JP6711170B2 - Motor controller - Google Patents

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Description

本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.

一般的に、モータをベクトル制御で駆動制御するモータ制御装置は、モータの速度指令値(目標速度)に応じたd軸電流指令値及びq軸電流指令値を生成し、そのd軸電流指令値及びq軸電流指令値をd軸電圧指令値及びq軸電圧指令値へ変換する。さらにそのd軸電圧指令値及びq軸電圧指令値を3相電圧へ変換し、その3相電圧に応じた出力によりモータを駆動する。ここで、モータの速度(回転速度)と回転数は等価である。 Generally, a motor control device that drives and controls a motor by vector control generates a d-axis current command value and a q-axis current command value according to a motor speed command value (target speed), and then outputs the d-axis current command value. And the q-axis current command value is converted into a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value. Further, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are converted into a three-phase voltage, and the motor is driven by the output according to the three-phase voltage. Here, the speed (rotation speed) of the motor and the rotation speed are equivalent.

さらに、モータ制御装置は、モータが速度指令値に達するための制御として、モータの3相電流(モータに流れる電流)を検出し、その3相電流を2相の回転座標系のd軸電流とq軸電流へ変換し、そのd軸電流、q軸電流をもとにモータの実速度を算出し、その実速度と速度指令値の差が0になるようにしフィードバック制御を行う。 Further, the motor control device detects a three-phase current of the motor (current flowing in the motor) as control for the motor to reach the speed command value, and the three-phase current is used as the d-axis current of the two-phase rotating coordinate system. It is converted into a q-axis current, the actual speed of the motor is calculated based on the d-axis current and the q-axis current, and feedback control is performed so that the difference between the actual speed and the speed command value becomes zero.

また、モータ制御装置は、モータが速度指令値に達するための制御として、上記のd軸電流及びq軸電流と、実速度と速度指令値の差分に基づいて求めたd軸電流指令値及びq軸電流指令値それぞれの差が0になるようにフィードバック制御を行う。 Further, the motor control device controls the d-axis current and the q-axis current, and the d-axis current command value and the q-axis current obtained based on the difference between the actual speed and the speed command value, as control for the motor to reach the speed command value. Feedback control is performed so that the difference between the respective axis current command values becomes zero.

このように、モータをベクトル制御にて駆動するモータ制御装置は、二系統のフィードバックループを持ち、モータの駆動精度が3相電流の検出精度に依存することから、3相電流を精度よく検出することが求められる。 As described above, the motor control device that drives the motor by the vector control has the two-system feedback loop, and the drive accuracy of the motor depends on the detection accuracy of the three-phase current, so that the three-phase current is accurately detected. Is required.

モータ制御装置は、検出した3相電流から、モータ制御に必要な信号を生成するために、3相電流をアナログ値からデジタル値へ変換するA/D(Analog/Digital)変換を行う。このA/D変換の高精度及び高応答性を実現するために、ΔΣ変調型A/D変換器を備えたモータ制御装置が提案されている(例えば特許文献1参照)。 The motor control device performs A/D (Analog/Digital) conversion for converting the three-phase current from an analog value to a digital value in order to generate a signal necessary for motor control from the detected three-phase current. In order to realize the high precision and high responsiveness of this A/D conversion, a motor control device provided with a ΔΣ modulation type A/D converter has been proposed (for example, refer to Patent Document 1).

特開2013−198229号公報JP, 2013-198229, A

ここで、上述の特許文献1では、3相電流を高精度で検出し、A/D変換したとしても、d軸電流及びq軸電流への変換や、d軸電圧及びq軸電圧から3相電圧への変換などの際の変換精度まで補償することはできない。これらの変換に対して、変換精度を補償するような制御を追加することも考えられるが、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下などの問題がある。 Here, in the above-mentioned Patent Document 1, even if three-phase current is detected with high accuracy and A/D conversion is performed, conversion to d-axis current and q-axis current, or three-phase from d-axis voltage and q-axis voltage. It is not possible to compensate for the conversion accuracy when converting to voltage. It is possible to add a control for compensating the conversion accuracy to these conversions, but there are problems such as an increase in the amount of calculation related to the conversion process and a decrease in responsiveness due to the increase in the amount of calculation. ..

本願の実施形態の一例は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、モータ制御で行われる電流や電圧の変換に起因する誤差をより小さくできるモータ制御装置を提供することを目的とする。 An example of the embodiment of the present application has been made in view of the above, and an object thereof is to provide, for example, a motor control device capable of further reducing an error caused by current or voltage conversion performed in motor control.

本願の開示の技術の一例は、例えば、モータ制御装置は、第1のΔΣ部、第2のΔΣ部、駆動部、検出部を有する。第1のΔΣ部は、モータの速度指令値に対してΔΣ演算を行い出力する。第2のΔΣ部は、第1のΔΣ部の出力に対してΔΣ演算を行い出力する。駆動部は、第2のΔΣ部出力を量子化して得た電圧をモータに印可して駆動する。検出部は、モータの電流を検出する。そして、第1のΔΣ部は、モータの回転数指令値から検出部により検出されたモータの電流から推定されるモータの実速度を減算して積分し第2のΔΣ部へ出力する。第2のΔΣ部は、第1のΔΣ部出力から検出部により検出されたモータの電流に基づいて求めたd軸電流及びq軸電流を減算して積分し駆動部へ出力する。 In an example of the technology disclosed in the present application, for example, a motor control device includes a first ΔΣ unit, a second ΔΣ unit, a drive unit, and a detection unit. The first ΔΣ unit performs a ΔΣ calculation on the motor speed command value and outputs it. The second ΔΣ unit performs a ΔΣ operation on the output of the first ΔΣ unit and outputs it. The drive unit applies a voltage obtained by quantizing the output of the second ΔΣ unit to the motor to drive it. The detector detects the motor current. Then, the first ΔΣ unit subtracts the actual speed of the motor estimated from the motor current detected by the detection unit from the motor rotation speed command value, and integrates and outputs the integrated value to the second ΔΣ unit. The second ΔΣ unit subtracts the d-axis current and the q-axis current obtained based on the motor current detected by the detection unit from the output of the first ΔΣ unit, integrates them, and outputs the integrated result to the drive unit.

本願の開示の技術の一例によれば、例えば、モータ制御で行われる電流や電圧の変換に起因する誤差をより小さくできる。また、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下などをまねくことがない。 According to an example of the technology disclosed in the present application, for example, an error caused by conversion of current or voltage performed in motor control can be further reduced. In addition, an increase in the amount of calculation related to the conversion process and a decrease in responsiveness due to the increase in the amount of calculation will not occur.

図1は、従来のベクトル制御を行うモータ制御装置の基本的な構成例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration example of a conventional motor control device that performs vector control. 図2は、従来のモータ制御装置において量子化器へ置き換えることができる要素を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing elements that can be replaced with a quantizer in a conventional motor control device. 図3は、従来のモータ制御装置における位置推定器の置き換えを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing replacement of the position estimator in the conventional motor control device. 図4は、従来のモータ制御装置において要素の置き換えを行った構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration in which elements are replaced in the conventional motor control device. 図5は、2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルを示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration model of a second-order ΔΣ modulation type A/D converter. 図6は、実施形態1に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a secondary ΔΣ modulation type motor control device according to the first embodiment. 図7は、モータを周波数変換器とみた場合の2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルを示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration model of a secondary ΔΣ modulation type A/D converter when the motor is regarded as a frequency converter. 図8は、負荷トルク変動による誤差へ対応した2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルを示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a configuration model of a second-order ΔΣ modulation type A/D converter that copes with an error due to load torque fluctuation. 図9Aは、実施形態2に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。FIG. 9A is a diagram showing a configuration of a secondary ΔΣ modulation type motor control device according to the second embodiment. 図9Bは、実施形態2に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置の電流補正器の構成を示す図である。FIG. 9B is a diagram showing the configuration of the current corrector of the second-order ΔΣ modulation type motor control device according to the second embodiment.

以下に添付図面を参照して本願に係るモータ制御装置の実施形態について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置又は低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、位置センサレスベクトル制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。 Embodiments of a motor control device according to the present application will be described below with reference to the accompanying drawings. The following embodiments relate to a motor control device such as an air conditioner or a cryogenic storage device that performs torque control of a motor that drives a compressor having periodic load torque fluctuations by position sensorless vector control. However, the disclosed technique is widely applicable to motor control devices that perform position sensorless vector control.

なお、以下に示す実施形態は、一例を示すに過ぎず、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、以下に示す実施形態及びその変形例において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。 The embodiments described below are merely examples and do not limit the disclosed technology. Further, the embodiments and the modifications thereof described below can be appropriately combined within a range that does not contradict. In addition, in the embodiments and modifications thereof described below, configurations and processes according to the disclosed technology are mainly shown, and description of the other configurations and processes is simplified or omitted. Further, in the embodiments and the modifications thereof described below, the same configurations and processes are denoted by the same reference numerals, and the description of the configurations and processes already described is omitted.

[実施形態1]
先ず、実施形態1の背景及び概略について説明する。図1は、従来のベクトル制御を行うモータ制御装置の基本的な構成例を示す図である。モータ制御装置100Xは、減算器11、速度制御器12、励磁電流制御器13、減算器14、減算器15、d軸電流制御器16、q軸電流制御器17、非干渉化制御器18、減算器19、加算器20、dq/3φ変換器21、PWM(Pulse Width Modulation)生成器22、IPM(Intelligent Power Module)23、1シャント電流検出器を構成する抵抗R、3φ電流算出器24、3φ/dq変換器25、軸誤差演算処理部26、PLL制御器29、位置推定器30、1/Pn処理器31を有する。
[Embodiment 1]
First, the background and outline of the first embodiment will be described. FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration example of a conventional motor control device that performs vector control. The motor controller 100X includes a subtractor 11, a speed controller 12, an exciting current controller 13, a subtractor 14, a subtractor 15, a d-axis current controller 16, a q-axis current controller 17, a decoupling controller 18, A subtractor 19, an adder 20, a dq/3φ converter 21, a PWM (Pulse Width Modulation) generator 22, an IPM (Intelligent Power Module) 23, a resistor R constituting a shunt current detector, a 3φ current calculator 24, It has a 3φ/dq converter 25, an axis error calculation processing unit 26, a PLL controller 29, a position estimator 30, and a 1/Pn processor 31.

減算器11は、モータ制御装置100Xへ入力された速度指令値(目標速度、ここでは機械角目標速度)ωmから、1/Pn処理器31により出力された推定された現在の角速度である実速度(機械角実速度)ωmを減算した速度偏差(機械角速度偏差)Δωを速度制御器12へ出力する。 The subtractor 11 is the estimated current angular velocity output from the 1/Pn processor 31 from the velocity command value (target velocity, here, the mechanical angular target velocity) ωm * input to the motor control device 100X. The speed deviation (mechanical angular speed deviation) Δω obtained by subtracting the speed (actual mechanical angular speed) ωm is output to the speed controller 12.

速度制御器12は、減算器11から出力された速度偏差Δωが小さくなるようなq軸電流指令値Iqを生成し、励磁電流制御器13及び減算器15へ出力する。励磁電流制御器13は、速度制御器12から出力されたq軸電流指令値Iqからd軸電流指令値Idを生成し、減算器14へ出力する。ここで、速度制御器12と励磁電流制御器13を合わせ電流指令値生成部とも呼ぶ。また、d軸とq軸は2相の回転座標系の座標軸を表し、Id、Iq及び後述するVd、Vqはこの座標軸上の電流及び電圧である。 The speed controller 12 generates a q-axis current command value Iq * that reduces the speed deviation Δω output from the subtractor 11, and outputs the q-axis current command value Iq * to the exciting current controller 13 and the subtractor 15. The excitation current controller 13 generates a d-axis current command value Id * from the q-axis current command value Iq * output from the speed controller 12, and outputs it to the subtractor 14. Here, the speed controller 12 and the exciting current controller 13 are also referred to as a current command value generation unit. Further, the d-axis and the q-axis represent coordinate axes of a two-phase rotating coordinate system, and Id, Iq and Vd, Vq described later are current and voltage on this coordinate axis.

減算器14は、励磁電流制御器13から出力されたd軸電流指令値Idから、3φ/dq変換器25により出力されたd軸電流Idを減算してd軸電流偏差ΔIdを生成しd軸電流制御器16へ出力する。減算器15は、速度制御器12から出力されたq軸電流指令値Iqから、3φ/dq変換器25から出力されたq軸電流Iqを減算してq軸電流偏差ΔIqを生成しq軸電流制御器17へ出力する。 The subtractor 14 subtracts the d-axis current Id output by the 3φ/dq converter 25 from the d-axis current command value Id * output from the excitation current controller 13 to generate a d-axis current deviation ΔId. Output to the axis current controller 16. The subtractor 15 subtracts the q-axis current Iq output from the 3φ/dq converter 25 from the q-axis current command value Iq * output from the speed controller 12 to generate a q-axis current deviation ΔIq to generate the q-axis. Output to the current controller 17.

d軸電流制御器16は、減算器14から出力されたd軸電流偏差ΔIdからd軸電圧指令値Vd**を生成する。q軸電流制御器17は、減算器15から出力されたq軸電流偏差ΔIqからq軸電圧指令値Vq**を生成する。 The d-axis current controller 16 generates a d-axis voltage command value Vd ** from the d-axis current deviation ΔId output from the subtractor 14. The q-axis current controller 17 generates a q-axis voltage command value Vq ** from the q-axis current deviation ΔIq output from the subtractor 15.

非干渉化制御器18は、d軸とq軸の干渉をキャンセルしそれぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。具体的には、3φ/dq変換器25から出力されたd軸電流IdとPLL制御器29から出力された電気角推定速度ωeから、d軸電圧指令値Vd**を非干渉化するためのd軸非干渉化補正値Vdaを生成し、減算器19へ出力する。また、非干渉化制御器18は、3φ/dq変換器25から出力されたq軸電流IqとPLL制御器29から出力された電気角推定速度ωeから、q軸電圧指令値Vq**を非干渉化するためのq軸非干渉化補正値Vqaを生成し、加算器20へ出力する。 The decoupling controller 18 cancels the interference of the d-axis and the q-axis and generates a decoupling correction value for controlling each independently. Specifically, for decoupling the d-axis voltage command value Vd ** from the d-axis current Id output from the 3φ/dq converter 25 and the estimated electrical angle ωe output from the PLL controller 29. The d-axis decoupling correction value Vda is generated and output to the subtractor 19. The decoupling controller 18 determines the q-axis voltage command value Vq ** from the q-axis current Iq output from the 3φ/dq converter 25 and the estimated electrical angle ωe output from the PLL controller 29. A q-axis decoupling correction value Vqa for interfering is generated and output to the adder 20.

減算器19は、d軸電流制御器16から出力されたd軸電圧指令値Vd**から、非干渉化制御器18から出力されたd軸非干渉化補正値Vdaを減算してd軸電圧指令値Vd**を非干渉化したd軸電圧指令値Vdを生成し、dq/3φ変換器21へ出力する。加算器20は、q軸電流制御器17から出力されたq軸電圧指令値Vq**へ、非干渉化制御器18から出力されたq軸非干渉化補正値Vqaを加算してq軸電圧指令値Vq**を非干渉化したq軸電圧指令値Vqを生成し、dq/3φ変換器21へ出力する。 The subtractor 19 subtracts the d-axis decoupling correction value Vda output from the decoupling controller 18 from the d-axis voltage command value Vd ** output from the d-axis current controller 16 to obtain the d-axis voltage. The d-axis voltage command value Vd * is generated by decoupling the command value Vd ** and output to the dq/3φ converter 21. The adder 20 adds the q-axis decoupling correction value Vqa output from the decoupling controller 18 to the q-axis voltage command value Vq ** output from the q-axis current controller 17, and adds the q-axis voltage. A q-axis voltage command value Vq * is generated by decoupling the command value Vq ** and output to the dq/3φ converter 21.

dq/3φ変換器21は、位置推定器30により出力された現在のロータの位置である電気角位相(dq軸位相)θeを用いて、非干渉化された2相のd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを、3相のU相出力電圧指令値Vu、V相出力電圧指令値Vv、W相出力電圧指令値Vwへ変換する。そして、dq/3φ変換器21は、U相出力電圧指令値Vu、V相出力電圧指令値Vv、W相出力電圧指令値VwをPWM生成器22へ出力する。なお、VuとVvとVw及び後述のIuとIvとIwは3相の固定座標系の電圧及び電流である。 The dq/3φ converter 21 uses the electrical angle phase (dq axis phase) θe, which is the current rotor position output by the position estimator 30, to decoupling the two-phase d axis voltage command value Vd. The * and q-axis voltage command values Vq * are converted into U-phase output voltage command values Vu * , V-phase output voltage command values Vv * , and W-phase output voltage command values Vw * of three phases. Then, the dq/3φ converter 21 outputs the U-phase output voltage command value Vu * , the V-phase output voltage command value Vv * , and the W-phase output voltage command value Vw * to the PWM generator 22. Note that Vu * , Vv * , Vw *, and Iu, Iv, Iw, which will be described later, are voltages and currents in a three-phase fixed coordinate system.

PWM生成器22は、U相出力電圧指令値Vu、V相出力電圧指令値Vv、W相出力電圧指令値Vwと、PWMキャリア信号から、6相のPWM信号を生成し、IPM23へ出力する。 The PWM generator 22 generates a 6-phase PWM signal from the U-phase output voltage command value Vu * , the V-phase output voltage command value Vv * , the W-phase output voltage command value Vw *, and the PWM carrier signal, and sends it to the IPM 23. Output.

IPM23は、PWM生成器22から出力された6相のPWM信号をもとに、モータMのU相、V相、W相それぞれへ印可する交流電圧を、外部から供給される直流電圧Vdcから変換して生成し、それぞれの交流電圧をモータMのU相、V相、W相へ印加する。 The IPM 23 converts the AC voltage applied to each of the U phase, V phase, and W phase of the motor M from the DC voltage Vdc supplied from the outside, based on the 6-phase PWM signal output from the PWM generator 22. Then, the respective AC voltages are applied to the U phase, V phase, and W phase of the motor M.

3φ電流算出器24は、PWM生成器22から出力された6相PWMスイッチング情報と、抵抗Rによって1シャント電流検出方式で検出された母線電流から、モータMのU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを算出する。または、モータMのU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwは、2つのCT(Current Transformer)でU相電流Iu及びV相電流Ivを検出し、残りのW相電流Iwを、Iu+Iv+Iw=0の関係式より算出する2CT方式であってもよい。3φ電流算出器24は、算出したモータMのU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを、3φ/dq変換器25へ出力する。 The 3φ current calculator 24 calculates the U-phase current Iu and the V-phase current Iv of the motor M from the 6-phase PWM switching information output from the PWM generator 22 and the bus current detected by the resistor R by the 1-shunt current detection method. , W-phase current Iw is calculated. Alternatively, for the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw of the motor M, two CTs (Current Transformers) detect the U-phase current Iu and V-phase current Iv, and the remaining W-phase current Iw is The 2CT method may be used, which is calculated from the relational expression of Iu+Iv+Iw=0. The 3φ current calculator 24 outputs the calculated U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw of the motor M to the 3φ/dq converter 25.

3φ/dq変換器25は、位置推定器30から出力された電気角位相θeを用いて、3φ電流算出器24から出力された3相のU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを、2相のd軸電流Id及びq軸電流Iqへ変換する。そして、3φ/dq変換器25は、d軸電流Idを減算器14、非干渉化制御器18、軸誤差演算処理部26へ、q軸電流Iqを減算器15、非干渉化制御器18、軸誤差演算処理部26へ、それぞれ出力する。 The 3φ/dq converter 25 uses the electrical angle phase θe output from the position estimator 30 to output the three-phase U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw output from the 3φ current calculator 24. Is converted into a two-phase d-axis current Id and a q-axis current Iq. Then, the 3φ/dq converter 25 transfers the d-axis current Id to the subtractor 14, the decoupling controller 18, the axis error calculation processing unit 26, and the q-axis current Iq to the subtractor 15, the decoupling controller 18, It is output to the axis error calculation processing unit 26, respectively.

軸誤差演算処理部26は、減算器19から出力されたd軸電圧指令値Vdと加算器20から出力されたq軸電圧指令値Vq、3φ/dq変換器25から出力されたd軸電流Id及びq軸電流Iqから、軸誤差変動Δθを算出し、PLL制御器29へ出力する。ここで、軸誤差とは実際のdq軸と制御上のdq軸とのずれのことである。 The axis error calculation processing unit 26 outputs the d-axis voltage command value Vd * output from the subtractor 19 and the q-axis voltage command value Vq * output from the adder 20 and the d-axis output from the 3φ/dq converter 25. The axis error variation Δθ is calculated from the current Id and the q-axis current Iq and output to the PLL controller 29. Here, the axis error is a deviation between the actual dq axis and the control dq axis.

PLL制御器29は、軸誤差演算処理部26から出力された軸誤差変動Δθから、推定された現在のモータの回転の角速度である電気角推定速度ωeを算出し、非干渉化制御器18、位置推定器30、1/Pn処理器31へそれぞれ出力する。 The PLL controller 29 calculates an electrical angle estimated speed ωe, which is the estimated angular velocity of the current rotation of the motor, from the axis error variation Δθ output from the axis error calculation processing unit 26, and the decoupling controller 18, It outputs to the position estimator 30 and the 1/Pn processor 31, respectively.

位置推定器30は、PLL制御器29から出力された電気角推定速度ωeから、ロータ位置を推定する電気角位相(dq軸位相)θeを算出する。そして、位置推定器30は、電気角位相θeをdq/3φ変換器21及び3φ/dq変換器25へそれぞれ出力する。 The position estimator 30 calculates an electrical angle phase (dq axis phase) θe for estimating the rotor position from the electrical angle estimation speed ωe output from the PLL controller 29. Then, the position estimator 30 outputs the electrical angle phase θe to the dq/3φ converter 21 and the 3φ/dq converter 25, respectively.

1/Pn処理器31は、PLL制御器29から出力された電気角推定速度ωeをモータMの極対数Pnで除算して算出した、推定された現在の角速度である実速度(機械角実速度)ωmを、減算器11へ出力する。 The 1/Pn processing unit 31 calculates the actual angular velocity (mechanical angular velocity) that is the estimated current angular velocity calculated by dividing the estimated electrical angle velocity ωe output from the PLL controller 29 by the pole pair number Pn of the motor M. ) Ωm is output to the subtractor 11.

ここで、図1に示すモータ制御装置100Xの構成には、3つの特徴がある。第1番目の特徴は、図1に示す第1のフィードバック(FB:Feed Back)経路FB1と第2のフィードバック経路FB2の二つのフィードバック経路を有し、各フィードバック経路でそれぞれの指令値(目標値)からそれぞれの検出値(推定値)を減算していることである。なお、本発明の実施例において、第1のフィードバック経路FB1は実速度ωmのフィードバック経路、第2のフィードバック経路FB2はq軸電流Iq及びd軸電流Idのフィードバック経路である。第2番目の特徴は、dq/3φ変換器21、3φ/dq変換器25、PWM生成器22、3φ電流算出器24の各変換器を有していることである。3番目の特徴は、位置推定器30によるモータMの回転位相(電気角位相θe)は、dq/3φ変換器21へフィードフォワード(図1中のFF:Feed Forward)され、3φ/dq変換器25へフィードバック(図1中の第3のフィードバック経路FB3)されていることである。 Here, the motor control device 100X shown in FIG. 1 has three features. The first feature is that it has two feedback paths, a first feedback (FB) path FB1 and a second feedback path FB2 shown in FIG. 1, and each feedback path has its own command value (target value). ) Is subtracted from each detected value (estimated value). In the embodiment of the present invention, the first feedback path FB1 is the feedback path of the actual speed ωm, and the second feedback path FB2 is the feedback path of the q-axis current Iq and the d-axis current Id. The second feature is that each converter has a dq/3φ converter 21, a 3φ/dq converter 25, a PWM generator 22, and a 3φ current calculator 24. The third feature is that the rotation phase (electrical angle phase θe) of the motor M by the position estimator 30 is feed-forwarded (FF: Feed Forward in FIG. 1) to the dq/3φ converter 21 and the 3φ/dq converter. 25 is being fed back (third feedback path FB3 in FIG. 1).

第2番目の特徴に注目して、図2に示すように、図1におけるd軸電流制御器16及びq軸電流制御器17から3φ/dq変換器25までの経路を、量子化器Qと見なして置き換えることができる。図2は、従来のモータ制御装置において量子化器へ置き換えることができる要素を示す図である。これにより、量子化器Qの入出力は、d軸電流Id及びq軸電流Iqとなる。 Focusing on the second feature, as shown in FIG. 2, the path from the d-axis current controller 16 and the q-axis current controller 17 to the 3φ/dq converter 25 in FIG. Can be considered and replaced. FIG. 2 is a diagram showing elements that can be replaced with a quantizer in a conventional motor control device. As a result, the input/output of the quantizer Q becomes the d-axis current Id and the q-axis current Iq.

第3番目の特徴において、図3の(a)に示すように、位置推定器30からの出力が3φ/dq変換器25へフィードバックされているので、図3の(b)に示すように、位置推定器30の処理を1キャリア遅れの処理とみなして、位置推定器30を遅延器32及び遅延器33と置き換えることができる。遅延器32はd軸1次遅延器であり、遅延器33はq軸1次遅延器である。図3は、従来のモータ制御装置における位置推定器の置き換えを示す図である。 In the third feature, as shown in (a) of FIG. 3, since the output from the position estimator 30 is fed back to the 3φ/dq converter 25, as shown in (b) of FIG. The position estimator 30 can be replaced with the delay unit 32 and the delay unit 33 by regarding the process of the position estimator 30 as a process with one carrier delay. The delay device 32 is a d-axis first-order delay device, and the delay device 33 is a q-axis first-order delay device. FIG. 3 is a diagram showing replacement of the position estimator in the conventional motor control device.

よって、図1の構成に、図2及び図3の置き換えを適用すると、図4のように表すことができる。図4は、従来のモータ制御装置において要素の置き換えを行った構成を示す図である。 Therefore, when the replacement of FIGS. 2 and 3 is applied to the configuration of FIG. 1, it can be expressed as shown in FIG. FIG. 4 is a diagram showing a configuration in which elements are replaced in the conventional motor control device.

ここで、図4に示すモータ制御装置100Yの構成と、図5に示す2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルとを比較する。図4のFB1と図5のFB1、図4のFB2と図5のFB2とが対応するフィードバック経路である。また、図4の減算器11と図5の減算器S1、図4の減算器14及び減算器15と図5の減算器S2がそれぞれ対応する要素である。そして、図4及び図5の(a)は、ともに量子化器Q及び遅延器Dを有する。 Here, the configuration of the motor control device 100Y shown in FIG. 4 is compared with the configuration model of the secondary ΔΣ modulation type A/D converter shown in FIG. FB1 in FIG. 4 and FB1 in FIG. 5, and FB2 in FIG. 4 and FB2 in FIG. 5 are corresponding feedback paths. Further, the subtractor 11 in FIG. 4 and the subtractor S1 in FIG. 5, the subtractor 14 and the subtractor 15 in FIG. 4, and the subtractor S2 in FIG. 4A and FIG. 5A each include a quantizer Q and a delay device D.

以上から、図4に示すモータ制御装置100Yは、図5の(a)に示す2次ΔΣ変調型A/D変換器と類似する部分を有している。そして、上記のとおり、図4に示すモータ制御装置100Yの減算器11、減算器14、減算器15のそれぞれを図5の減算器S1、減算器S2とみなし、図5の(a)と同様に積分器I1を減算器S1と減算器S2の間へ、積分器I2を減算器S2と量子化器Qの間へ追加することで、2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成を得ることができる。 From the above, the motor control device 100Y shown in FIG. 4 has a portion similar to the second-order ΔΣ modulation type A/D converter shown in FIG. Then, as described above, the subtractor 11, the subtractor 14, and the subtractor 15 of the motor control device 100Y shown in FIG. 4 are regarded as the subtractor S1 and the subtractor S2 of FIG. 5, respectively, and are the same as those of FIG. By adding the integrator I1 between the subtractor S1 and the subtractor S2 and the integrator I2 between the subtractor S2 and the quantizer Q, the configuration of the second-order ΔΣ modulation type A/D converter is obtained. be able to.

上記のとおり、図5(a)の量子化器Qには図2の要素が含まれる。図5(b)は図5(a)の量子化器Qに含まれる図2の要素に量子化誤差Q1を加算する加算器A1を加えたものである。この量子化誤差Q1は、図2におけるd軸電流制御器16及びq軸電流制御器17から3φ/dq変換器25までの要素における電流や電圧の変換、PWM変調、IPMの駆動、1シャント電流検出等に起因する変換誤差を量子化誤差とみなしたもので、この量子化誤差Q1が加算器A1によって量子化器Qに加算される。 As described above, the quantizer Q shown in FIG. 5A includes the elements shown in FIG. FIG. 5B is a diagram in which an adder A1 for adding the quantization error Q1 is added to the elements of FIG. 2 included in the quantizer Q of FIG. 5A. This quantization error Q1 is the conversion of current and voltage in the elements from the d-axis current controller 16 and the q-axis current controller 17 to the 3φ/dq converter 25 in FIG. 2, PWM modulation, IPM driving, 1 shunt current. A conversion error caused by detection or the like is regarded as a quantization error, and this quantization error Q1 is added to the quantizer Q by the adder A1.

ここで、図5の(b)に示す2次ΔΣ変調型A/D変換器の入出力の関係を、下記(1)式に示す。下記(1)式における“X”“Y”“Z−1”“Q1”は、図5の(b)に示すものと同一である。 Here, the input/output relationship of the secondary ΔΣ modulation type A/D converter shown in FIG. 5B is shown in the following expression (1). “X”, “Y”, “Z −1 ”, and “Q1” in the following equation (1) are the same as those shown in FIG. 5B.

Figure 0006711170
Figure 0006711170

上記(1)式における量子化誤差Q1は上述のように量子化器Qによる変換誤差を表し、その量子化誤差Q1にかかる係数(1−Z−1)が減衰係数(微分項)になる。この減衰係数に含まれるZ−1は低周波領域において1と見なせる。これは、Z=exp(jωn)(ただしnは遅延のクロック数、expは指数関数、jは虚数単位)と表されるためである。この特性により、低周波領域(駆動回転数領域)において変換誤差(量子化誤差)を小さくすることができる(ノイズシェーピング特性)。 The quantization error Q1 in the above equation (1) represents the conversion error by the quantizer Q as described above, and the coefficient (1-Z- 1 ) related to the quantization error Q1 becomes the attenuation coefficient (differential term). Z −1 included in this attenuation coefficient can be regarded as 1 in the low frequency region. This is because Z=exp(jωn) (where n is the number of delay clocks, exp is an exponential function, and j is an imaginary unit). With this characteristic, the conversion error (quantization error) can be reduced in the low frequency region (driving speed region) (noise shaping characteristic).

この特性をベクトル制御に適用するため、本発明では図6に示すように、図1に示す従来のモータ制御装置の構成に、図5に示す積分器I1、I2に相当する積分器35、積分器36、積分器37をそれぞれ追加した構成とする。図6は、実施形態1に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。図6に示す実施形態1に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置100Aは、積分器35、積分器36、積分器37により量子化誤差Q1を積分することにより、変換誤差を小さくする機能を発揮する。言い換えると、積分器35、積分器36、積分器37は減算器11、減算器14、減算器15による入出力の差分を足し合わせ、現在のサンプリングデータ(現在のキャリアで処理を行ったデータ)とそれ以前のサンプリングデータ(現在より前のキャリアで処理を行ったデータ)の情報を持つことで、入力信号(速度指令値、目標速度)の再現性を高める(変換誤差を低減し高精度化する)。 In order to apply this characteristic to vector control, in the present invention, as shown in FIG. 6, the integrator 35 corresponding to the integrators I1 and I2 shown in FIG. The configuration is such that a device 36 and an integrator 37 are added. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a secondary ΔΣ modulation type motor control device according to the first embodiment. The second-order ΔΣ modulation type motor control device 100A according to the first embodiment shown in FIG. 6 has a function of reducing the conversion error by integrating the quantization error Q1 by the integrator 35, the integrator 36, and the integrator 37. Demonstrate. In other words, the integrator 35, the integrator 36, and the integrator 37 add up the difference between the input and output by the subtractor 11, the subtractor 14, and the subtractor 15 to obtain the current sampling data (data processed by the current carrier). And the sampling data before that (data processed by the carrier before the present) has the information, the reproducibility of the input signal (speed command value, target speed) is improved (the conversion error is reduced and the accuracy is improved. To).

なお、図6において、減算器11は本発明の第1の減算器、積分器35は本発明の第1の積分器であり、第1のΔΣ部は一例としてこれら第1の減算器と第1の積分器を有する。また、減算器14と減算器15は本発明の第2の減算器であり、積分器36と積分器37は本発明の第2の積分器であり、本発明の第2のΔΣ部は一例としてこれら第2の減算器と第2の積分器を有する。また、d軸電流制御器16、q軸電流制御器17、非干渉化制御器18、減算器19、加算器20、dq/3φ変換器21、PWM生成器22、IPM23は、本発明の駆動部の一例である。また、抵抗R、3φ電流算出器24、3φ/dq変換器25は、本発明の検出部の一例である。また、遅延器34は、本発明の第1の遅延部の一例である。また、遅延器32と遅延器33は、本発明の第2の遅延部の一例である。また、軸誤差演算処理部26、PLL制御器29、1/Pn処理器31は本発明の位置・速度推定部の一例である。そして、第1のΔΣ部は入力された速度指令値(目標速度)ωmと位置・速度推定部で検出したモータの実速度(機械角実速度)ωmとの差分である速度偏差(機械角速度偏差)Δωを積分して出力し、第2のΔΣ部は第1のΔΣ部の出力に基づいて電流指令値生成部である速度制御器12と励磁電流制御器13で生成された電流指令値I(d軸電流指令値Id、q軸電流指令値Iq)と検出部で検出したモータの電流I(ここでは、検出部で検出して3相の固定座標系の電流から2相の回転座標系の電流に変換したd軸電流Idとq軸電流Iq)との差分ΔI(ここでは、d軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIq)を積分して駆動部に出力する。 In FIG. 6, the subtractor 11 is the first subtractor of the present invention, the integrator 35 is the first integrator of the present invention, and the first ΔΣ unit is an example of the first subtractor and the first subtractor. It has an integrator of 1. Further, the subtractors 14 and 15 are the second subtractors of the present invention, the integrators 36 and 37 are the second integrators of the present invention, and the second ΔΣ section of the present invention is an example. As the second subtractor and the second integrator. Further, the d-axis current controller 16, the q-axis current controller 17, the decoupling controller 18, the subtractor 19, the adder 20, the dq/3φ converter 21, the PWM generator 22, and the IPM 23 are the driving units of the present invention. It is an example of a part. Further, the resistance R, the 3φ current calculator 24, and the 3φ/dq converter 25 are an example of the detection unit of the present invention. The delay device 34 is an example of the first delay unit of the present invention. The delay device 32 and the delay device 33 are examples of the second delay unit of the present invention. The axis error calculation processing unit 26, the PLL controller 29, and the 1/Pn processing unit 31 are examples of the position/speed estimating unit of the present invention. Then, the first ΔΣ section is a speed deviation (mechanical angular speed) that is a difference between the input speed command value (target speed) ωm * and the actual speed (mechanical angular speed) ωm of the motor detected by the position/speed estimation section. Deviation) Δω is integrated and output, and the second ΔΣ unit outputs the current command value generated by the speed controller 12 and the excitation current controller 13, which are current command value generators, based on the output of the first ΔΣ unit. I * (d-axis current command value Id * , q-axis current command value Iq * ) and motor current I detected by the detection unit (here, from the current of the three-phase fixed coordinate system detected by the detection unit to the two-phase current) The difference ΔI (here, the d-axis current deviation ΔId and the q-axis current deviation ΔIq) between the d-axis current Id and the q-axis current Iq converted into the current of the rotating coordinate system is integrated and output to the drive unit.

図6の入出力の関係は、下記(2)式のようになる。下記(2)式では、Q1を、図6において量子化器Qへ置き換えた要素の量子化誤差とする。下記(2)式における“ω”“ω”“Z−1”“Q1”は、図5の(b)及び図6に示すものと同一である。 The relationship between input and output in FIG. 6 is as shown in the following expression (2). In the following equation (2), Q1 is the quantization error of the element replaced by the quantizer Q in FIG. “Ω”, “ω * ”, “Z −1 ”, and “Q1” in the following equation (2) are the same as those shown in FIG. 5B and FIG. 6.

Figure 0006711170
Figure 0006711170

実施形態1によれば、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成をΔΣ変調型とすることにより、ベクトル制御の制御系内で生じる変換誤差に対して低減効果をもたらし、ベクトル制御全体での精度向上を図ることができる。例えば、実施形態1に係るモータ制御装置100Aは、図6に示す量子化器Qへ置き換えた要素の量子化誤差Q1を小さくすることができる。また、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成に、現在の値に1キャリア前の値を加算していくだけの積分処理を行う積分器を追加するだけなので、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下、処理時間の増加などをまねくことがない。 According to the first embodiment, the configuration of the motor control device that performs vector control is a ΔΣ modulation type, which brings about a reduction effect on a conversion error that occurs in the control system of vector control, and improves the accuracy of the entire vector control. Can be planned. For example, the motor control device 100A according to the first embodiment can reduce the quantization error Q1 of the element replaced with the quantizer Q shown in FIG. Further, since only an integrator that performs an integration process for adding the value of one carrier before to the current value is added to the configuration of the motor control device that performs vector control, an increase in the amount of calculation related to the conversion process, There is no decrease in responsiveness or increase in processing time due to the increase in the amount of calculation.

[実施形態2]
実施形態1では、量子化器Qへ置き換えた要素の量子化誤差Q1を小さくすることができるが、モータ制御装置が駆動するモータMの負荷トルク脈動による速度変動を小さくすることはできない。すなわち、実施形態1では、ベクトル制御を実行するモータ制御装置内のA/D変換誤差やD/A変換誤差等の変換誤差を低減するのみであり、モータの負荷トルク脈動による速度変動までは低減できない。つまり、制御系内に存在しない誤差(外的要因)には対応できない。
[Embodiment 2]
In the first embodiment, the quantization error Q1 of the element replaced with the quantizer Q can be reduced, but the speed fluctuation due to the load torque pulsation of the motor M driven by the motor control device cannot be reduced. That is, in the first embodiment, conversion errors such as A/D conversion error and D/A conversion error in the motor control device that executes vector control are only reduced, and speed fluctuation due to load torque pulsation of the motor is also reduced. Can not. That is, it is impossible to deal with an error (external factor) that does not exist in the control system.

すなわち、コンプレッサ等の周期的な負荷トルク脈動を有する負荷を駆動する場合、負荷トルク脈動によりモータの速度(回転数)が変動し、騒音や振動を引き起こし問題となる。そのため、モータ制御装置には負荷トルク脈動による速度変動を抑えることが求められる。 That is, when a load having a periodic load torque pulsation such as a compressor is driven, the speed (rotation speed) of the motor fluctuates due to the load torque pulsation, causing noise and vibration, which is a problem. Therefore, the motor control device is required to suppress the speed fluctuation due to the load torque pulsation.

そこで、実施形態2では、モータの速度(回転数)が変動することに注目してモータMを周波数変換器として捉え、本発明を適用することにより、負荷トルク脈動による速度変動を小さくする。 Therefore, in the second embodiment, attention is paid to the fact that the speed (rotation speed) of the motor fluctuates, the motor M is regarded as a frequency converter, and the present invention is applied to reduce the speed fluctuation due to load torque pulsation.

ここで、図6に示すモータ制御装置100Aの構成と、図7に示す2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルとを比較する。図7は、モータを周波数変換器とみた場合の2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルを示す図である。図7の(a)は、図5の(a)に相当し、図6のモータ制御装置100AにおいてモータMを周波数変換器FCとみなした構成モデルである。 Here, the configuration of the motor control device 100A shown in FIG. 6 will be compared with the configuration model of the second-order ΔΣ modulation type A/D converter shown in FIG. 7. FIG. 7 is a diagram showing a configuration model of a secondary ΔΣ modulation type A/D converter when the motor is regarded as a frequency converter. 7A corresponds to FIG. 5A and is a configuration model in which the motor M is regarded as the frequency converter FC in the motor control device 100A of FIG.

そして、図7の(a)に示す量子化器Qは、図6における量子化器Qに含まれる量子化誤差Q1を加算したものである。また、周波数変換器FCは、図6におけるモータMを周波数変換器FCと見なしたとき、モータMの負荷トルク脈動による速度変動を周波数変換誤差Q2(以下、速度誤差Q2ともいう)として加算するものである。これより、図7の(a)を図7の(b)のように置き換えることができる((図7(a)の周波数変換器FCを、図7(b)の加算器A2に置き換えることができる)。このとき、図7の(b)における入出力はΔΣ変調型A/D変換器の特性を得ることができる。図6において量子化器Qと置き換えた要素の総変換誤差を量子化誤差Q1とし、モータMの速度変動(速度誤差)をQ2とすると、図7の(a)における入力X及び出力Yの関係は、下記(3)式のように表される。 The quantizer Q shown in (a) of FIG. 7 is obtained by adding the quantization error Q1 included in the quantizer Q of FIG. Further, when the frequency converter FC regards the motor M in FIG. 6 as the frequency converter FC, the frequency converter FC adds the speed fluctuation due to the load torque pulsation of the motor M as a frequency conversion error Q2 (hereinafter, also referred to as speed error Q2). It is a thing. From this, (a) of FIG. 7 can be replaced as shown in (b) of FIG. 7 ((the frequency converter FC of FIG. 7(a) can be replaced with the adder A2 of FIG. 7(b). At this time, the characteristic of the ΔΣ modulation type A/D converter can be obtained at the input/output in (b) of Fig. 7. The total conversion error of the element replaced with the quantizer Q in Fig. 6 is quantized. If the error is Q1 and the speed fluctuation (speed error) of the motor M is Q2, the relationship between the input X and the output Y in (a) of FIG. 7 is expressed by the following equation (3).

Figure 0006711170
Figure 0006711170

ここで、上記(3)式では、モータMの負荷トルク脈動による速度誤差Q2には、実施形態1で説明したような減衰係数が係らないため、モータMの負荷トルク脈動による速度誤差Q2を小さくできないことがわかる。ΔΣ変調型A/D変換器の特徴として、量子化誤差Q1のように、制御系内に誤差が含まれる場合は、減衰係数が係り誤差を小さくできる。そのため、図8に示すように、制御系内に速度誤差(周波数変換誤差)Q2と同じ量を加算する加算器A3を追加する。図8は、負荷トルク変動による誤差へ対応した2次ΔΣ変調型A/D変換器の構成モデルを示す図である。図8に示す入力X及び出力Yの関係は、下記(4)式のように表される。 Here, in the above formula (3), since the speed error Q2 due to the load torque pulsation of the motor M does not have the damping coefficient as described in the first embodiment, the speed error Q2 due to the load torque pulsation of the motor M is reduced. I see that I can't. A characteristic of the ΔΣ modulation type A/D converter is that when an error is included in the control system like the quantization error Q1, the attenuation coefficient is involved and the error can be reduced. Therefore, as shown in FIG. 8, an adder A3 for adding the same amount as the speed error (frequency conversion error) Q2 is added in the control system. FIG. 8 is a diagram showing a configuration model of a second-order ΔΣ modulation type A/D converter that copes with an error due to load torque fluctuation. The relationship between the input X and the output Y shown in FIG. 8 is expressed by the following equation (4).

Figure 0006711170
Figure 0006711170

上記(4)式によれば、速度誤差(周波数変換誤差)Q2には減衰係数が係るため、速度誤差Q2を小さくすることが可能となる。 According to the above equation (4), since the speed error (frequency conversion error) Q2 is related to the damping coefficient, it is possible to reduce the speed error Q2.

図8の構成モデルを適用した実施形態2に係るモータ制御装置100Bは、図9Aに示すようになる。モータ制御装置100Bは、図1に示す従来のモータ制御装置100Xと比較して、位置推定器30に代えて位置推定器30Bを有し、減算器11と速度制御器12の間に積分器35を有し、減算器14とd軸電流制御器16の間に積分器36を有し、減算器15とq軸電流制御器17の間に積分器37を有し、3φ/dq変換器25と減算器14、15それぞれの間に電流補正器38を有する。 A motor control device 100B according to the second embodiment to which the configuration model of FIG. 8 is applied is as shown in FIG. 9A. Compared with the conventional motor control device 100X shown in FIG. 1, the motor control device 100B has a position estimator 30B instead of the position estimator 30, and has an integrator 35 between the subtractor 11 and the speed controller 12. And an integrator 36 between the subtractor 14 and the d-axis current controller 16, an integrator 37 between the subtractor 15 and the q-axis current controller 17, and a 3φ/dq converter 25. And a current corrector 38 between the subtractors 14 and 15.

位置推定器30Bは、PLL制御器29から出力された電気角推定速度ωeから、電気角位相(dq軸位相)θe及び機械角位相θdを算出し、電気角位相θeをdq/3φ変換器21及び3φ/dq変換器25へ出力し、機械角位相θdを電流補正器38へ出力する。 The position estimator 30B calculates an electrical angle phase (dq axis phase) θe and a mechanical angle phase θd from the electrical angle estimated speed ωe output from the PLL controller 29, and the electrical angle phase θe is converted into a dq/3φ converter 21. And the 3φ/dq converter 25 and the mechanical angle phase θd to the current corrector 38.

なお、図9Aにおいて、減算器11は本発明の第1の減算器、積分器35は本発明の第1の積分器であり、本発明の第1のΔΣ部は一例としてこれら第1の減算器と第1の積分器を有する。また、減算器14と減算器15は本発明の第2の減算器であり、積分器36と積分器37は本発明の第2の積分器であり、本発明の第2のΔΣ部は一例としてこれら第2の減算器と第2の積分器を有する。また、d軸電流制御器16、q軸電流制御器17、非干渉化制御器18、減算器19、加算器20、dq/3φ変換器21、PWM生成器22、IPM23は、本発明の駆動部の一例である。また、抵抗R、3φ電流算出器24、3φ/dq変換器25は、本発明の検出部の一例である。また、電流補正器38は、電流補正部の一例である。また、軸誤差演算処理部26、PLL制御器29、1/Pn処理器31は、本発明の位置・速度推定部の一例である。 In FIG. 9A, the subtractor 11 is the first subtractor of the present invention, the integrator 35 is the first integrator of the present invention, and the first ΔΣ unit of the present invention is, for example, the first subtractor. And a first integrator. Further, the subtractors 14 and 15 are the second subtractors of the present invention, the integrators 36 and 37 are the second integrators of the present invention, and the second ΔΣ section of the present invention is an example. As the second subtractor and the second integrator. Further, the d-axis current controller 16, the q-axis current controller 17, the decoupling controller 18, the subtractor 19, the adder 20, the dq/3φ converter 21, the PWM generator 22, and the IPM 23 are the driving units of the present invention. It is an example of a part. Further, the resistance R, the 3φ current calculator 24, and the 3φ/dq converter 25 are an example of the detection unit of the present invention. The current corrector 38 is an example of a current corrector. The axis error calculation processing unit 26, the PLL controller 29, and the 1/Pn processing unit 31 are examples of the position/speed estimating unit of the present invention.

図9Bは、実施形態2に係る2次ΔΣ変調型のモータ制御装置の電流補正器の構成を示す図である。モータ制御装置100Bの電流補正器38は、減算器38a、加算器38b、補正電流算出器38cを有する。また、1キャリア遅れの処理を実行する遅延器39a、遅延器39bを有する。 FIG. 9B is a diagram showing the configuration of the current corrector of the second-order ΔΣ modulation type motor control device according to the second embodiment. The current corrector 38 of the motor control device 100B includes a subtractor 38a, an adder 38b, and a correction current calculator 38c. Further, it has a delay device 39a and a delay device 39b for executing processing with a delay of one carrier.

補正電流算出器38cは、位置推定器30Bから出力された機械角位相θd、減算器11から出力された速度偏差Δω(=ωm−ωm)から電流補正値ΔIcを生成する。 The correction current calculator 38c generates a current correction value ΔIc from the mechanical angle phase θd output from the position estimator 30B and the speed deviation Δω (=ωm * −ωm) output from the subtractor 11.

速度誤差(周波数変換誤差)Q2を電流帰還路に加算するため、速度誤差Q2の振幅と位相を速度の次元から電流の次元に変換する。そのため、生成された機械角位相θdと速度偏差Δωにより、補正電流振幅Aωと補正位相θωを計算する。なお、下記(5)式においては、位相検出及び振幅検出は、相関演算を用いた既知の手法を用いることができる。 Since the speed error (frequency conversion error) Q2 is added to the current feedback path, the amplitude and phase of the speed error Q2 are converted from the speed dimension to the current dimension. Therefore, the correction current amplitude Aω and the correction phase θω are calculated from the generated mechanical angle phase θd and the speed deviation Δω. In the equation (5) below, a known method using a correlation calculation can be used for the phase detection and the amplitude detection.

Figure 0006711170
Figure 0006711170

上記(5)式をもとに、図9A及び図9Bに示す電流補正器38において、補正電流算出器38cは、位置推定器30Bから出力された機械角位相θd、減算器11から出力された速度偏差(機械角速度偏差)Δω(=ωm−ωm)から電流補正値ΔIcを生成する。減算器38aは、3φ/dq変換器25から出力されたd軸電流Idから電流補正値ΔIcを減算した結果である補正d軸電流Id´を減算器14へ出力する。加算器38bは、3φ/dq変換器25から出力されたq軸電流Iqへ電流補正値ΔIcを加算した結果である補正q軸電流Iq´を減算器15へ出力する。 In the current corrector 38 shown in FIGS. 9A and 9B based on the above equation (5), the correction current calculator 38c outputs the mechanical angle phase θd output from the position estimator 30B and the subtractor 11 outputs. The current correction value ΔIc is generated from the speed deviation (mechanical angular speed deviation) Δω (=ωm * −ωm). The subtractor 38 a outputs a corrected d-axis current Id′, which is the result of subtracting the current correction value ΔIc from the d-axis current Id output from the 3φ/dq converter 25, to the subtractor 14. The adder 38 b outputs a corrected q-axis current Iq′, which is the result of adding the current correction value ΔIc to the q-axis current Iq output from the 3φ/dq converter 25, to the subtractor 15.

速度誤差Q2は、検出部から出力されるd軸電流Id及びq軸電流Iqからは検出できない(d軸電流Id及びq軸電流Iqは実速度による電流であり、速度誤差を認識できない)。このため、実施形態2では速度誤差Q2を表す量として、電流補正器38により、速度指令値ωmと実速度ωmの差分である速度偏差Δωに基づく電流補正値ΔIcを生成し、これをd軸電流Id及びq軸電流Iqから減算して第2のΔΣ部へフィードバックする。つまり電流補正器38が速度誤差Q2を検出する機能と図8に示す加算器A3の機能を果たす。 The speed error Q2 cannot be detected from the d-axis current Id and the q-axis current Iq output from the detector (the d-axis current Id and the q-axis current Iq are currents at the actual speed, and the speed error cannot be recognized). Therefore, in the second embodiment, as the amount representing the speed error Q2, the current corrector 38 generates the current correction value ΔIc based on the speed deviation Δω which is the difference between the speed command value ωm * and the actual speed ωm. It is subtracted from the axis current Id and the q-axis current Iq and fed back to the second ΔΣ unit. That is, the current corrector 38 has the function of detecting the speed error Q2 and the function of the adder A3 shown in FIG.

以上で説明したように、実施形態2では、第1のΔΣ部は入力された速度指令値(目標速度)ωmと位置・速度推定部で検出されたモータの実速度(機械角実速度)ωmとの差分である速度偏差(機械角速度偏差)Δωを積分して出力し、第2のΔΣ部は第1のΔΣ部の出力に基づいて電流指令値生成部である速度制御器12と励磁電流制御器13で生成された電流指令値I(d軸電流指令値Id、q軸電流指令値Iq)と補正電流I´(ここでは、検出部で検出して3相の固定座標系の電流を2相の回転座標系の電流に変換したd軸電流Idとq軸電流Iqから電流補正器38で電流補正値ΔIcを生成し、さらにd軸電流Idとq軸電流Iqから電流補正値ΔIcを減算した補正d軸電流Id´及び補正q軸電流Iq´)との差分ΔI(ここでは、d軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIq)を積分して駆動部に出力する。 As described above, in the second embodiment, the first ΔΣ unit has the input speed command value (target speed) ωm * and the actual speed (mechanical angular speed) of the motor detected by the position/speed estimation unit. The velocity deviation (mechanical angular velocity deviation) Δω, which is the difference from ωm, is integrated and output, and the second ΔΣ unit is excited based on the output of the first ΔΣ unit with the speed controller 12 that is the current command value generating unit. The current command value I * (d-axis current command value Id * , q-axis current command value Iq * ) generated by the current controller 13 and the correction current I′ (here, three-phase fixed coordinates detected by the detection unit) A current correction value ΔIc is generated by the current corrector 38 from the d-axis current Id and the q-axis current Iq, which are obtained by converting the system current into the current of the two-phase rotating coordinate system, and the current is further calculated from the d-axis current Id and the q-axis current Iq. The difference ΔI (here, the d-axis current deviation ΔId and the q-axis current deviation ΔIq) from the corrected d-axis current Id′ and the corrected q-axis current Iq′ obtained by subtracting the correction value ΔIc is integrated and output to the drive unit.

(実施形態2の変形例)
実施形態2では、モータMを周波数変換器とみなし、その周波数変換誤差を低減する。しかし、これに限らず、モータMの外的要因である出力トルクリプルや電気特性のバラツキ等の誤差や、図7の(a)の量子化器Qの後段に接続されうるその他の要素が発生させる種々の誤差も、図8に示すように制御系内にその誤差を加算することで、周波数変換誤差と同様に低減できる。
(Modification of Embodiment 2)
In the second embodiment, the motor M is regarded as a frequency converter and the frequency conversion error is reduced. However, the present invention is not limited to this, and an error such as an output torque ripple that is an external factor of the motor M, a variation in electric characteristics, and other elements that may be connected to the subsequent stage of the quantizer Q in FIG. Various errors can be reduced similarly to the frequency conversion error by adding the errors in the control system as shown in FIG.

実施形態2によれば、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成を、モータを周波数変換器とみなし、負荷トルク脈動による回転数変動(速度変動)を回転数指令値(目標回転数、目標速度)との誤差と捉えたΔΣ変調型とすることにより、モータの負荷トルク脈動による速度変動(周波数変換誤差)も低減し、周波数変換誤差の低減を含めてベクトル制御全体での精度向上を図ることができる。例えば、実施形態2に係るモータ制御装置100Bは、図9Aに示す量子化器Qへ置き換えた要素の量子化誤差Q1及びモータMの周波数変換誤差Q2を小さくすることができる。また、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成に、処理時間の増加がない積分器と電流補正器を追加するだけなので、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下、処理時間の増加などをまねくことがない。 According to the second embodiment, in the configuration of the motor control device that performs vector control, the motor is regarded as a frequency converter, and the rotation speed fluctuation (speed fluctuation) due to load torque pulsation causes the rotation speed command value (target rotation speed, target speed). By adopting the ΔΣ modulation type, which is regarded as an error with, the speed fluctuation (frequency conversion error) due to the load torque pulsation of the motor can be reduced, and the accuracy of the entire vector control including the reduction of frequency conversion error can be improved. it can. For example, the motor control device 100B according to the second embodiment can reduce the quantization error Q1 of the element replaced with the quantizer Q shown in FIG. 9A and the frequency conversion error Q2 of the motor M. In addition, since only the integrator and the current corrector that do not increase the processing time are added to the configuration of the motor control device that performs vector control, the amount of calculation related to the conversion process and the responsiveness associated with the increase in the amount of calculation are increased. Does not cause a decrease in temperature and an increase in processing time.

上述の実施形態及び図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散及び統合されてもよい。 The above-described embodiment and the specific names, processes, controls, and information including various data and parameters shown in the drawings are merely examples, and can be appropriately changed unless otherwise specified. Further, the configuration of each unit or each device in the above-described embodiments may be appropriately distributed and integrated in view of processing load, mounting efficiency, and the like.

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 The broader aspects of the embodiments described above are not limited to the particular details and representative embodiments described and described above. Therefore, various changes may be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept defined by the appended claims and their equivalents.

S1、S2 減算器
I1、I2 積分器
A1、A2、A3 加算器
Q 量子化器
D 遅延器
FC 周波数変換器
100X、100A、100B モータ制御装置
11、14、15、19減算器
12 速度制御器
13 励磁電流制御器
16 d軸電流制御器
17 q軸電流制御器
18 非干渉化制御器
20 加算器
21 dq/3φ変換器
22 PWM生成器
23 IPM
24 3φ電流算出器
25 3φ/dq変換器
26 軸誤差演算処理部
29 PLL制御器
30、30B 位置推定器
31 1/P処理器
32、33、34 遅延器
35、36、37 積分器
38 電流補正器
38a 減算器
38b 加算器
38c 補正電流算出器
39a、39b 遅延器
S1, S2 Subtractors I1, I2 Integrators A1, A2, A3 Adder Q Quantizer D Delay device FC Frequency converter 100X, 100A, 100B Motor controller 11, 14, 15, 19 Subtractor 12 Speed controller 13 Excitation current controller 16 d-axis current controller 17 q-axis current controller 18 Decoupling controller 20 Adder 21 dq/3φ converter 22 PWM generator 23 IPM
24 3φ current calculator 25 3φ/dq converter 26 axis error calculation processing unit 29 PLL controller 30, 30B position estimator 31 1/P n processor 32, 33, 34 delay device 35, 36, 37 integrator 38 current Corrector 38a Subtractor 38b Adder 38c Correction current calculator 39a, 39b Delay device

Claims (3)

モータの電流を検出する検出部と、モータの実速度を検出する位置・速度推定部と、モータを駆動する駆動部とを有し、速度指令値に基づいてモータの速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、第1の減算器と第1の積分器を備えた第1のΔΣ部と、第2の減算器と第2の積分器を備えた第2のΔΣ部とを有し、
前記第1のΔΣ部は前記速度指令値と前記位置・速度推定部で検出されたモータの実速度との差分を積分して出力し、前記第2のΔΣ部は前記第1のΔΣ部の出力に基づいて生成された電流指令値と前記検出部で検出されたモータの電流との差分を積分して前記駆動部に出力することを特徴とするモータ制御装置。
A motor control device that has a detection unit that detects the motor current, a position/speed estimation unit that detects the actual speed of the motor, and a drive unit that drives the motor, and that controls the speed of the motor based on the speed command value. And
The motor control device includes a first ΔΣ unit including a first subtractor and a first integrator, and a second ΔΣ unit including a second subtractor and a second integrator. ,
The first ΔΣ unit integrates and outputs the difference between the speed command value and the actual speed of the motor detected by the position/speed estimation unit, and the second ΔΣ unit outputs the integrated value of the first ΔΣ unit. A motor control device characterized by integrating a difference between a current command value generated based on an output and a motor current detected by the detection unit and outputting the result to the drive unit.
前記検出部により検出されたモータの電流に基づいてモータの速度誤差を補正するための補正電流を生成する電流補正部をさらに備え、
前記第2のΔΣ部は、前記第1のΔΣ部の出力に基づいて生成された電流指令値から前記電流補正部で生成された補正電流を減算して積分し前記駆動部へ出力する
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
Further comprising a current correction unit that generates a correction current for correcting the speed error of the motor based on the current of the motor detected by the detection unit,
The second ΔΣ unit subtracts the correction current generated by the current correction unit from the current command value generated based on the output of the first ΔΣ unit, integrates the current, and outputs the integrated value to the drive unit. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a motor control device.
前記電流補正部は、
前記モータの電流値をもとに推定される前記モータの機械角位相と、前記モータの速度指令値及び前記検出部により検出された前記モータの電流値から推定される前記モータの実速度の差分とから前記補正電流を生成する
ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
The current correction unit,
The difference between the mechanical angle phase of the motor estimated based on the current value of the motor and the actual speed of the motor estimated from the speed command value of the motor and the current value of the motor detected by the detection unit. The motor control device according to claim 2, wherein the correction current is generated from
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US9020735B2 (en) * 2008-07-11 2015-04-28 Tula Technology, Inc. Skip fire internal combustion engine control
DE102008043117A1 (en) * 2008-10-23 2010-04-29 Robert Bosch Gmbh Control apparatus and method for controlling an electronically commutated electric motor, and electric motor
JP5035641B2 (en) * 2009-11-30 2012-09-26 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP4947674B2 (en) * 2010-11-02 2012-06-06 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Semiconductor integrated circuit for driving motor and semiconductor integrated circuit for motor
US9124209B2 (en) * 2013-01-16 2015-09-01 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling power converter with inverter output filter
JP6281367B2 (en) * 2014-03-27 2018-02-21 株式会社富士通ゼネラル Motor control device

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