JP3963423B2 - マイクロ波帯ｆｍ復調回路およびマイクロ波帯ｆｓｋ復調回路 - Google Patents
マイクロ波帯ｆｍ復調回路およびマイクロ波帯ｆｓｋ復調回路 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、３０ＧＨｚを越えるミリ波等の高周波帯を用い、１００Ｍｂｐｓ〜１Ｇｂｐｓの高速大容量の無線通信システムの研究開発が盛んに行われている。
【０００３】
このような無線通信システムでは、１チャネル当たりの帯域幅が１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚと広帯域であるので、その中間周波数は、ＧＨｚのマイクロ波帯になる。したがって、復調する際には、マイクロ波の変調信号から、伝送データに対応するベースバンド信号を抽出する必要がある。
【０００４】
図９は、変調方式としてＦＳＫ（Frequency Shift Keying）を用いた従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１を示す図である。
【０００５】
従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１は、入力端子１と、出力端子２と、第１のバンドパスフィルタ２０と、第２のバンドパスフィルタ２１と、減算器２２とを有する。
【０００６】
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）復調回路では、送信するデータの０、１に応じて搬送波の角周波数を、ω0−｜Δω｜と、ω0＋｜Δω｜とに切り替える。ただし、ω0は、搬送波の中心周波数であり、Δωは、周波数偏移である。
【０００７】
従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１では、第１のバンドパスフィルタ２０の中心周波数、第２のバンドパスフィルタ２１の中心周波数が、それぞれ、ω0−｜Δω｜、ω0＋｜Δω｜であるとし、減算器２２が、バンドパスフィルタの出力の差を取り出す。したがって、出力端子２が出力する信号の電圧は、入力端子１に入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数が、ω0であるときに、０になり、その角周波数がω0−｜Δω｜であるときに、正になり、その角周波数がω0＋｜Δω｜であるときに、負になる。したがって、出力端子２が出力する信号の電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、入力端子１に印加された入力信号を復調することができる。
【０００８】
図１０は、従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を示す図である。
【０００９】
入力周波数が１００ＭＨｚ程度の低周波である場合には、従来のＦＳＫ復調回路として、図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２が用いられている。
【００１０】
このクオドラチャ検波回路ＤＭ１２は、National Semiconductor社の製品ＬＭＸ３１６２や、Ｍｏｔｏｒｏｌａ社の製品ＭＣ３３５６等に使われている。図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２は、入力端子１と、出力端子２と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６と、第１のコンデンサ２３と、第２のコンデンサ２４と、コイル２５とを有する。第２のコンデンサ２４と、コイル２５とは、入力端子１から入力されたＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0で共振するように値が設定されている。
【００１１】
図１１は、従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の動作を説明する図であり、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の等価回路を示す図である。
【００１２】
図１０に示すミキサ５の入力インピーダンスを、図１１では抵抗１０とし、そのインピーダンス値をＲとする。また、第１のコンデンサ２３の容量をＣ1とし、第２のコンデンサ２４の容量をＣとし、コイル２５のインダクタンスをＬとし、入力端子１に入力される電圧をＶ3とし、抵抗１０にかかる電圧をＶ4とし、電圧Ｖ3と電圧Ｖ4との位相差をθとする。このときに、入出力電圧の応答Ｖ4／Ｖ3は、以下のようになる。
【００１３】
Ｖ4／Ｖ3＝［−ω2ＬＲＣ1｛Ｒ（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）−ｊωＬ｝］
／｛Ｒ2（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）2−ω2Ｌ2｝ …式（１）
Ｖ4／Ｖ3＝｜Ｖ4／Ｖ3｜ｅjθ から、
θ＝ｔａｎ-1［（−ωＬ）／｛Ｒ（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）｝］ …式（２）
であり、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωは、中心周波数ω0と周波数偏移Δωとを用いると、
ω＝ω0＋Δω
である。ただし、Δωは、正および負の値を取る。第２のコンデンサ２４とコイル２５とは、周波数がω0であるときに、共振するので、１−ω0 2ＬＣ＝０である。したがって、
θ≒ｔａｎ-1［１／｛ω0ＲＣ1＋２Ｒ（Ｃ＋Ｃ1）Δω｝］ …式（３）
ただし、Δω2／ω0≒０、１＋Δω／ω0≒１を用いている。
【００１４】
関数ｆ（ｘ）は、ｘが小さいときに、テイラー展開によって、
ｆ（ｘ）＝ｆ（０）＋ｆ’（０）ｘ
である。ただし、ｆ’（ｘ）は、ｆ（ｘ）に関する微分である。Δωに関するテイラー展開によって、θは、以下のようになる。
【００１５】
θ＝［ｔａｎ −１ （１／ω ０ ＲＣ １ ）］
−２Ｒ（Ｃ＋Ｃ１）・Δω／｛（ω０ＲＣ１）２＋１｝］ …式（４）
ω０ＲＣ１≪１となるように、第１のコンデンサ２３の容量Ｃ１を選ぶと、
θ＝９０°−ＡΔω
である。ただし、Ａ＝−２Ｒ（Ｃ＋Ｃ１）／｛（ω０ＲＣ１）２＋１｝である。
【００１６】
したがって、Ｖ3＝Ｖｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｖは定数）とすると、
Ｖ4＝−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋φ−ＡΔω）となる。Ｂは、定数である。
【００１７】
図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の入力端子１に、入力電圧Ｖ3が印加されると、ミキサ５の一方の入力端子に直接入力される入力信号Ｓ3は、電圧Ｖ3であり、第１のコンデンサ２３を介して、ミキサ５の他方の入力端子に入力される入力信号Ｓ4は、電圧Ｖ4である。ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ3と信号Ｓ4との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００１８】
ただし、ω0ＲＣ1≪１、Ｃ＝１／（ω0 2Ｌ）であるので、ＡΔωは、十分小さく、ｓｉｎ（ＡΔω）≒ＡΔωである。
【００１９】
したがって、出力端子２に得られる電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、正であり、Δωが負であるときに、負になるので、出力端子２に得られる電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の入力信号を復調することができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上記バンドパスフィルタを用いる従来のＦＳＫ復調回路では、Ｑ値の高いバンドパスフィルタを必要とするので、半導体に集積することが困難であるという問題があり、回路の小型軽量化や低コスト化が困難であるという問題がある。
【００２１】
また、コンデンサ、コイル、ミキサによって構成されているクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を用いる従来のＦＳＫ復調回路では、ω0ＲＣ1≪１となるように、コンデンサの容量を選ぶ必要があるので、周波数が高くなるに従って、コンデンサの容量値が小さくなり、必要なコンデンサの容量を精度良く実現することができず、復調回路を精度良く実現することができないという問題がある。
【００２２】
たとえば、周波数が５ＧＨｚであり、Ｒが５０Ωであるときに、ω0ＲＣ1を１／１０とする容量Ｃ1は、０．０６ｐＦであり、ＦＳＫ復調回路を精度良く実現することができない。
【００２３】
また、周波数が高くなるに従って、コイルのＱ値が小さくなり、性能が劣化するという問題がある。
【００２４】
上記問題は、ＦＳＫ用の復調回路に限らず、アナログ的な周波数変調信号を復調をする回路でも生じる問題である。
【００２５】
本発明は、マイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみでマイクロ波周波数変調復調回路を構成することができ、回路の小型軽量化や低コスト化が可能になり、また、周波数が高くなっても性能が劣化しないマイクロ波周波数変調復調回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と、上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと、上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と、上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続する第２の接続経路と、上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路とを有するマイクロ波周波数変調復調回路である。
【００２７】
【発明の実施の形態および実施例】
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ１を示す回路図である。
【００２８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ１は、入力端子１と、出力端子２と、９０度電力分配回路３と、伝送線路４と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６とを有する。
【００２９】
９０度電力分配回路３は、周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路である。
【００３０】
ミキサ５は、９０度の電力分配回路が出力する２信号を混合するものである。
【００３１】
９０度電力分配回路３の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、ミキサ５の２つの入力端子のうちの一方の入力端子とが、第１の接続経路によって接続され、９０度電力分配回路３の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、ミキサ５の２つの入力端子のうちの他方の入力端子とが、第２の接続経路によって接続されている。また、上記第１の接続経路と上記第２の接続経路は、電気長が互いに同じである。
【００３２】
伝送線路４の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長であり、先端４２が短絡されている（接地されている）。つまり、伝送線路４は、第１の接続経路または第２の接続経路に、一端４１が接続され、他端４２が、短絡されている。
【００３３】
次に、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作について説明する。
【００３４】
図２は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作を説明する図であり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の等価回路である。
【００３５】
ミキサ５の入力インピーダンスを、図２では、抵抗１０とし、そのインピーダンス値をＲとする。９０度電力分配回路３の出力インピーダンスが、抵抗１１であるとすると、整合状態では、抵抗１１のインピーダンス値もＲになる。伝送線路４の特性インピーダンスをＺ0とし、短絡端４２を他端から見たインピーダンスをＺ1とすると、Ｚ1は、
Ｚ1＝ｊＺ0ｔａｎ（πω／２ω0）…式（６）
である。
【００３６】
抵抗１１に入力される電圧を、Ｖ1とし、抵抗１０にかかる電圧を、Ｖ2とし、電圧Ｖ1と電圧Ｖ2との位相差を、θとする。このときに、入出力電圧の応答Ｖ2／Ｖ1は、以下のようになる。
【００３７】
Ｖ2／Ｖ1＝｛２Ｚ0 2・ｔａｎ2（πω／２ω0）＋ｊＲＺ0・ｔａｎ（πω／２ω0）｝／｛Ｒ2＋４Ｚ0 2・ｔａｎ2（πω／２ω0）｝ …式（７）
Ｖ2／Ｖ1＝｜Ｖ2／Ｖ1｜ｅjθ であるので、
θ＝ｔａｎ-1［Ｒ／｛２Ｚ0・ｔａｎ（πω／２ω0）｝］ …式（８）
である。
【００３８】
ＦＳＫ変調信号の角周波数ωは、中心周波数ω0と周波数偏移Δωとを用いると、
ω0＝ω＋Δω
である。ただし、Δωは、正および負の値を取る。したがって、
θ＝ｔａｎ-1｛（−Ｒ／２Ｚ0）・ｔａｎ（πΔω／２ω0）｝ …式（９）
関数ｆ（ｘ）は、ｘが小さいときにはテイラー展開によって、ｆ（ｘ）＝ｆ（０）＋ｆ’（０）ｘとなる。
【００３９】
ただし、ｆ’（ｘ）は、ｆ（ｘ）のｘに関する微分である。Δωに関するテイラー展開によって、θは、以下のようになる。
【００４０】
θ＝−（ＲπΔω）／（４Ｚ0ω0）＝−ＤΔω …式（１０）
ただしＤ＝Ｒπ／（４Ｚ0ω0）である。
【００４１】
したがって、Ｖ1＝Ｖｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｖは定数）であるとすると、Ｖ2＝Ｅｃｏｓ（ωｔ＋φ−ＤΔω）となる。なお、Ｅは、定数である。
【００４２】
この電圧Ｖ2が、図１に示す９０度電力分配回路３の一方の出力端子からミキサ５へ入力される信号がＳ2であるときに、９０度電力分配回路３の他方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1は、Ｖ1と９０度位相差を持った信号であり、Ｓ1＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ）となる。ただし、Ｆは、定数である。
【００４３】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００４４】
ＶOUT
＝（ＥＦ／２）ｓｉｎ（ＤΔω）≒（ＤＥＦ／２）Δω …式（１１）
ただし、Δω／ω0≪１であるので、ＤΔωは、十分小さく、ｓｉｎ（ＤΔω）≒ＤΔωである。したがって、出力端子２に得られる電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、正になり、Δωが負のときに、負になるので、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の出力電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の入力信号を復調できる。
【００４５】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ１では、９０度電力分配回路３、伝送線路４、ミキサ５というマイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみを使用して、ＦＳＫ復調回路ＭＤ１を構成することができる。マイクロ波帯における９０度電力分配回路３として、ブランチラインハイブリッドや、方向性結合器がよく知られている。
【００４６】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１では、コイルやコンデンサを使用しないので、周波数が高くなっても、性能が劣化しない。
【００４７】
［第２の実施例］
図３は、本発明の第２の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ２を示す図である。
【００４８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ２において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には同一符号を付与してある。
【００４９】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ２が、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と異なる点は、９０度電力分配回路３とミキサ５との間に、増幅器７、８が設けられている点である。
【００５０】
増幅器７、８の代わりに、アッティネータ（減衰器）やアイソレータ、サーキュレータといったマイクロ波素子を使用するようにしてもよい。
【００５１】
すなわち、９０度電力分配回路３とミキサ５との間には、ミキサを駆動するために必要な入力レベルやアイソレーション特性によって様々な素子を置くことができる。これらの素子は、２つの信号パスＳ1、Ｓ2で、必ずしも同じである必要はなく、９０度位相差を保つ限り、異なる種類の素子を設けるようにしてもよい。
【００５２】
すなわち、９０度電力分配回路３、増幅器７、８等の素子を含めて、広い意味で、９０°電力分配回路であると言える。これらマイクロ波素子は、マイクロ波帯において、半導体に集積可能であるので、回路を、小型軽量化や低コスト化することができる。
【００５３】
［第３の実施例］
図４は、本発明の第３の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ３を示す回路図である。
【００５４】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ３において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には、同一符号を付してある。ＦＳＫ復調回路ＤＭ３が、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と異なる点は、伝送線路４の一端４１と接地電位との間に、可変容量９が設けられている点である。
【００５５】
伝送線路４の一端４１と接地電位との間に容量を設けることによって、伝送線路の等価的な電気長が長くなり、１／４波長の周波数が低くなる。したがって、この容量９を可変にすることによって、伝送線路４の等価的な電気長を調整することができ、広い周波数範囲にわたって、ＦＳＫの復調が可能になる。
【００５６】
可変容量９は、バラクタと呼ばれる素子を用いれば、マイクロ波帯において半導体に集積可能である。また、連続的に可変の容量ではなく、複数の固定容量をスイッチで切り替えることによって、段階的に容量を変化できるようにしてもよい。
【００５７】
［第４の実施例］
図５は、本発明の第４の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ４を示す図である。
【００５８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には、同一符号を付してある。
【００５９】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１において、９０度電力分配回路３と伝送線路４との代わりに、電力分配回路１０が設けられている。
【００６０】
電力分配回路１０は、同相電力分配回路１１と、伝送線路１２とを有する。伝送線路４は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長の電気長とする。このときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差は、中心周波数ω0において互いに９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００６１】
図６は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、伝送線路１２の電気長を、５ＧＨｚにおける１／４波長としたときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差の周波数特性を示す図である。
【００６２】
図７は、代表的な９０度電力分配回路であるブランチラインハイブリッドの２つの出力信号における位相差の周波数特性を示す図である。
【００６３】
ただし、ブランチラインハイブリッドは、５ＧＨｚにおいて１／４波長の電気長を持つ伝送線路で構成されている。
【００６４】
図７に示すブランチラインハイブリッドの２つの出力信号の位相差は、５ＧＨｚで９０度になるとともに、その近辺の周波数でも、９０度になっている。
【００６５】
一方、図６に示す電力分配回路１０における２出力信号の位相差は、５ＧＨｚで９０度になり、その位相差は、この周波数（５ＧＨｚ）からの周波数偏移に比例する。
【００６６】
したがって、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、電力分配回路１０の一方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1が、Ｓ1＝Ｆｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｆは定数）であるときに、電力分配回路１０の他方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ2は、Ｓ2＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ−ｋΔω）になる。ただし、ｋは、信号Ｓ1の中心周波数ω0と、信号Ｓ2の中心周波数ω0とにおける位相差の周波数偏移Δωに対する変化率である。
【００６７】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４では、図６に示すように、周波数が０からω0まで変化する間に、位相差が、π／２ｒａｄ変化するので、変化率ｋ＝π／（２ω0）である。一方、図７に示すブランチラインハイブリッドの場合の変化率ｋは、ほぼ０である。
【００６８】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００６９】
ただし、Δω／ω0≪１であるので、ｋΔωは、十分小さく、ｓｉｎ（ｋΔω）≒ｋΔωである。したがって、出力端子２で出力される電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、負であり、Δωが負であるときに、正となるので、出力端子２で出力される電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、復調することができる。
【００７０】
以上の実施例では、同相電力分配回路、伝送線路、ミキサというマイクロ波帯において、半導体に集積可能な素子のみによって、ＦＳＫ復調回路を構成することができる。マイクロ波帯における同相電力分配回路として、ウィルキンソンハイブリッドがよく知られている。
【００７１】
また、伝送線路１２の電気長は、１／４波長だけでなく、（２ｎ―１）／４波長（ｎは１以上の整数）としてもよい。この場合、ｋは、ｋ＝π／（２ω0）×（２ｎ−１）となる。
【００７２】
また、伝送線路１２の代わりに、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0において通過時間が（２ｎ―１）／４周期（ｎは１以上の整数）である遅延素子を使用するようにしてもよい。遅延素子は、トランジスタ等で実現することができる。このときも、電力分配回路１０の２出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００７３】
［第５の実施例］
図８は、本発明の第５の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ５を示す図である。
【００７４】
図８において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１、ＤＭ４と同一部分には、同一符号を付してある。
【００７５】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１とＤＭ４とを組み合わせた回路である。
【００７６】
すなわち、ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、入力端子１と、出力端子２と、電力分配回路１０と、伝送線路４と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６とを有する。電力分配回路１０は、同相電力分配回路１１と、伝送線路１２とを有する。
【００７７】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ５において、伝送線路４の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長とし、伝送線路４の先端４２を短絡している。また、伝送線路１２の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長とする。このときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００７８】
したがって、電力分配回路１０の一方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1が、Ｓ1＝Ｆｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｆは定数）であるときに、電力分配回路１０の他方の出力端子に抵抗負荷を付けたときの出力信号Ｓ3は、Ｓ3＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ―ｋΔω）となる。ただし、ｋ＝π／２／ω0である。
【００７９】
この信号Ｓ3が、伝送線路４を通過してミキサ５に入力される信号Ｓ2は、式（１０）を参照し、以下のようになる。
【００８０】
Ｓ2＝Ｅｓｉｎ（ωｔ＋φ―ｋΔω−ＤΔω） …式（１３）
ただし、Ｄ＝Ｒπ／（４Ｚ0ω0）である。
【００８１】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００８２】
ただし、Δω／ω0≪１であるので、ｓｉｎ（（ｋ＋Ｄ）Δω）≒（ｋ＋Ｄ）Δωである。したがって、出力端子２に得られる電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、負になり、Δωが負であるときに、正になるので、出力端子２に得られ電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、復調することができる。
【００８３】
上記実施例では、電圧分配回路１０と伝送線路４との両方が、周波数偏移Δωに比例した周波数特性を持つので、高い復調感度を持つ。
【００８４】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４と同様に、伝送線路１２の代わりに、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における通過時間が１／４周期の通過時間を有する遅延素子を設けるようにしてもよい。この遅延素子を、トランジスタで実現することができる。このときも、電力分配回路１０の２出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００８５】
上記各実施例は、ＦＳＫ用の復調回路であるが、ＦＳＫのようなデジタル信号に限らず、アナログ的なＦＭ（周波数変調）信号をも復調することができる。
【００８６】
また、上記実施例は、基本的には９０度分配器の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを１つの接続経路で接続し、９０度分配器の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを別の接続経路で接続しているが、これら２つ接続経路は等しい電気長を有する。
【００８７】
つまり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４は、周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と、上記電力分配回路の２つの出力信号を混合するミキサとを有するマイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路の例である。
【００８８】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と、上記電力分配回路の２つの出力信号を混合するミキサと、上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と、上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続する第２の接続経路と、上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路とを有するマイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路の例である。
【００８９】
上記実施例において、電力分配回路は、入力信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を有する２つの信号を出力する。これは、性能が最も良くなる位相差が９０度であるためであるが、９０度以外の位相差であっても動作する。つまり、上記電力分配回路は、入力信号の中心周波数において、所定の位相差を具備する２つの信号を出力すればよい。
【００９０】
【発明の効果】
本発明によれば、マイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみでマイクロ波周波数変調復調回路を構成することができるので、回路の小型軽量化や低コスト化が可能になり、また、コイルやコンデンサを用いないので、周波数が高くなっても性能は劣化しないという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ１を示す回路図である。
【図２】ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作を説明する図であり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の等価回路である。
【図３】本発明の第２の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ２を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ３を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ４を示す図である。
【図６】ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、伝送線路１２の電気長を、５ＧＨｚにおける１／４波長としたときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差の周波数特性を示す図である。
【図７】代表的な９０度電力分配回路であるブランチラインハイブリッドの２つの出力信号における位相差の周波数特性を示す図である。
【図８】本発明の第５の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ５を示す図である。
【図９】 従来のマイクロ波帯のＦＳＫ復調回路ＤＭ１１を示す図である。
【図１０】従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を示す図である。
【図１１】従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の動作を説明する図であり、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の等価回路を示す図である。
【符号の説明】
ＤＭ１〜ＤＭ５…ＦＳＫ復調回路、
１…入力端子、
２…出力端子、
３…９０度電力分配回路、
４…伝送線路、
５…ミキサ、
６…ローパスフィルタ、
７、８…増幅器、
９…可変容量、
１０…電力分配回路、
１１…同相電力分配回路、
１２…伝送線路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、３０ＧＨｚを越えるミリ波等の高周波帯を用い、１００Ｍｂｐｓ〜１Ｇｂｐｓの高速大容量の無線通信システムの研究開発が盛んに行われている。
【０００３】
このような無線通信システムでは、１チャネル当たりの帯域幅が１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚと広帯域であるので、その中間周波数は、ＧＨｚのマイクロ波帯になる。したがって、復調する際には、マイクロ波の変調信号から、伝送データに対応するベースバンド信号を抽出する必要がある。
【０００４】
図９は、変調方式としてＦＳＫ（Frequency Shift Keying）を用いた従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１を示す図である。
【０００５】
従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１は、入力端子１と、出力端子２と、第１のバンドパスフィルタ２０と、第２のバンドパスフィルタ２１と、減算器２２とを有する。
【０００６】
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）復調回路では、送信するデータの０、１に応じて搬送波の角周波数を、ω0−｜Δω｜と、ω0＋｜Δω｜とに切り替える。ただし、ω0は、搬送波の中心周波数であり、Δωは、周波数偏移である。
【０００７】
従来のマイクロ波帯の復調回路ＤＭ１１では、第１のバンドパスフィルタ２０の中心周波数、第２のバンドパスフィルタ２１の中心周波数が、それぞれ、ω0−｜Δω｜、ω0＋｜Δω｜であるとし、減算器２２が、バンドパスフィルタの出力の差を取り出す。したがって、出力端子２が出力する信号の電圧は、入力端子１に入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数が、ω0であるときに、０になり、その角周波数がω0−｜Δω｜であるときに、正になり、その角周波数がω0＋｜Δω｜であるときに、負になる。したがって、出力端子２が出力する信号の電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、入力端子１に印加された入力信号を復調することができる。
【０００８】
図１０は、従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を示す図である。
【０００９】
入力周波数が１００ＭＨｚ程度の低周波である場合には、従来のＦＳＫ復調回路として、図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２が用いられている。
【００１０】
このクオドラチャ検波回路ＤＭ１２は、National Semiconductor社の製品ＬＭＸ３１６２や、Ｍｏｔｏｒｏｌａ社の製品ＭＣ３３５６等に使われている。図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２は、入力端子１と、出力端子２と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６と、第１のコンデンサ２３と、第２のコンデンサ２４と、コイル２５とを有する。第２のコンデンサ２４と、コイル２５とは、入力端子１から入力されたＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0で共振するように値が設定されている。
【００１１】
図１１は、従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の動作を説明する図であり、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の等価回路を示す図である。
【００１２】
図１０に示すミキサ５の入力インピーダンスを、図１１では抵抗１０とし、そのインピーダンス値をＲとする。また、第１のコンデンサ２３の容量をＣ1とし、第２のコンデンサ２４の容量をＣとし、コイル２５のインダクタンスをＬとし、入力端子１に入力される電圧をＶ3とし、抵抗１０にかかる電圧をＶ4とし、電圧Ｖ3と電圧Ｖ4との位相差をθとする。このときに、入出力電圧の応答Ｖ4／Ｖ3は、以下のようになる。
【００１３】
Ｖ4／Ｖ3＝［−ω2ＬＲＣ1｛Ｒ（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）−ｊωＬ｝］
／｛Ｒ2（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）2−ω2Ｌ2｝ …式（１）
Ｖ4／Ｖ3＝｜Ｖ4／Ｖ3｜ｅjθ から、
θ＝ｔａｎ-1［（−ωＬ）／｛Ｒ（１−ω2ＬＣ−ω2ＬＣ1）｝］ …式（２）
であり、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωは、中心周波数ω0と周波数偏移Δωとを用いると、
ω＝ω0＋Δω
である。ただし、Δωは、正および負の値を取る。第２のコンデンサ２４とコイル２５とは、周波数がω0であるときに、共振するので、１−ω0 2ＬＣ＝０である。したがって、
θ≒ｔａｎ-1［１／｛ω0ＲＣ1＋２Ｒ（Ｃ＋Ｃ1）Δω｝］ …式（３）
ただし、Δω2／ω0≒０、１＋Δω／ω0≒１を用いている。
【００１４】
関数ｆ（ｘ）は、ｘが小さいときに、テイラー展開によって、
ｆ（ｘ）＝ｆ（０）＋ｆ’（０）ｘ
である。ただし、ｆ’（ｘ）は、ｆ（ｘ）に関する微分である。Δωに関するテイラー展開によって、θは、以下のようになる。
【００１５】
θ＝［ｔａｎ −１ （１／ω ０ ＲＣ １ ）］
−２Ｒ（Ｃ＋Ｃ１）・Δω／｛（ω０ＲＣ１）２＋１｝］ …式（４）
ω０ＲＣ１≪１となるように、第１のコンデンサ２３の容量Ｃ１を選ぶと、
θ＝９０°−ＡΔω
である。ただし、Ａ＝−２Ｒ（Ｃ＋Ｃ１）／｛（ω０ＲＣ１）２＋１｝である。
【００１６】
したがって、Ｖ3＝Ｖｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｖは定数）とすると、
Ｖ4＝−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋φ−ＡΔω）となる。Ｂは、定数である。
【００１７】
図１０に示すクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の入力端子１に、入力電圧Ｖ3が印加されると、ミキサ５の一方の入力端子に直接入力される入力信号Ｓ3は、電圧Ｖ3であり、第１のコンデンサ２３を介して、ミキサ５の他方の入力端子に入力される入力信号Ｓ4は、電圧Ｖ4である。ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ3と信号Ｓ4との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００１８】
【００１９】
したがって、出力端子２に得られる電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、正であり、Δωが負であるときに、負になるので、出力端子２に得られる電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の入力信号を復調することができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上記バンドパスフィルタを用いる従来のＦＳＫ復調回路では、Ｑ値の高いバンドパスフィルタを必要とするので、半導体に集積することが困難であるという問題があり、回路の小型軽量化や低コスト化が困難であるという問題がある。
【００２１】
また、コンデンサ、コイル、ミキサによって構成されているクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を用いる従来のＦＳＫ復調回路では、ω0ＲＣ1≪１となるように、コンデンサの容量を選ぶ必要があるので、周波数が高くなるに従って、コンデンサの容量値が小さくなり、必要なコンデンサの容量を精度良く実現することができず、復調回路を精度良く実現することができないという問題がある。
【００２２】
たとえば、周波数が５ＧＨｚであり、Ｒが５０Ωであるときに、ω0ＲＣ1を１／１０とする容量Ｃ1は、０．０６ｐＦであり、ＦＳＫ復調回路を精度良く実現することができない。
【００２３】
また、周波数が高くなるに従って、コイルのＱ値が小さくなり、性能が劣化するという問題がある。
【００２４】
上記問題は、ＦＳＫ用の復調回路に限らず、アナログ的な周波数変調信号を復調をする回路でも生じる問題である。
【００２５】
本発明は、マイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみでマイクロ波周波数変調復調回路を構成することができ、回路の小型軽量化や低コスト化が可能になり、また、周波数が高くなっても性能が劣化しないマイクロ波周波数変調復調回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と、上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと、上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と、上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続する第２の接続経路と、上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路とを有するマイクロ波周波数変調復調回路である。
【００２７】
【発明の実施の形態および実施例】
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ１を示す回路図である。
【００２８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ１は、入力端子１と、出力端子２と、９０度電力分配回路３と、伝送線路４と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６とを有する。
【００２９】
９０度電力分配回路３は、周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路である。
【００３０】
ミキサ５は、９０度の電力分配回路が出力する２信号を混合するものである。
【００３１】
９０度電力分配回路３の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、ミキサ５の２つの入力端子のうちの一方の入力端子とが、第１の接続経路によって接続され、９０度電力分配回路３の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、ミキサ５の２つの入力端子のうちの他方の入力端子とが、第２の接続経路によって接続されている。また、上記第１の接続経路と上記第２の接続経路は、電気長が互いに同じである。
【００３２】
伝送線路４の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長であり、先端４２が短絡されている（接地されている）。つまり、伝送線路４は、第１の接続経路または第２の接続経路に、一端４１が接続され、他端４２が、短絡されている。
【００３３】
次に、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作について説明する。
【００３４】
図２は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作を説明する図であり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の等価回路である。
【００３５】
ミキサ５の入力インピーダンスを、図２では、抵抗１０とし、そのインピーダンス値をＲとする。９０度電力分配回路３の出力インピーダンスが、抵抗１１であるとすると、整合状態では、抵抗１１のインピーダンス値もＲになる。伝送線路４の特性インピーダンスをＺ0とし、短絡端４２を他端から見たインピーダンスをＺ1とすると、Ｚ1は、
Ｚ1＝ｊＺ0ｔａｎ（πω／２ω0）…式（６）
である。
【００３６】
抵抗１１に入力される電圧を、Ｖ1とし、抵抗１０にかかる電圧を、Ｖ2とし、電圧Ｖ1と電圧Ｖ2との位相差を、θとする。このときに、入出力電圧の応答Ｖ2／Ｖ1は、以下のようになる。
【００３７】
Ｖ2／Ｖ1＝｛２Ｚ0 2・ｔａｎ2（πω／２ω0）＋ｊＲＺ0・ｔａｎ（πω／２ω0）｝／｛Ｒ2＋４Ｚ0 2・ｔａｎ2（πω／２ω0）｝ …式（７）
Ｖ2／Ｖ1＝｜Ｖ2／Ｖ1｜ｅjθ であるので、
θ＝ｔａｎ-1［Ｒ／｛２Ｚ0・ｔａｎ（πω／２ω0）｝］ …式（８）
である。
【００３８】
ＦＳＫ変調信号の角周波数ωは、中心周波数ω0と周波数偏移Δωとを用いると、
ω0＝ω＋Δω
である。ただし、Δωは、正および負の値を取る。したがって、
θ＝ｔａｎ-1｛（−Ｒ／２Ｚ0）・ｔａｎ（πΔω／２ω0）｝ …式（９）
関数ｆ（ｘ）は、ｘが小さいときにはテイラー展開によって、ｆ（ｘ）＝ｆ（０）＋ｆ’（０）ｘとなる。
【００３９】
ただし、ｆ’（ｘ）は、ｆ（ｘ）のｘに関する微分である。Δωに関するテイラー展開によって、θは、以下のようになる。
【００４０】
θ＝−（ＲπΔω）／（４Ｚ0ω0）＝−ＤΔω …式（１０）
ただしＤ＝Ｒπ／（４Ｚ0ω0）である。
【００４１】
したがって、Ｖ1＝Ｖｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｖは定数）であるとすると、Ｖ2＝Ｅｃｏｓ（ωｔ＋φ−ＤΔω）となる。なお、Ｅは、定数である。
【００４２】
この電圧Ｖ2が、図１に示す９０度電力分配回路３の一方の出力端子からミキサ５へ入力される信号がＳ2であるときに、９０度電力分配回路３の他方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1は、Ｖ1と９０度位相差を持った信号であり、Ｓ1＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ）となる。ただし、Ｆは、定数である。
【００４３】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００４４】
ＶOUT
＝（ＥＦ／２）ｓｉｎ（ＤΔω）≒（ＤＥＦ／２）Δω …式（１１）
ただし、Δω／ω0≪１であるので、ＤΔωは、十分小さく、ｓｉｎ（ＤΔω）≒ＤΔωである。したがって、出力端子２に得られる電圧は、周波数偏移Δωに比例し、Δωが正であるときに、正になり、Δωが負のときに、負になるので、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の出力電圧の正負を、コンパレータで判定することによって、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の入力信号を復調できる。
【００４５】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ１では、９０度電力分配回路３、伝送線路４、ミキサ５というマイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみを使用して、ＦＳＫ復調回路ＭＤ１を構成することができる。マイクロ波帯における９０度電力分配回路３として、ブランチラインハイブリッドや、方向性結合器がよく知られている。
【００４６】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１では、コイルやコンデンサを使用しないので、周波数が高くなっても、性能が劣化しない。
【００４７】
［第２の実施例］
図３は、本発明の第２の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ２を示す図である。
【００４８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ２において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には同一符号を付与してある。
【００４９】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ２が、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と異なる点は、９０度電力分配回路３とミキサ５との間に、増幅器７、８が設けられている点である。
【００５０】
増幅器７、８の代わりに、アッティネータ（減衰器）やアイソレータ、サーキュレータといったマイクロ波素子を使用するようにしてもよい。
【００５１】
すなわち、９０度電力分配回路３とミキサ５との間には、ミキサを駆動するために必要な入力レベルやアイソレーション特性によって様々な素子を置くことができる。これらの素子は、２つの信号パスＳ1、Ｓ2で、必ずしも同じである必要はなく、９０度位相差を保つ限り、異なる種類の素子を設けるようにしてもよい。
【００５２】
すなわち、９０度電力分配回路３、増幅器７、８等の素子を含めて、広い意味で、９０°電力分配回路であると言える。これらマイクロ波素子は、マイクロ波帯において、半導体に集積可能であるので、回路を、小型軽量化や低コスト化することができる。
【００５３】
［第３の実施例］
図４は、本発明の第３の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ３を示す回路図である。
【００５４】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ３において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には、同一符号を付してある。ＦＳＫ復調回路ＤＭ３が、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と異なる点は、伝送線路４の一端４１と接地電位との間に、可変容量９が設けられている点である。
【００５５】
伝送線路４の一端４１と接地電位との間に容量を設けることによって、伝送線路の等価的な電気長が長くなり、１／４波長の周波数が低くなる。したがって、この容量９を可変にすることによって、伝送線路４の等価的な電気長を調整することができ、広い周波数範囲にわたって、ＦＳＫの復調が可能になる。
【００５６】
可変容量９は、バラクタと呼ばれる素子を用いれば、マイクロ波帯において半導体に集積可能である。また、連続的に可変の容量ではなく、複数の固定容量をスイッチで切り替えることによって、段階的に容量を変化できるようにしてもよい。
【００５７】
［第４の実施例］
図５は、本発明の第４の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ４を示す図である。
【００５８】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１と同一部分には、同一符号を付してある。
【００５９】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１において、９０度電力分配回路３と伝送線路４との代わりに、電力分配回路１０が設けられている。
【００６０】
電力分配回路１０は、同相電力分配回路１１と、伝送線路１２とを有する。伝送線路４は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長の電気長とする。このときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差は、中心周波数ω0において互いに９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００６１】
図６は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、伝送線路１２の電気長を、５ＧＨｚにおける１／４波長としたときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差の周波数特性を示す図である。
【００６２】
図７は、代表的な９０度電力分配回路であるブランチラインハイブリッドの２つの出力信号における位相差の周波数特性を示す図である。
【００６３】
ただし、ブランチラインハイブリッドは、５ＧＨｚにおいて１／４波長の電気長を持つ伝送線路で構成されている。
【００６４】
図７に示すブランチラインハイブリッドの２つの出力信号の位相差は、５ＧＨｚで９０度になるとともに、その近辺の周波数でも、９０度になっている。
【００６５】
一方、図６に示す電力分配回路１０における２出力信号の位相差は、５ＧＨｚで９０度になり、その位相差は、この周波数（５ＧＨｚ）からの周波数偏移に比例する。
【００６６】
したがって、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、電力分配回路１０の一方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1が、Ｓ1＝Ｆｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｆは定数）であるときに、電力分配回路１０の他方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ2は、Ｓ2＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ−ｋΔω）になる。ただし、ｋは、信号Ｓ1の中心周波数ω0と、信号Ｓ2の中心周波数ω0とにおける位相差の周波数偏移Δωに対する変化率である。
【００６７】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ４では、図６に示すように、周波数が０からω0まで変化する間に、位相差が、π／２ｒａｄ変化するので、変化率ｋ＝π／（２ω0）である。一方、図７に示すブランチラインハイブリッドの場合の変化率ｋは、ほぼ０である。
【００６８】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００６９】
【００７０】
以上の実施例では、同相電力分配回路、伝送線路、ミキサというマイクロ波帯において、半導体に集積可能な素子のみによって、ＦＳＫ復調回路を構成することができる。マイクロ波帯における同相電力分配回路として、ウィルキンソンハイブリッドがよく知られている。
【００７１】
また、伝送線路１２の電気長は、１／４波長だけでなく、（２ｎ―１）／４波長（ｎは１以上の整数）としてもよい。この場合、ｋは、ｋ＝π／（２ω0）×（２ｎ−１）となる。
【００７２】
また、伝送線路１２の代わりに、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0において通過時間が（２ｎ―１）／４周期（ｎは１以上の整数）である遅延素子を使用するようにしてもよい。遅延素子は、トランジスタ等で実現することができる。このときも、電力分配回路１０の２出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００７３】
［第５の実施例］
図８は、本発明の第５の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ５を示す図である。
【００７４】
図８において、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１、ＤＭ４と同一部分には、同一符号を付してある。
【００７５】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１とＤＭ４とを組み合わせた回路である。
【００７６】
すなわち、ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、入力端子１と、出力端子２と、電力分配回路１０と、伝送線路４と、ミキサ５と、ローパスフィルタ６とを有する。電力分配回路１０は、同相電力分配回路１１と、伝送線路１２とを有する。
【００７７】
ＦＳＫ復調回路ＤＭ５において、伝送線路４の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長とし、伝送線路４の先端４２を短絡している。また、伝送線路１２の電気長は、入力端子１から入力されるＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における１／４波長とする。このときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００７８】
したがって、電力分配回路１０の一方の出力端子からミキサ５に入力される信号Ｓ1が、Ｓ1＝Ｆｃｏｓ（ωｔ＋φ）（Ｆは定数）であるときに、電力分配回路１０の他方の出力端子に抵抗負荷を付けたときの出力信号Ｓ3は、Ｓ3＝Ｆｓｉｎ（ωｔ＋φ―ｋΔω）となる。ただし、ｋ＝π／２／ω0である。
【００７９】
この信号Ｓ3が、伝送線路４を通過してミキサ５に入力される信号Ｓ2は、式（１０）を参照し、以下のようになる。
【００８０】
Ｓ2＝Ｅｓｉｎ（ωｔ＋φ―ｋΔω−ＤΔω） …式（１３）
ただし、Ｄ＝Ｒπ／（４Ｚ0ω0）である。
【００８１】
ミキサ５の出力信号は、信号Ｓ1と信号Ｓ2との積であり、ローパスフィルタ６を介して、出力端子２に得られる信号ＶOUTは、以下のようになる。
【００８２】
【００８３】
上記実施例では、電圧分配回路１０と伝送線路４との両方が、周波数偏移Δωに比例した周波数特性を持つので、高い復調感度を持つ。
【００８４】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４と同様に、伝送線路１２の代わりに、ＦＳＫ変調信号の角周波数ωの中心周波数ω0における通過時間が１／４周期の通過時間を有する遅延素子を設けるようにしてもよい。この遅延素子を、トランジスタで実現することができる。このときも、電力分配回路１０の２出力信号の位相差は、中心周波数ω0において９０度であり、中心周波数ω0からの周波数偏移Δωに比例した位相差を持つ。
【００８５】
上記各実施例は、ＦＳＫ用の復調回路であるが、ＦＳＫのようなデジタル信号に限らず、アナログ的なＦＭ（周波数変調）信号をも復調することができる。
【００８６】
また、上記実施例は、基本的には９０度分配器の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを１つの接続経路で接続し、９０度分配器の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを別の接続経路で接続しているが、これら２つ接続経路は等しい電気長を有する。
【００８７】
つまり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ４は、周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と、上記電力分配回路の２つの出力信号を混合するミキサとを有するマイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路の例である。
【００８８】
また、ＦＳＫ復調回路ＤＭ５は、周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と、上記電力分配回路の２つの出力信号を混合するミキサと、上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と、上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続する第２の接続経路と、上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路とを有するマイクロ波帯ＦＭ復調回路およびマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路の例である。
【００８９】
上記実施例において、電力分配回路は、入力信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を有する２つの信号を出力する。これは、性能が最も良くなる位相差が９０度であるためであるが、９０度以外の位相差であっても動作する。つまり、上記電力分配回路は、入力信号の中心周波数において、所定の位相差を具備する２つの信号を出力すればよい。
【００９０】
【発明の効果】
本発明によれば、マイクロ波帯において半導体に集積可能な素子のみでマイクロ波周波数変調復調回路を構成することができるので、回路の小型軽量化や低コスト化が可能になり、また、コイルやコンデンサを用いないので、周波数が高くなっても性能は劣化しないという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ１を示す回路図である。
【図２】ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の動作を説明する図であり、ＦＳＫ復調回路ＤＭ１の等価回路である。
【図３】本発明の第２の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ２を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ３を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ４を示す図である。
【図６】ＦＳＫ復調回路ＤＭ４において、伝送線路１２の電気長を、５ＧＨｚにおける１／４波長としたときに、電力分配回路１０の２つの出力信号の位相差の周波数特性を示す図である。
【図７】代表的な９０度電力分配回路であるブランチラインハイブリッドの２つの出力信号における位相差の周波数特性を示す図である。
【図８】本発明の第５の実施例であるＦＳＫ復調回路ＤＭ５を示す図である。
【図９】 従来のマイクロ波帯のＦＳＫ復調回路ＤＭ１１を示す図である。
【図１０】従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２を示す図である。
【図１１】従来のクオドラチャ検波回路ＤＭ１２の動作を説明する図であり、クオドラチャ検波回路ＤＭ１２の等価回路を示す図である。
【符号の説明】
ＤＭ１〜ＤＭ５…ＦＳＫ復調回路、
１…入力端子、
２…出力端子、
３…９０度電力分配回路、
４…伝送線路、
５…ミキサ、
６…ローパスフィルタ、
７、８…増幅器、
９…可変容量、
１０…電力分配回路、
１１…同相電力分配回路、
１２…伝送線路。
Claims (16)
- 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
上記伝送線路において短絡されていない端子と接地電位との間に設けられている可変容量と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と；
上記電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 請求項３において、
周波数変調信号が入力されて位相差の無い２信号を出力する同相電力分配回路の一方の出力信号を、上記周波数変調信号の中心周波数における（２ｎ―１）／４波長（ｎは１以上の整数）の電気長を持つ伝送線路に通過させることを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 請求項３において、
周波数変調信号が入力されて位相差の無い２信号を出力する同相電力分配回路の一方の出力信号を、上記周波数変調信号の中心周波数における（２ｎ―１）／４周期（ｎは１以上の整数）の遅延時間を持つ遅延素子に通過させることを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
上記伝送線路において短絡されていない端子と接地電位との間に設けられている可変容量と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と；
上記電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＭ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
上記伝送線路において短絡されていない端子と接地電位との間に設けられている可変容量と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに９０度の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と；
上記電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 請求項１１において、
周波数変調信号が入力されて位相差の無い２信号を出力する同相電力分配回路の一方の出力信号を、上記周波数変調信号の中心周波数における（２ｎ―１）／４波長（ｎは１以上の整数）の電気長を持つ伝送線路に通過させることを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 請求項１１において、
周波数変調信号が入力されて位相差の無い２信号を出力する同相電力分配回路の一方の出力信号を、上記周波数変調信号の中心周波数における（２ｎ―１）／４周期（ｎは１以上の整数）の遅延時間を持つ遅延素子に通過させることを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、上記入力した周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持つ２信号を出力する９０度電力分配回路と；
上記９０度電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記９０度電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
上記伝送線路において短絡されていない端子と接地電位との間に設けられている可変容量と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。 - 周波数変調信号を入力し、この周波数変調信号の中心周波数において互いに所定の位相差を持ち、しかも、上記周波数変調信号の中心周波数からの周波数偏移に比例した位相差を持つ２信号を出力する電力分配回路と；
上記電力分配回路が出力する上記２信号を混合するミキサと；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの一方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの一方の入力端子とを接続する第１の接続経路と；
上記電力分配回路の２つの出力端子のうちの他方の出力端子と、上記ミキサの２つの入力端子のうちの他方の入力端子とを接続し、しかも、上記第１の接続経路と電気長が同じである第２の接続経路と；
上記第１の接続経路または上記第２の接続経路に、一端が、接続され、他端が、短絡されている伝送線路であって、上記周波数変調信号の中心周波数における１／４波長の電気長を持つ伝送線路と；
を有することを特徴とするマイクロ波帯ＦＳＫ復調回路。
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