JPH04352528A - 高周波電力増幅装置 - Google Patents
高周波電力増幅装置Info
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- JPH04352528A JPH04352528A JP3126310A JP12631091A JPH04352528A JP H04352528 A JPH04352528 A JP H04352528A JP 3126310 A JP3126310 A JP 3126310A JP 12631091 A JP12631091 A JP 12631091A JP H04352528 A JPH04352528 A JP H04352528A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 14
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 101000582320 Homo sapiens Neurogenic differentiation factor 6 Proteins 0.000 description 1
- 102100030589 Neurogenic differentiation factor 6 Human genes 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
Landscapes
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線送信機、または高周
波の搬送波を用いる有線通信機器に用いられる高周波電
力増幅装置に関するものである。
波の搬送波を用いる有線通信機器に用いられる高周波電
力増幅装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線機器は小型化、固体化が進み
、特に、自動車電話や携帯電話に代表される携帯用無線
電話装置の小型・軽量化は目ざましい。そして、これら
の機器に内蔵され、送信電力を所要の電力まで増幅する
高周波電力増幅装置は、基地局における受信電界強度に
基づく基地局からの指令により、送信電力を加減する制
御が行われている。
、特に、自動車電話や携帯電話に代表される携帯用無線
電話装置の小型・軽量化は目ざましい。そして、これら
の機器に内蔵され、送信電力を所要の電力まで増幅する
高周波電力増幅装置は、基地局における受信電界強度に
基づく基地局からの指令により、送信電力を加減する制
御が行われている。
【０００３】従来の高周波電力増幅装置は図４または図
５に示すように構成されている。図４に示す高周波電力
増幅装置では、入力高周波信号を所要の電力に増幅する
電力増幅回路１の出力が方向性結合器２と同軸線路３を
介してアンテナコネクタ４に接続されている。
５に示すように構成されている。図４に示す高周波電力
増幅装置では、入力高周波信号を所要の電力に増幅する
電力増幅回路１の出力が方向性結合器２と同軸線路３を
介してアンテナコネクタ４に接続されている。
【０００４】なお、同軸線路３は電力増幅回路１の定格
出力インピーダンスと等しい特性インピーダンスを有し
ている。方向性結合器２は電気的長さが“１／４”波長
で互いに平行に配置されたストリップ線路２１および２
２と終端抵抗器２３から構成され、電力増幅回路１から
アンテナコネクタ４に向かって伝達される通過電力、す
なわち進行波電力に比例した高周波出力が出力端子２４
に発生する。出力端子２４の高周波電圧は、直線検波器
５で検波される。
出力インピーダンスと等しい特性インピーダンスを有し
ている。方向性結合器２は電気的長さが“１／４”波長
で互いに平行に配置されたストリップ線路２１および２
２と終端抵抗器２３から構成され、電力増幅回路１から
アンテナコネクタ４に向かって伝達される通過電力、す
なわち進行波電力に比例した高周波出力が出力端子２４
に発生する。出力端子２４の高周波電圧は、直線検波器
５で検波される。
【０００５】この図４に示した高周波電力増幅装置の場
合には、方向性結合器２の出力端子２４には、負荷との
インピーダンス整合に関わらず、進行電力に比例した信
号が現れる。したがって、負荷のインピーダンスが電力
増幅回路１の出力インピーダンスと等しい場合には反射
波は発生しない。よって負荷に供給される電力と進行波
電力は等しくなり、通過電力参照端子５１には進行波電
圧の振幅、すなわち出力電力の平方根に比例した電圧が
得られる。
合には、方向性結合器２の出力端子２４には、負荷との
インピーダンス整合に関わらず、進行電力に比例した信
号が現れる。したがって、負荷のインピーダンスが電力
増幅回路１の出力インピーダンスと等しい場合には反射
波は発生しない。よって負荷に供給される電力と進行波
電力は等しくなり、通過電力参照端子５１には進行波電
圧の振幅、すなわち出力電力の平方根に比例した電圧が
得られる。
【０００６】図５に示す高周波電力増幅装置では、電力
増幅回路１の出力が同軸線路３を介してアンテナコネク
タ４に接続されおり、直線検波器５は結合コンデンサ６
を介して電力増幅回路１の出力端子１１に接続されてい
る。
増幅回路１の出力が同軸線路３を介してアンテナコネク
タ４に接続されおり、直線検波器５は結合コンデンサ６
を介して電力増幅回路１の出力端子１１に接続されてい
る。
【０００７】なお、この図５においても同じように、同
軸線路３は電力増幅回路１の定格出力インピーダンスと
等しい特性インピーダンスを有している。結合コンデン
サ６は電力増幅回路１の定格出力インピーダンスよりも
十分小さいインピーダンスとなる静電容量のものである
。
軸線路３は電力増幅回路１の定格出力インピーダンスと
等しい特性インピーダンスを有している。結合コンデン
サ６は電力増幅回路１の定格出力インピーダンスよりも
十分小さいインピーダンスとなる静電容量のものである
。
【０００８】この図５に示した高周波電力増幅装置の場
合には、直線検波器５の出力の通過電力参照端子５１に
は電力増幅回路１の出力端子１１の電圧の大きさに比例
した直流信号が得られる。もし、負荷のインピーダンス
が電力増幅回路１の出力インピーダンスと等しくて整合
がとれているときは反射波は生じない。よって、通過電
力参照端子５１には図４と同様に進行波電圧の振幅、す
なわち出力高周波電力の平方根に比例した直流信号が得
られる。
合には、直線検波器５の出力の通過電力参照端子５１に
は電力増幅回路１の出力端子１１の電圧の大きさに比例
した直流信号が得られる。もし、負荷のインピーダンス
が電力増幅回路１の出力インピーダンスと等しくて整合
がとれているときは反射波は生じない。よって、通過電
力参照端子５１には図４と同様に進行波電圧の振幅、す
なわち出力高周波電力の平方根に比例した直流信号が得
られる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の高周波電力増幅装置では次のような問題があ
る。
うな従来の高周波電力増幅装置では次のような問題があ
る。
【００１０】図４に示した高周波電力増幅装置では、取
り扱い周波数が低い場合にはストリップ線路２１，２２
が長くなり、方向性結合器２が大型となる。ストリップ
線路２１，２２を“１／４”波長よりも短くすると結合
度が低下するため、通過電力参照端子５１に十分な大き
さの信号が得られなくなる。結合度を向上させるために
両ストリップ線路２１，２２との間隔を縮めることも考
えられるが、通常のプリント配線板によるストリップラ
インで線路間隔を０．１ ｍｍ以下に配置することは困
難なため、限界がある。
り扱い周波数が低い場合にはストリップ線路２１，２２
が長くなり、方向性結合器２が大型となる。ストリップ
線路２１，２２を“１／４”波長よりも短くすると結合
度が低下するため、通過電力参照端子５１に十分な大き
さの信号が得られなくなる。結合度を向上させるために
両ストリップ線路２１，２２との間隔を縮めることも考
えられるが、通常のプリント配線板によるストリップラ
インで線路間隔を０．１ ｍｍ以下に配置することは困
難なため、限界がある。
【００１１】図４に示した高周波電力増幅装置では、こ
のような理由によって、比較的小出力の場合には方向性
結合器２の線路長を“１／４”波長としても、通過電力
参照端子５１に十分な大きさの信号が得られなくなる場
合がある。
のような理由によって、比較的小出力の場合には方向性
結合器２の線路長を“１／４”波長としても、通過電力
参照端子５１に十分な大きさの信号が得られなくなる場
合がある。
【００１２】図５に示した高周波電力増幅装置では、回
路自体が簡単であるため小型に構成することができるが
、負荷との整合が悪化した場合には通過電力を正確に検
出できない。たとえば、負荷が解放または短絡という極
端な状態においては、進行波電圧と反射波電圧の位相差
により、通過電力参照端子５１の電圧が零になる場合が
ある。特に、このような場合、電力増幅回路１に可変利
得のものを用いて出力電力を自動または手動で一定に制
御しようとすると、電力増幅回路１の利得を最大値まで
上昇させることになる。そして電力増幅回路１の出力電
力、すなわち進行波電力のほとんどが負荷で反射されて
電力増幅回路１に戻り、熱となって消費され、電力増幅
回路１における損失が増大し、最悪の場合には増幅素子
を破壊させる恐れがある。
路自体が簡単であるため小型に構成することができるが
、負荷との整合が悪化した場合には通過電力を正確に検
出できない。たとえば、負荷が解放または短絡という極
端な状態においては、進行波電圧と反射波電圧の位相差
により、通過電力参照端子５１の電圧が零になる場合が
ある。特に、このような場合、電力増幅回路１に可変利
得のものを用いて出力電力を自動または手動で一定に制
御しようとすると、電力増幅回路１の利得を最大値まで
上昇させることになる。そして電力増幅回路１の出力電
力、すなわち進行波電力のほとんどが負荷で反射されて
電力増幅回路１に戻り、熱となって消費され、電力増幅
回路１における損失が増大し、最悪の場合には増幅素子
を破壊させる恐れがある。
【００１３】本発明は方向性結合器を使用した場合より
も小型化することができ、しかも、負荷の整合が悪化し
た場合においても出力端子の通過電力を検出することが
できる高周波電力増幅装置を提供することを目的として
いる。
も小型化することができ、しかも、負荷の整合が悪化し
た場合においても出力端子の通過電力を検出することが
できる高周波電力増幅装置を提供することを目的として
いる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の高周波電力増幅
装置は、電力増幅回路の出力に移相器を接続し、前記移
相器の出力から送信出力を得るとともに、前記移相器の
入力端の高周波電圧を検出する第１の検波器と、前記移
相器の出力端の高周波電圧を検出する第２の検波器と、
第１の検波器の出力電圧と第２の検波器の出力電圧とを
加算する加算器とを設け、前記加算器の出力から通過電
力参照電圧を得ることを特徴とする。
装置は、電力増幅回路の出力に移相器を接続し、前記移
相器の出力から送信出力を得るとともに、前記移相器の
入力端の高周波電圧を検出する第１の検波器と、前記移
相器の出力端の高周波電圧を検出する第２の検波器と、
第１の検波器の出力電圧と第２の検波器の出力電圧とを
加算する加算器とを設け、前記加算器の出力から通過電
力参照電圧を得ることを特徴とする。
【００１５】
【作用】この構成によると、移相器を介装して、進行波
電圧と反射波電圧の双方に対して互いに位相が異なる２
ヶ所での高周波電圧の振幅の和を求めるので、負荷との
インピーダンス整合が悪化したときでも、通過電力参照
出力を得ることができる。
電圧と反射波電圧の双方に対して互いに位相が異なる２
ヶ所での高周波電圧の振幅の和を求めるので、負荷との
インピーダンス整合が悪化したときでも、通過電力参照
出力を得ることができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の高周波電力増幅装置を図１〜
図３に基づいて説明する。なお、従来例を示す図４，図
５と同一の作用をなすものには同一の符号を付けて説明
する。
図３に基づいて説明する。なお、従来例を示す図４，図
５と同一の作用をなすものには同一の符号を付けて説明
する。
【００１７】図１と図２は本発明の高周波電力増幅装置
の第１の実施例を示す。電力増幅回路１の出力に９０°
移相器７を接続し、９０°移相器７の出力が同軸線路３
を介してアンテナコネクタ４に接続されている。９０°
移相器７の入力端７１には、結合コンデンサ６ａを介し
て第１の検波器としての直線検波器５ａが接続されてい
る。９０°移相器７の出力端７２には、結合コンデンサ
６ｂを介して第２の検波器としての直線検波器５ｂが接
続されている。直線検波器５ａの出力電圧と直線検波器
５ｂの出力電圧とは加算器８で加算されて通過電力参照
端子５１に出力されている。
の第１の実施例を示す。電力増幅回路１の出力に９０°
移相器７を接続し、９０°移相器７の出力が同軸線路３
を介してアンテナコネクタ４に接続されている。９０°
移相器７の入力端７１には、結合コンデンサ６ａを介し
て第１の検波器としての直線検波器５ａが接続されてい
る。９０°移相器７の出力端７２には、結合コンデンサ
６ｂを介して第２の検波器としての直線検波器５ｂが接
続されている。直線検波器５ａの出力電圧と直線検波器
５ｂの出力電圧とは加算器８で加算されて通過電力参照
端子５１に出力されている。
【００１８】なお、結合コンデンサ６ａ，６ｂは、９０
°移相器７の入出力インピーダンスよりも十分小さいイ
ンピーダンスとなる静電容量のものである。９０°移相
器７は入力した高周波信号の位相を９０ °遅れて出力
するもので、図２に示すようなπ型の集中定数回路で、
電力増幅回路１の出力インピーダンスの大きさと等しく
なるように、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量およびコ
イルＬのインダクタンスを選ぶことにより実現できる。 この場合、低い周波数の高周波電力増幅装置でも小型化
が図れる。
°移相器７の入出力インピーダンスよりも十分小さいイ
ンピーダンスとなる静電容量のものである。９０°移相
器７は入力した高周波信号の位相を９０ °遅れて出力
するもので、図２に示すようなπ型の集中定数回路で、
電力増幅回路１の出力インピーダンスの大きさと等しく
なるように、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量およびコ
イルＬのインダクタンスを選ぶことにより実現できる。 この場合、低い周波数の高周波電力増幅装置でも小型化
が図れる。
【００１９】また、９０°移相器７は電気的長さが“１
／４”波長の同軸線路やストリップ線路などで実現する
こともできる。このように構成された高周波電力増幅装
置について、その動作を詳細に説明する。
／４”波長の同軸線路やストリップ線路などで実現する
こともできる。このように構成された高周波電力増幅装
置について、その動作を詳細に説明する。
【００２０】ここで進行波電圧の振幅をＡ，反射波電圧
の振幅をＢとすると、９０°移相器７の入力端７１にお
ける電圧Ｖ１と、９０°移相器７の出力端７２における
電圧をＶ２は下記の第１式で表せる。
の振幅をＢとすると、９０°移相器７の入力端７１にお
ける電圧Ｖ１と、９０°移相器７の出力端７２における
電圧をＶ２は下記の第１式で表せる。
【００２１】
【数１】
【００２２】一般に、進行波よりも反射波の方が小さい
から、０≦Ｂ≦Ａなる関係がある。ωは高周波信号の角
周波数である。φは入力端７１における進行波と反射波
の位相差で、負荷インピーダンスや負荷と電力増幅回路
１の出力端子との間に接続される同軸線路の長さによっ
て変化する。もし、負荷のインピーダンスが電力増幅回
路１の出力インピーダンスと等しく、整合がとれている
ときは反射波は生じずＢ＝０となる。よってＶ１，Ｖ２
の振幅は等しく、通過電力参照端子５１には進行波電圧
の振幅Ａ、すなわち出力高周波電力の平方根に比例した
直流信号が得られる。次に、負荷のインピーダンスが電
力増幅回路１の出力インピーダンスおよび同軸線路のイ
ンピーダンスと異なり、整合がとれていないときには定
在波が同軸線路３上に生じる。このときＶ１，Ｖ２の振
幅を求めると、各々下記の第２式のＶａ，Ｖｂとなる。
から、０≦Ｂ≦Ａなる関係がある。ωは高周波信号の角
周波数である。φは入力端７１における進行波と反射波
の位相差で、負荷インピーダンスや負荷と電力増幅回路
１の出力端子との間に接続される同軸線路の長さによっ
て変化する。もし、負荷のインピーダンスが電力増幅回
路１の出力インピーダンスと等しく、整合がとれている
ときは反射波は生じずＢ＝０となる。よってＶ１，Ｖ２
の振幅は等しく、通過電力参照端子５１には進行波電圧
の振幅Ａ、すなわち出力高周波電力の平方根に比例した
直流信号が得られる。次に、負荷のインピーダンスが電
力増幅回路１の出力インピーダンスおよび同軸線路のイ
ンピーダンスと異なり、整合がとれていないときには定
在波が同軸線路３上に生じる。このときＶ１，Ｖ２の振
幅を求めると、各々下記の第２式のＶａ，Ｖｂとなる。
【００２３】
【数２】
【００２４】したがって、通過電力参照端子５１には（
Ｖａ＋Ｖｂ）に比例した直流信号が出力される。（Ｖａ
＋Ｖｂ）はＡ、すなわち進行波電圧の振幅を固定してＢ
、すなわち反射波電圧の振幅が（０≦Ｂ≦Ａ）なる定義
域の変数とする関数と見たとき、φ＝０では２Ａの一定
値、それ以外ではＢ＝０で最小値２Ａ，Ｂ＝Ａで下記の
第３式で示す最大値をとるＢに関する単調増加関数とな
る。
Ｖａ＋Ｖｂ）に比例した直流信号が出力される。（Ｖａ
＋Ｖｂ）はＡ、すなわち進行波電圧の振幅を固定してＢ
、すなわち反射波電圧の振幅が（０≦Ｂ≦Ａ）なる定義
域の変数とする関数と見たとき、φ＝０では２Ａの一定
値、それ以外ではＢ＝０で最小値２Ａ，Ｂ＝Ａで下記の
第３式で示す最大値をとるＢに関する単調増加関数とな
る。
【００２５】
【数３】
【００２６】第３式の最大値はおよそ“２．８３Ａ”と
なることがわかる。したがって（Ｖａ＋Ｖｂ）の値は、
負荷整合時には“２Ａ”、任意の負荷が接続された場合
でも、最小“２Ａ”、最大“２．８３Ａ”の値をとる。 そして、この（Ｖａ＋Ｖｂ）に比例した直流信号が、通
過電力参照端子５１に現れる。
なることがわかる。したがって（Ｖａ＋Ｖｂ）の値は、
負荷整合時には“２Ａ”、任意の負荷が接続された場合
でも、最小“２Ａ”、最大“２．８３Ａ”の値をとる。 そして、この（Ｖａ＋Ｖｂ）に比例した直流信号が、通
過電力参照端子５１に現れる。
【００２７】図３は本発明の第２の実施例を示す。この
実施例の高周波電力増幅装置では、図１における直線検
波器５ａ，５ｂがそれぞれ二乗検波器９ａ，９ｂに置き
換えられている。二乗検波器９ａ，９ｂは入力高周波電
圧の大きさの二乗に比例した直流信号を出力するもので
ある。
実施例の高周波電力増幅装置では、図１における直線検
波器５ａ，５ｂがそれぞれ二乗検波器９ａ，９ｂに置き
換えられている。二乗検波器９ａ，９ｂは入力高周波電
圧の大きさの二乗に比例した直流信号を出力するもので
ある。
【００２８】この図３の高周波電力増幅装置では、９０
°移相器７の入力端７１における電圧Ｖ１、出力端７２
の電圧Ｖ２は、図１の実施例と同様に第１式で表せる。 そしてＶ１，Ｖ２の振幅も同様にして各々第２式のＶａ
，Ｖｂとなる。したがって、通過電力参照端子５１には
、下記の第４式で示すＶａ，Ｖｂの二乗和、すなわち進
行波電力と反射波電力の和に比例した直流信号が出力さ
れる。
°移相器７の入力端７１における電圧Ｖ１、出力端７２
の電圧Ｖ２は、図１の実施例と同様に第１式で表せる。 そしてＶ１，Ｖ２の振幅も同様にして各々第２式のＶａ
，Ｖｂとなる。したがって、通過電力参照端子５１には
、下記の第４式で示すＶａ，Ｖｂの二乗和、すなわち進
行波電力と反射波電力の和に比例した直流信号が出力さ
れる。
【００２９】
【数４】
【００３０】また、検波器を二乗検波器とすることによ
り、負荷の整合が悪化した場合には、通過電力が見かけ
上高く検出され、電力増幅回路１に可変利得のものを用
いて出力電力を自動または手動で一定に制御する場合に
おいて、同利得を低下させるように働くので、電力増幅
回路１における損失を抑え、増幅素子の破壊を防止でき
る。
り、負荷の整合が悪化した場合には、通過電力が見かけ
上高く検出され、電力増幅回路１に可変利得のものを用
いて出力電力を自動または手動で一定に制御する場合に
おいて、同利得を低下させるように働くので、電力増幅
回路１における損失を抑え、増幅素子の破壊を防止でき
る。
【００３１】上記の第１の実施例では、直線検波器５ａ
，５ｂの出力を加算器８で加算したが、加算器８を二乗
和するように構成した場合には、第２の実施例と同様の
効果を実現できる。
，５ｂの出力を加算器８で加算したが、加算器８を二乗
和するように構成した場合には、第２の実施例と同様の
効果を実現できる。
【００３２】上記の各実施例の移相器７はその移送角度
が９０°であったが、これは ２７０°としても同様で
あり、９０°近傍または ２７０°近傍の移送角度であ
ってもほぼ信頼できる結果を得ることができる。
が９０°であったが、これは ２７０°としても同様で
あり、９０°近傍または ２７０°近傍の移送角度であ
ってもほぼ信頼できる結果を得ることができる。
【００３３】
【発明の効果】各請求項に記載の構成によると、電力増
幅回路の出力に移相器を接続し、移相器の出力から送信
出力を得るとともに、移相器の入力端の高周波電圧と移
相器の出力端の高周波電圧に基づいて通過電力参照電圧
を得るため、方向性結合器を用いずに出力端子の通過電
力を検出することができる。
幅回路の出力に移相器を接続し、移相器の出力から送信
出力を得るとともに、移相器の入力端の高周波電圧と移
相器の出力端の高周波電圧に基づいて通過電力参照電圧
を得るため、方向性結合器を用いずに出力端子の通過電
力を検出することができる。
【００３４】したがって、低い周波数の高周波電力増幅
装置では小型化が容易となり、また小出力の高周波電力
増幅装置で、負荷の整合が悪化した場合においても出力
端子の通過電力を検出することができる。
装置では小型化が容易となり、また小出力の高周波電力
増幅装置で、負荷の整合が悪化した場合においても出力
端子の通過電力を検出することができる。
【００３５】請求項１に記載の第１，第２の検波器は、
請求項２に記載のように直線検波器または請求項３に記
載のように二乗検波器とすることができる。二乗検波器
とした場合には負荷の整合が悪化した場合に通過電力が
見かけ上高く検出され、電力増幅回路に可変利得のもの
を用いて出力電力を自動または手動で一定に制御する場
合において、同利得を低下させるように働くので、電力
増幅回路における損失を抑え、増幅素子の破壊を防止す
るのに役立つものである。
請求項２に記載のように直線検波器または請求項３に記
載のように二乗検波器とすることができる。二乗検波器
とした場合には負荷の整合が悪化した場合に通過電力が
見かけ上高く検出され、電力増幅回路に可変利得のもの
を用いて出力電力を自動または手動で一定に制御する場
合において、同利得を低下させるように働くので、電力
増幅回路における損失を抑え、増幅素子の破壊を防止す
るのに役立つものである。
【００３６】請求項１に記載の第１，第２の検波器を直
線検波器とした場合であっても、請求項４に記載のよう
に加算器を２乗和を出力するように構成することによっ
て、第１，第２の検波器を二乗検波器とした場合と同様
の効果を得ることができる。
線検波器とした場合であっても、請求項４に記載のよう
に加算器を２乗和を出力するように構成することによっ
て、第１，第２の検波器を二乗検波器とした場合と同様
の効果を得ることができる。
【図１】本発明の高周波電力増幅装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】同装置の移相器の具体例を示す回路図である。
【図３】高周波電力増幅装置の他の実施例のブロック図
である。
である。
【図４】方向性結合器を使用した従来の高周波電力増幅
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図５】方向性結合器を使用しない従来の高周波電力増
幅装置のブロック図である。
幅装置のブロック図である。
１ 電力増幅回路
５ａ 直線検波器〔第１の検波器〕５ｂ
直線検波器〔第２の検波器〕６ａ，６ｂ 結
合コンデンサ７ ９０°移相器 ８ 加算器 ５１ 通過電力参照端子
直線検波器〔第２の検波器〕６ａ，６ｂ 結
合コンデンサ７ ９０°移相器 ８ 加算器 ５１ 通過電力参照端子
Claims (4)
- 【請求項１】 電力増幅回路の出力に移相器を接続し
、前記移相器の出力から送信出力を得るとともに、前記
移相器の入力端の高周波電圧を検出する第１の検波器と
、前記移相器の出力端の高周波電圧を検出する第２の検
波器と、第１の検波器の出力電圧と第２の検波器の出力
電圧とを加算する加算器とを設け、前記加算器の出力か
ら通過電力参照電圧を得る高周波電力増幅装置。 - 【請求項２】 第１の検波器と第２の検波器を直線検
波器で構成した請求項１記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項３】 第１の検波器と第２の検波器を二乗検
波器で構成した請求項１記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項４】 第１の検波器と第２の検波器を直線検
波器で構成し、加算器を第１の検波器の出力と第２の検
波器の出力との二乗和を出力するよう構成した請求項１
記載の高周波電力増幅装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3126310A JPH04352528A (ja) | 1991-05-30 | 1991-05-30 | 高周波電力増幅装置 |
| US07/889,566 US5252929A (en) | 1991-05-30 | 1992-05-28 | RF power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3126310A JPH04352528A (ja) | 1991-05-30 | 1991-05-30 | 高周波電力増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04352528A true JPH04352528A (ja) | 1992-12-07 |
Family
ID=14932023
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3126310A Pending JPH04352528A (ja) | 1991-05-30 | 1991-05-30 | 高周波電力増幅装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5252929A (ja) |
| JP (1) | JPH04352528A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3180424B2 (ja) * | 1992-03-11 | 2001-06-25 | ソニー株式会社 | 出力制御回路 |
| GB2273009A (en) * | 1992-11-28 | 1994-06-01 | Motorola Gmbh | RF Power amplifier ramp control of power level rise and fall |
| DE19708837A1 (de) * | 1997-03-05 | 1998-09-10 | Bosch Gmbh Robert | Schaltung zur Regelung der Ausgangsleistung eines Hochfrequenzsenders |
| US6466772B1 (en) * | 1998-09-25 | 2002-10-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and method for improving power control loop linearity |
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| EP1402237A4 (en) * | 2000-03-07 | 2006-10-25 | Honeywell Int Inc | APPARATUS AND METHOD FOR MEASURING THE LEVEL OF A FLUID |
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| US7937051B2 (en) * | 2007-10-11 | 2011-05-03 | Nokia Corporation | Apparatus and method for measuring the level of RF signals, and a transmitter including a wide band measurement circuit |
| US8779857B2 (en) * | 2009-08-14 | 2014-07-15 | Qualcomm Incorporated | Amplifier with variable matching circuit to improve linearity |
| US9641164B2 (en) * | 2014-06-24 | 2017-05-02 | Technische Universiteit Delft | Quadrature LC tank digitally controlled ring oscillator |
| JP2021175147A (ja) * | 2020-04-30 | 2021-11-01 | 株式会社村田製作所 | 負荷検出回路、および、増幅回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3449680A (en) * | 1966-03-29 | 1969-06-10 | Motorola Inc | Transistor protection circuit |
| US4165493A (en) * | 1978-04-17 | 1979-08-21 | Rockwell International Corporation | Protected amplifier apparatus |
-
1991
- 1991-05-30 JP JP3126310A patent/JPH04352528A/ja active Pending
-
1992
- 1992-05-28 US US07/889,566 patent/US5252929A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5252929A (en) | 1993-10-12 |
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