。
まず、安定性について説明する。
図２において、速度指令Ｖｒから位置信号Ｙまで、および、速度指令Ｖｒから位置フィードバック信号Ｙｆまでの伝達関数を求めると、
Ｙ（ｓ）／Ｖｒ（ｓ）＝Ｇｖ（ｓ）／ｓ …式２
および
Ｙｆ（ｓ）／Ｖｒ（ｓ）＝１／ｓ …式３
となる。
入出力特性を考察するための図２の等価ブロック線図を図３（等価外乱ｄを０とする）のように置き換える。図３により、位置指令Ｙｒから位置信号Ｙまでの伝達関数Ｇｒ（ｓ）は

となる。
【０００７】
また、図２において、位置信号Ｙから速度指令Ｖｒまでの伝達関数を求めると、Ｖｒ（ｓ）／Ｙ（ｓ）＝−Ｋｐ・ｓ／[ｓ＋Ｋｐ・[１−Ｇｖ（ｓ）]] …式５
となる。
外乱抑圧特性を説明するため、図２の等価ブロック線図を図４（位置指令Ｙｒを０とする）のように置き換える。
図４により、等価外乱ｄから位置信号までの伝達関数Ｇｄ（ｓ）は、

となる。
一般に、速度ループは安定かつ定常偏差がないように構成される。この場合では、速度ループの入出力伝達関数Ｇｖ（ｓ）は、
Ｇｖ（ｓ）＝（ｂ_nｓⁿ＋ｂ_n-1ｓ^n-1＋…＋ｂ₁ｓ＋ａ₀）／（ａ_mｓ^m＋ａ_m-1ｓ^m-1＋…＋ａ₁ｓ＋ａ₀） …式７
となる。ただし、
Ｄｖ（ｓ）＝ａ_mｓ^m＋ａ_m-1ｓ^m-1＋…＋ａ₁ｓ＋ａ₀ …式８
はHurwitz安定多項式である。式１より、フィードバック位相進み補償部は、

となる。上式より、Ｆｂ（ｓ）は分母がHurwitz安定多項式であるため安定である。
それで、Ｋｐを正数とすれば、式４および式６より、Ｇｒ（ｓ）およびＧｄ（ｓ）には不安定な極が存在せず安定である。すなわち、Ｋｐをいくら大きく上げても、制御系は安定である。
【０００８】
次に入出力特性について説明する。
速度ループの入出力伝達関数Ｇｖ（ｓ）の遮断周波数をωｖとし、Ｋｐを
Ｋｐ≫ωｖ …式１０
とすれば、式４より、ω＜ωｖの低周波数領域では、
Ｇｒ（ｊω）≒Ｇｖ（ｊω）（ω＜ωｖ） …式１１
が成り立つ。
すなわち、位置ループの周波数特性を速度ループの周波数特性に近づけることができる。
【０００９】
次に外乱抑圧特性について説明する。
一般に、外乱抑圧特性を考察することは低周波数領域で行う。
ω≪Ｋｐ，かつ、ω≪ωｖの低周波数領域においては、
式７より、Ｇｖ（ｊω）≒１ …式１２
となり、
式９より、Ｆｂ（ｊω）≒（ａ₁−ｂ₁）／ａ₀ …式１３
となり、
また、式６より、外乱抑圧特性は、

となる。
従って、Ｋｐを上げることによって、外乱の悪影響が小さくなる。
特に、制御対象が剛体系で、速度制御器がＰＩ制御である場合では、ａ₁＝ｂ₁となるので、
Ｙ（ｊω）／ｄ（ｊω）≒１／Ｋｐ …式１５
となり、Ｋｐを大きく上げると、低周波外乱の悪影響をほぼ抑えることができる。
【００１０】
【発明の効果】
この発明に係る位置制御装置は、速度指令を入力として位置補償信号を出力するフィードバック位相進み補償部を備えるため、位置制御器のゲインＫｐを大きくしても振動を生じることなく制御系を安定に保つことができ、位置ループの周波数特性を速度ループの周波数特性と同等レベルまで高めることができ、また、目標指令に対する追従特性と低周波の外乱抑圧特性とを大きく向上させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御系の構成原理を示すブロック線図
【図２】外乱を考慮した図１の等価ブロック線図
【図３】入出力特性を示すために用いた図２の等価ブロック線図
【図４】外乱抑圧特性を示すために用いた図２の等価ブロック線図
【図５】従来技術の制御系の構成を示すブロック線図
【符号の説明】
１、１１減算器
２位置制御器
３速度ループ
４速度制御器
５制御対象
６、９積分器
７フィードバック位相進み補償部
８加算器
１０速度ループ３の伝達関数モデル
１２位置検出器
１３直列位相進み補償器
１４図２における位置信号Ｙから速度指令Ｖｒまでの伝達関数
Ｖｒ速度指令
Ｖ制御対象５の速度を示す速度信号(速度検出器の出力)
Ｙ制御対象５の位置を示す位置信号（位置検出器１２の出力）
Ｙｆ位置フィードバック信号
Ｙｒ位置指令
Ｙｈ位置補償信号
Ｖｅ速度偏差推定信号
Ｖｏ速度推定信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position control device for performing position control based on a position command.
[0002]
[Prior art]
As is well known, a normal position control system is composed of a position main loop (hereinafter referred to as a position loop) and a speed minor loop (hereinafter referred to as a speed loop). In such a control system, it is necessary to greatly increase the control gain in order to obtain sufficient control characteristics.
However, since the speed loop includes delay elements and amplifier nonlinearity, the gain of the speed controller cannot be increased sufficiently. Further, in the position loop, the gain Kp of the position controller can be increased only to about ¼ to ½ of the cut-off frequency of the speed loop due to the delay of the speed loop.
In Japanese Patent Laid-Open No. 05-285786 shown in FIG. 5 as a conventional example, a serial phase lead compensator is incorporated in a normal position control system in order to compensate for the phase delay of the speed loop.
In FIG. 5, 2 is a position controller, 13 is a serial phase lead compensator, 3 is a speed loop, 4 is a speed controller, 5 is a control object, and 6 is an integral element. In such a control system, the phase delay of the speed loop 3 is compensated by the series phase advance compensator 13.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the prior art, since the gain in the high frequency region of the series phase advance compensator 13 is large, the high frequency vibration is likely to occur, and the position control gain Kp cannot be increased after all, thereby improving the control performance. There was a problem that it was not possible.
Therefore, the present invention provides a position control device that compensates for the phase delay of the speed loop without causing high-frequency vibration, can sufficiently increase the gain of the position controller, and can obtain sufficient response characteristics and disturbance suppression characteristics. The purpose is to do.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, as shown in FIG. 1, the present invention provides a transfer function characteristic equivalent to that of the speed loop 3 in a position control device that performs speed control based on a speed command and performs position control based on a position command. The speed command Vr is input to the transfer function model 10 having, the speed estimation signal Vo is output from the transfer function model 10, and the speed deviation estimation signal Ve obtained by subtracting the speed estimation signal Vo from the speed command Vr is input to the integrator 9. A feedback phase lead compensation unit 7 for outputting a position compensation signal Yh from the integrator 9 and adding the position compensation signal Yh to the position signal Y from the position detector 12 to obtain a position feedback signal Yf. It is.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration principle of the control system of the present invention.
In FIG. 1, 1 is a first subtractor, 2 is a position controller, 3 is a speed loop, 4 is a speed controller, 5 is an object to be controlled, 6 is an integrator, 7 is a feedback phase advance compensator, and 8 is an adder. , 9 is an integrator, 10 is a transfer function model having transfer function characteristics equivalent to those of the speed loop 3, 11 is a second subtractor, 12 is a position detector, Vr is a speed command, and V is a speed to be controlled. Speed signal (output of the speed detector), Y is a position signal (output of the position detector 12) indicating the position of the object to be controlled, Yf is a position feedback signal, Yr is a position command, Yh is a position compensation signal, and Ve is speed. Deviation estimation signal Vo is a speed estimation signal.
As shown in FIG. 1, the control system of the present invention eliminates the serial phase lead compensator 13 in the conventional control system shown in FIG. 5, and instead receives the speed command Vr and outputs the position compensation signal Yh. The feedback phase lead compensation unit 7 is incorporated.
The control system stability, input / output characteristics, and disturbance suppression characteristics will be described below.
[0006]
In FIG. 1, when the input / output transfer function of the speed loop 3 is Gv (s) and the transfer function Fb (s) of the feedback phase lead compensation unit 7 is obtained,
Fb (s) = Yh (s) / Vr (s) = [1-Gv (s)] / s Equation 1
It becomes.
The disturbance included in the controlled object 5 is converted to the speed command side, and this is set as the equivalent disturbance d, and FIG. 1 can be equivalently rewritten as shown in FIG.
First, stability will be described.
In FIG. 2, when the transfer functions from the speed command Vr to the position signal Y and from the speed command Vr to the position feedback signal Yf are obtained,
Y (s) / Vr (s) = Gv (s) / s Equation 2
And Yf (s) / Vr (s) = 1 / s Equation 3
It becomes.
The equivalent block diagram of FIG. 2 for considering the input / output characteristics is replaced with FIG. 3 (equivalent disturbance d is set to 0). According to FIG. 3, the transfer function Gr (s) from the position command Yr to the position signal Y is

It becomes.
[0007]
Further, in FIG. 2, when a transfer function from the position signal Y to the speed command Vr is obtained, Vr (s) / Y (s) = − Kp · s / [s + Kp · [1−Gv (s)]] 5
It becomes.
In order to explain the disturbance suppression characteristics, the equivalent block diagram in FIG. 2 is replaced with that in FIG. 4 (position command Yr is set to 0).
According to FIG. 4, the transfer function Gd (s) from the equivalent disturbance d to the position signal is

It becomes.
In general, the velocity loop is configured to be stable and free of steady state deviation. In this case, the input / output transfer function Gv (s) of the speed loop is
_{Gv (s) = (b n} s n + b n-1 s n-1 + ... + b 1 s + a 0) / (a m s m + a m-1 s m-1 + ... + a 1 s + a 0) ... Equation 7
It becomes. However,
_{Dv (s) = a m s} m + a m-1 s m-1 + ... + a 1 s + a 0 ... Equation 8
Is a Hurwitz stable polynomial. From Equation 1, the feedback phase lead compensation unit is

It becomes. From the above equation, Fb (s) is stable because the denominator is a Hurwitz stable polynomial.
Therefore, if Kp is a positive number, from Equations 4 and 6, Gr (s) and Gd (s) are stable without unstable poles. That is, the control system is stable no matter how much Kp is increased.
[0008]
Next, input / output characteristics will be described.
The cutoff frequency of the input / output transfer function Gv (s) of the speed loop is ωv, and Kp is Kp >> ωv (Equation 10)
Then, from Equation 4, in the low frequency region where ω <ωv,
Gr (jω) ≈Gv (jω) (ω <ωv) Equation 11
Holds.
That is, the frequency characteristic of the position loop can be brought close to the frequency characteristic of the velocity loop.
[0009]
Next, the disturbance suppression characteristic will be described.
In general, the disturbance suppression characteristics are considered in the low frequency region.
In the low frequency region of ω << Kp and ω << ωv,
From Equation 7, Gv (jω) ≈1 Equation 12
And
From Equation 9, Fb (jω) ≈ (a ₁ −b ₁ ) / a ₀ ... Equation 13
And
From Equation 6, the disturbance suppression characteristic is

It becomes.
Therefore, by increasing Kp, the adverse effects of disturbance are reduced.
In particular, when the control target is a rigid system and the speed controller is PI control, a ₁ = b ₁ .
Y (jω) / d (jω) ≈1 / Kp Equation 15
Thus, if Kp is greatly increased, the adverse effects of low frequency disturbance can be substantially suppressed.
[0010]
【The invention's effect】
Since the position control device according to the present invention includes the feedback phase lead compensation unit that outputs the position compensation signal with the speed command as an input, even if the gain Kp of the position controller is increased, the control system can be stabilized without causing vibration. The frequency characteristics of the position loop can be increased to the same level as the frequency characteristics of the speed loop, and the tracking characteristics with respect to the target command and the low frequency disturbance suppression characteristics can be greatly improved. is there.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration principle of a control system of the present invention. FIG. 2 is an equivalent block diagram of FIG. 1 considering disturbance. FIG. 3 is an equivalent block of FIG. 2 used to show input / output characteristics. Diagram [FIG. 4] Equivalent block diagram of FIG. 2 used to show disturbance suppression characteristics [FIG. 5] Block diagram showing the configuration of the control system of the prior art [Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,11 Subtractor 2 Position controller 3 Speed loop 4 Speed controller 5 Control object 6, 9 Integrator 7 Feedback phase advance compensation part 8 Adder 10 Transfer function model 12 of speed loop 3 Position detector 13 Serial phase advance compensation 14 Transfer function Vr from position signal Y to speed command Vr in FIG. 2 Speed command V Speed signal indicating speed of control object 5 (output of speed detector)
Y Position signal indicating the position of the controlled object 5 (output of the position detector 12)
Yf Position feedback signal Yr Position command Yh Position compensation signal Ve Speed deviation estimation signal Vo Speed estimation signal

Claims

A first subtractor for subtracting the position feedback signal from the position command, the position controller to output a speed command as a first input the output of the subtractor, the speed control the speed of the speed command and the control object as input In a position control device comprising a speed controller for performing
A transfer function model device having a transfer function characteristic equivalent to the transfer function from the speed command to the speed of the controlled object, and receiving the speed command;
A second subtractor that before Symbol speed command reducing the output of the transfer function model device,
An integrator for integrating the output of the second subtractor;
A position control device comprising: an adder that adds the output of the integrator and a position signal indicating the position of the control target and outputs the position feedback signal .