CN103503314A - Mems可调陷波滤波器频率自动控制回路系统和方法 - Google Patents

Abstract

可调陷波滤波器和控制回路系统和方法可包括：可调陷波滤波器，其提供阻带；传感电路，其与可调陷波滤波器进行通信，并且适于在参考信号和从所述可调陷波滤波器中反射的信号之间确定相位变化；以及控制回路，其与所述可调陷波滤波器和传感电路进行通信，所述控制回路可用于调节所述可调陷波滤波器，从而修改相位变化。

Description

MEMS可调陷波滤波器频率自动控制回路系统和方法

优先权声明

本申请要求于2010年12月10日提交的美国临时专利申请序列号61/459,303的权益和优先权，其公开内容不失其完整性地并入本文以作参考。

技术领域

在本文中所公开的主题总体上涉及电子滤波器。更具体而言，在本文中所公开的主题涉及陷波滤波器，例如，诸如用于移动电话中的陷波滤波器。

背景技术

在诸如CDMA和WCDMA这样的频分双工（FDD）无线收发器中，移动站的发送器部分和接收器部分需要同时进行工作。例如，在图1中示出了无线收发器的典型射频FDD前端单频带方框图。

在射频前端中的双工器用于分离发送和接收信号。对抑制无用信号和/或干扰的双工器规格要求非常高。通常，需要55 dB或更大的隔离，以抑制传输信号泄漏到接收器内，并且最小需要45 dB，以抑制在接收器频带中的发送器噪音。通过双工器进入发送器的过度传输泄漏会造成减少接收器的敏感度的互调制和/或交叉调制干扰。具有适度的阻抑（rejection）水平（通常为20 dB）的外部SAW滤波器通常位于LNA之后，以放宽对混频器线性和双工器阻抑的要求。然而，SAW滤波器过去已经显示了对集成和频率可调性的不适用性，从而会增大整体收发器的尺寸、元件数以及成本。

为了解决这些问题，已经提出了诸如YIG滤波器这样的可调解决方案。这些滤波器显示了低损耗以及宽调谐带宽的特性，但是需要外部施加的静磁场，由于滞后效应而具有缓慢的调谐时间，并且具有高功耗。

其他选项包括分布式滤波器设计，其使用谐振印刷结构的耦合部分，例如，负载组合滤波器、负载回路谐振器或互交叉（interdigitated）滤波器。然而，在设计为以典型的手机频带（700MHz-2.7GHz）进行操作时，这些设计所需要的大的占用面积（footprint）成为任何分布式实现方式的主要缺点。通常，声学或可调的集总元件滤波器必须用于满足手机实际状态的约束条件。已经研制出了不可调陷波滤波器，该滤波器使用以IMT频带（TX：1.92-1.98GHz，RX：2.11-2.17GHz）进行操作的接合线电感器，但是对于这种系统可测量到低抑制水平（大约为12dB）和高插入损耗（3dB）。此外，由于该设计具有不可调的性质，所以抑制水平在操作频带内显示出大幅变化。

在蜂窝系统中，使移动电话操作频率信道化。根据系统，信道频率间隔仅仅为100kHz到200kHz。因此，窄带陷波滤波器频率对于2.5G和3G的移动站（信道间隔为200kHz）需要具有在100kHz内的频率精确度，或者对于LTE的移动站（信道间隔为100KHz）需要具有在50kHz内的频率精确度。如果滤波器的有效带宽窄到接近信号带宽的程度，那么在这种应用中的陷波滤波器的频率精确度需要至少为大约10-5。包括陷波滤波器的元件的精确度仅仅为1%。在这种情况下，单独的陷波滤波器使用固定的查找表以对收发器操作频率进行滤波跟踪（filter tracking），这不切实际。因此，可调滤波器最好能够动态跟踪收发器操作。

发明内容

根据本公开，提供了可调陷波滤波器（例如，微电子机械系统（MEMS）可调陷波滤波器）以及控制回路系统和方法。一方面，提供了一种可调滤波和控制系统。该可调滤波和控制系统可包括：可调陷波滤波器，提供阻带；传感电路，与可调陷波滤波器进行通信，并且适于确定在参考信号与从可调陷波滤波器中反射的信号之间相位变化；以及控制回路，与可调陷波滤波器和传感电路进行通信，控制回路可用于调节可调陷波滤波器，从而修改相位变化。

另一方面，一种用于阻抑在可调滤波和控制系统的输入上的最强信号的方法可包括：在可调陷波滤波器处接收参考信号，其中，至少一部分参考信号由可调陷波滤波器反射；感应在参考信号与从可调陷波滤波器中反射的信号之间相位变化；以及调节可调陷波滤波器，以修改相位变化。

虽然在上文中已经阐明了在本文中所公开的主题的一些方面，并且通过目前所公开的主题完全或部分实现了这些方面，但是随着与在下文中最佳地进行描述的附图相结合进行描述，其他方面将变得显而易见。

附图说明

通过应结合仅仅以示例性方式给出的附图和非限制性的示例来阅读的以下详细描述，更容易理解本主题的特征和优点，并且其中：

图1为根据传统的先有技术的系统配置的CDMA/WCDMA移动收发器的射频前端方框图；

图2为根据目前所公开的主题的一个实施方式的制造的SPSZ可调滤波器设计的电路示意图；

图3a为示出理想的LC陷波滤波器S21幅度和相位的频率响应的示图；

图3b为示出理想的LC陷波滤波器S₁₁幅度和相位的频率响应的示图；

图4为根据目前所公开的主题的一个实施方式的窄带陷波滤波器频率控制回路的方框图；

图5为根据目前所公开的主题的一个实施方式的窄带陷波滤波器频率控制回路的方框图；

图6为供单载波发送器信号使用的根据目前所公开的主题的一个实施方式的窄带陷波滤波器频率控制回路的方框图；

图7为示出用于二阶滤波器响应的闭合式表达式与ADS仿真的比较的示图；

图8为示出用于不同的Q₀值的模拟滤波器频率控制回路瞬态响应的示图；

图9和10为示出用于不同的ωc值的模拟的滤波器频率控制回路瞬态响应的示图；

图11为示出用于不同的τ值的模拟滤波器频率控制回路瞬态响应的示图；

图12为示出根据目前所公开的主题的一个实施方式的集成陷波滤波器部分的可调数字电容器阵列的示意图；

图13和14为示出根据目前所公开的主题的实施方式的SPSZ可调滤波器的传输和回波损耗特性的测量结果的示图；以及

图15和16为示出用于目前所公开的主题的实施方式的所测量的滤波器频率控制回路瞬态响应的示图。

具体实施方式

一种可调窄带陷波滤波器可用于移动电话接收器的前端内，以大幅抑制对应的发送器功率泄漏到接收器中。该滤波器也可用于必须抑制干扰信号的任何其他射频应用中。在蜂窝系统中，当移动电话收发器与一个基站进行的通信移交到另一个基站时，切换移动电话收发器的操作频率。本主题提供了滤波器频率控制回路以及一种方法，该方法用于自动调谐陷波滤波器中心频率，以跟踪移动电话收发器操作频率开关，以及用于补偿例如在一系列环境温度上可造成的制造公差以及操作变化。频率控制回路可利用发送器本地振荡器（LO）频率的相位，或者将发送器泄漏直接用作参考，并且检测陷波滤波器的所反射的LO或发送器泄漏信号的相位是否变化。根据所反射的LO或发送器泄漏的相位变化，频率控制回路可拉动陷波滤波器中心频率，使其等于现有发送器操作频率。因此，无论收发器的操作频率是多少，都可有效地抑制功率从发送器中泄漏到接收器中。可选地，可调陷波滤波器可用于其他系统中，以阻抑在可调陷波滤波器的输入上的任何最强信号，用于保护下游电路。

在实际的陷波滤波器设计中，单带通通常设计为共存在陷波频率附近。在这种情况下，该设计也称为单极单零滤波器，表示滤波器传递函数中的唯一的极和零。在图2中显示了用于使用可调元件的可调陷波滤波器电路（总体上表示为10）的配置。陷波滤波器可包括串联LC谐振器（例如，参考在图2中的虚线框中所示的具有第一电容C₁的第一电容器C1、具有第二电容C₂的第二电容器C2以及具有电感L₁的第一电感器L1）以及两个分流电容器（例如，具有第三电容C₃的第三电容器C3以及具有第四电容C₄的第四电容器C4），其中，该串联的LC谐振器以发送器频率提供信号陷波或阻抑，该两个分流电容器与串联的LC谐振器的过量电抗相结合，以在对应的接收频率形成低损耗通带。该技术可实现单独地调谐陷波滤波器抑制和带通滤波器插入损耗。在该滤波器中使用的所有可调电容器例如可为射频微电子机械（MEMS）电容器。

串联的LC块可在如下表示的陷波频率谐振：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{1}{\sqrt{L_1{C}_r}},---\left(1\right),$

其中，C_r表示源自第一和第二电容C₁和C₂的串联连接的谐振器合成电容，并且可如下表示为：

$C_r=\frac{C_1{C}_2}{C_1+C_2}---\left(2\right).$

在谐振为(f_r)，时，串联LC块可提供接地短路，以反射沿着传输线路传输的大部分信号。在用于电容器C2中的所有MEMS电容器单元处于“断开”状态（即，最小电容）时，可选择值L₁和C₁，以获得高于1.98GHz的谐振频率。通过调谐值C₂，可动态地调节谐振频率，以生成发射器操作频率中的一个频率的陷波。该陷波滤波器的中心频率应能够被调谐为覆盖整个IMT传输频带（从1.92到1.98GHz）。

另一方面，带通滤波器包括串联LC块，该块与以对称的方式位于谐振器的两侧的第三和第四电容器C3和C4相结合。该设置使带通滤波的插入损耗最小化并且使阻抗匹配与从端口1和2中所见一致。

从以下等式（3）中可获得用于以接收器频率ω_rx谐振的电容C₃加上C₄的总电容C_||：

$C_{\left|\right|}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}}^2{L}_1-\frac{1}{C_r}}---\left(3\right).$

可如下得出和表示用于陷波和带通组合型滤波器的S参数：

$S_{11}=\frac{-{\mathrm{\ω}}_r({2C}_3{\mathrm{\ω}}_r^2{L}_1{C}_1{C}_2-{2C}_3{C}_2-{2C}_3{C}_1-C_1{C}_2)Z_o}{\mathrm{\β}}---\left(4\right),$

$S_{21}=\frac{-2j({\mathrm{\ω}}_r^2{L}_1{C}_1{C}_2-C_2-C_1)}{\mathrm{\β}}---\left(5\right),$

其中

$\mathrm{\β}=(2j{\mathrm{\ω}}_r^2{L}_1{C}_1{C}_2+2j{C}_2+2j{C}_1+$

${2\mathrm{\ω}}_r^3{Z}_o{C}_3{L}_1{C}_1{C}_2-{2\mathrm{\ω}}_r{Z}_o{C}_3{C}_{32}-{2\mathrm{\ω}}_r{Z}_o{C}_3{c}_1-$

${\mathrm{\ω}}_r{Z}_o{C}_1{C}_2)$

（6）。

其中，Z_o为参考阻抗(例如，大约50Ω)。预计，只有当电容值C₃和C₄相同，S₁₁=S₂₂（对称匹配条件）。

上述陷波滤波器10提供固有的窄阻抑带宽。对于2.5G和3G移动系统（信道间隔为200kHz）可以以100kHz或更少的精度调谐滤波器中心陷波频率，或对于LTE系统（信道间隔为100kHz）可以以50kHz或更少的精度调谐滤波器中心陷波频率。

为了实现窄带陷波滤波器的精确频率调谐，可提供频率自动控制回路。这种回路可将发送器载波用作参考信号，并且使用来自陷波滤波器的参考信号的反射相位变化来调谐滤波器频率，并且跟踪移动站发送器进行操作的信道频率。

要注意的是，先前已经研制了用于MMIC带通滤波器的频率自动控制回路。然而，与使用传输系数（S₂₁）相位和/或幅度的传统的带通滤波器频率控制回路不同，根据本主题的频率控制回路可独特地使用滤波器反射系数（S₁₁）相位信息。此外，与传统带通滤波器的一个关键差异在于，通过该陷波滤波器的信号可被抑制为难以检测的非常弱的水平。此外，陷波滤波器在以其陷波（或中心）频率的传输中可能出现180°的相位跃迁（例如，见图3a）。因此，频率控制回路难以使用传输相位信息来调谐滤波器频率。

在陷波或其他窄带带阻滤波器的情况中，来自滤波器的反射的参考信号的相位信息（即，陷波频率周围的S₁₁的相位信息）可用于进行调谐。感应S₁1的优点在于，在陷波滤波器的陷波频率附近的陷波滤波器的反射系数的幅度非常高。此外，如图3b中所示，S₁₁反射相位相对于频率的特性在其陷波频率上是连续的并且具有准线性的形式。

然而，陷波滤波器的反射系数S₁x的相位随着频率的变化而单调地变化，并且在陷波滤波器的中心频率穿过0°。可通过简单的陷波滤波器反射系数H_S11(jω)的传递函数，在数学上对此进行描述：

$H_{S11}=\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{-k(\mathrm{\ω}\left(t\right)/{\mathrm{\ω}}_o)}{\sqrt{{(1-{\mathrm{\ω}}^2\left(t\right)/{\mathrm{\ω}}^2)}^2+k^2{\mathrm{\ω}}^2\left(t\right)/{\mathrm{\ω}}_o^2}}\exp (\∠H_{S11})---\left(7\right),$

其中，S₁₁相位表示为

$\∠H_{S11}=\mathrm{arctg}\frac{1-{\mathrm{\ω}}^2\left(t\right)/{\mathrm{\ω}}^2}{\mathrm{k\ω}\left(t\right)/{\mathrm{\ω}}_o}$

其中，ω为等于2πf的角度频率（f为频率），ω_o为陷波滤波器中心角度频率，并且k为在50欧姆的负荷下与滤波器Q（品质）因数相关的系数。在中心频率ω=ω_o时，使用随着频率进行的相位单调变化以及等于0度的S₁₁相位，通过使用锁相环，可实现陷波滤波器频率自动调谐和跟踪。

在图4中描述了第一陷波滤波器控制回路配置，总体上表示为101。第一陷波滤波器控制回路配置101可包括可调陷波滤波器110，该可调陷波滤波器110包括第一陷波滤波器部分111和第二陷波滤波器部分112，第一陷波滤波器部分被配置为接收输入射频信号S_in，第二陷波滤波器部分与传感电路进行通信，该传感电路适合于确定参考信号与从可调陷波滤波器110中反射的信号之间相位变化。尤其地，在第一陷波滤波器控制回路配置101中的传感电路可包括循环器120，该循环器被配置为接收参考射频信号S_ref。例如，参考射频信号S_ref可为发送器LO信号。参考射频信号S_ref可由功率分配器分成两个，一个路径穿过循环器120朝向第二陷波滤波器部分112。第二陷波滤波器部分112可将参考射频信号S_ref的大部分功率反射回循环器120，其中，可将反射的信号路由到第一射频LOG放大器130。然后，可将放大后的反射信号路由到相位检测器150。

功率分配器的第二路径可将参考射频信号S_ref引入第二射频LOG放大器140中，可将放大后的参考信号从该放大器中传送到电压控制的移相器142中。来自移相器142的信号与由第二陷波滤波器部分112反射的信号可具有直角相位差（例如，90°的相位差），以使相位检测器150在来自移相器142的信号的线性区域中进行操作并且提供最高的增益。也可将来自移相器142的这种信号作为参考输入到相位检测器150中，以检测由第二陷波滤波器部分112反射的信号的相位变化。相位控制电压V_p可用于通过信道频率开关动态地调节移相器142，以应对由具有不同的物理长度的到相位检测器150的输入的两个路径所引起的相位差。

在由相位检测器150从第一射频LOG放大器130中接收的信号的频率与现有滤波器中心频率不同的情况下，相位检测器150的输出电压可与由第二陷波滤波器部分112反射的信号的检测的相位变化成比例地变化。可将该输出提供给控制回路，该控制回路可用于调节可调陷波滤波器110，从而修改相位变化。尤其地，由相位检测器150产生的电压变化可由低通滤波器160滤波，以产生滤波的电压信号V_c。可将初始电压V_i加入滤波的电压信号V_c中，从而根据收发器操作信道频率信息，初步设定陷波滤波器粗略的中心频率。这个初始电压V_i可拓宽频率控制回路相位锁定操作范围，加快锁定时间，并且减少频率控制误差。

可将滤波后的电压信号V_c馈送给缓冲放大器170，该放大器具有增益Kc并且路由给模数转换器（ADC）180，其中，电压控制信号可转换成数字比特位。编码器190可将比特位序列转化成调谐字，并且可调陷波滤波器110可调谐至新频率，从而产生输出射频信号S_out。

在图5中所示的一个可选的配置中，对于集成电路的实现方式，第二陷波滤波器频率控制回路配置102的传感电路可包括集总元件方向耦合器125或具有相似功能的电路装置，代替在图4的配置中所示的循环器120。在该配置中，方向耦合器125可分离参考射频信号S_ref，以通往第二陷波滤波器部分112和第二射频LOG放大器140两者。其他方面，第二陷波滤波器频率控制回路配置102可通过与上述第一陷波滤波器频率控制回路配置101几乎相同的方式进行操作。

在第一或第二陷波滤波器频率控制回路配置101或102中，可处理任何类型的发送器信号，例如，单载波和多载波（OFDM）信号。

在发送器信号为单载波情况的又一个可选的配置中，第三陷波滤波器频率控制回路配置103可相对简化并且依赖于在图6中所述的主滤波器本身。在该设置中，包含在输入射频信号S_in中的发送器泄漏信号可直接用作参考信号。例如，方向耦合器125可同轴地位于输入射频信号S_in的源与独立式可调陷波滤波器115之间。这样，可将输入射频信号S_in提供给方向耦合器125，该方向耦合器将一部分前向发送器泄漏功率视为频率控制回路的参考信号。该耦合的前向发送器泄漏信号可由第二射频LOG放大器140放大，以从信号中去除所有的AM调制。在该放大的并且去除AM的发送器泄漏信号在移相器142处适当调节相位之后，可将该信号输入到相位检测器150中。

然后，在第二路径中，前向发送器泄漏信号进入独立式可调陷波滤波器115，并且该信号绝大部分被独立式可调陷波滤波器115反射，如果泄漏信号载波频率ω_r与陷波滤波器最初调谐的频率ω_o不同，那么信号具有与180°不同的相位变化

反射的发送器泄漏信号可被耦接至方向耦合器125的分支，该方向耦合器与第一射频LOG放大器130进行通信。该反射后的发送器泄漏信号也可由第一射频LOG放大器130放大，以去除信号AM调制，与对于参考泄漏信号可进行的处理一样。然后，将放大的反射发送器泄漏信号路由给相位检测器150的另一个输入。相位检测器150可将在这两个输入信号之间的初始相位差调节为90°。

根据以下关系，相位检测器150的输出可为电压V_c，该电压取决于陷波滤波器的反射系数相位：

$V_C~A_o^2\mathrm{Sin}(\∠H_{S11}\left(\mathrm{\ω}\right))---\left(9\right).$

高频分量由低通RC回路滤波器160滤掉。然后，与在其他配置中一样，仅仅低频输出通过低通滤波器160，并且在提供以在独立式可调陷波滤波器115中调谐MEMS电容器并且使独立式可调陷波滤波器115的频率与泄漏载波频率ω_r校准之前，可放大（例如，在缓冲放大器170处）和数字化（例如，在ADC转换器180处）该低频输出

在上述任何配置中，根据目前所公开的主题，通过使用频率自动控制回路，窄带MEMS陷波滤波器可用于自动和精确地调谐移动电话收发器。因此，陷波滤波器中心频率可精确地跟踪移动电话收发器工作的信道频率。

使用可调陷波滤波器频率控制回路，例如，具有上述那些配置中的一种配置的系统，可实现多个有利的性能改进。例如，陷波滤波器频率控制回路性能可有利地与ADS模拟相比。具体而言，通过使用固定的电感值L₁=10.6nH和C_r=0.6pF，可实现具有上述一种配置的陷波滤波器，该陷波滤波器可产生2GHz的陷波频率。在ω_o=20KHz、Q_o=1000以及τ=0μs时，在图7中示出了该频率控制对初始频率偏移Δω_o=10MHz的瞬态响应以及ADS仿真。通过这种比较可见，可观察到从这两种方法中获得的结果具有良好的一致性。

使用与上面相同的回路参数，在图8中示出了滤波器Q_o=1000、100、80和40时的锁定时间响应。所有响应具有相似的指数性，但是随着增大为Q_o，最终频率误差减小。表格I显示了所有考虑的Q_o值的数值最终频率误差：

表格1

低通滤波器截止频率ω_c或者回路带宽影响滤波器锁频时间。在图9中示出了不同的ω_c和Q_o=80、A=0.12、Δω_o=15MHz，以及τ=0的锁定时间响应。小ω_c值在瞬态响应中产生阴尼振荡，并且因此，产生更长的锁频时间。为了使该回路实现更短的频率收敛时间，可选择截止频率ωc=10～20kHz。

总体回路增益（由参数‘A’控制）影响锁定时间和振动性。高回路增益可造成频率发散的情况。图10示出了的不同‘A’值的滤波器频率控制误差瞬态响应。随着增益的增大，振荡次数和锁定时间增大。可发现高于A>4.1的增益值可造成发散的情况。由于回路增益的重要性，必须注意在控制回路设计期间不超过收敛阈值。

电容器驱动延迟时间也可影响滤波器的锁频时间，并且可能引起发散的结果。在图11中示出了不同的MEMS电容器动作延迟的滤波器频率控制误差瞬态响应。时标已经扩大为3ms，以观察收敛性。对于大于150μs的延迟时间，滤波器频率控制回路可变得不稳定，并且频率发散。因此，选择与驱动延迟时间一致的总体回路增益，以使回路在收敛区域中进行操作，这较为重要。对于高驱动延迟可选择低回路增益，。在这种情况下，实现收敛的代价是更长的锁定时间。

实现方式和测量

根据本主题的独立式可调滤波器可包括现有高Q可调数字电容器阵列（TDCA）倒装芯片解决方案。TDCA可包括多个可调电容器单元（例如，20个单元），其标称值大约为1pF或0.875pF。每个单元的最小电容步进分辨度（capacitor step resolution）可为大约0.125pF。在TDCA内的这些单元可在PCB等级上进行互连，以实现任何所需的拓扑。

可测量芯片级电容器的Q，以在2GHz时大于150，实现低插入损耗设计。此外，电容值可高度重复，这对于窄带可调滤波电路是重要特征。这种装置的IP3等级可为大约65dBm，并且在所接收的信号通带中，群延时失真可低于1ns。CMOS偏置电路可集成在相同的芯片中，并且可将3.3V的电源电压转变成所需的35V电压动作电平。功耗在睡眠和活动模式（即，接通充电泵）中分别可为大约6μΑ和90μΑ。串行外围接口（SPI）可用于控制电容器组状态。USB端口可用于发送来自PC控制软件的调谐命令。该软件可需要非常低的计算工作量，并且在手机微处理器上可容易地实现。

如图12中所示，使用单个TDCA芯片，可设计两个相同的滤波器301和302。这种设置的目标可在于，在控制回路内包含滤波器中的一个并且复制滤波器中采取的用于监测和再现性测试目的的任何行动。在这方面，该系统可包括多个可调陷波滤波器部分（例如，每个部分具有在图2中所示的可调陷波滤波器10的配置），这些部分与如示的设置在滤波器301和302之间的多个带通部分相结合。图12也提供了有关单元在芯片下面互连的可能方式的信息，该芯片显示了用于每个滤波器中的一半的TDCa单元。

使用由14μm厚的铜支撑的0.254mm厚的Rogers4003C基板（在2.5GHz时，εr=3.55，tanδ=0.0021），可制造在图2中所示的SPSZ滤波器。对于该基板，50欧姆微带线宽度可计算为大约0.58mm。FR4厚的底层可用于机械稳定性目的，并且分配控制电路和SPI缓冲器。侧发射（sidelaunch）SMA连接器可用于通过3.5mm同轴电缆连接该结构至VNA。用于该滤波器的部件可为SMD0402Murata高Q（品质）多层陶瓷电容器和0608芯片CoilCraft电感器。

在图13中显示了用于谐振器块的39个不同的调谐状态的滤波器的所测量的传输和回波损耗。在发送器频带中的所测量的抑制在5MHz的带宽内等于或高于22dB，并且在接收器频带中的插入损耗在接收信号带宽内小于0.8dB。回波损耗在接收器侧上在通带内好于20dB。如图13中所示，抑制电平在整个发送器操作频带上几乎恒定。滤波器调谐范围为90MHz，这覆盖了发送器频带（1920MHz-1980MHz）和接收器频带（2110MHz-2170MHz）。

图14示出了当第二电容器C2处于最小电容状态中时，使用第三和第四电容器C3和C4组的插入和回波损耗调谐。正如所料，该调谐不影响谐振器块谐振频率的位置。因此，该调谐能力可用于补偿在调谐陷波时所显示的插入和回波损耗值的改变。最后，表格II总结了通过为两个限制频率对1.92GHz-2.11GHz和1.98GHz-2.17GHz调谐TDCA芯片从而实现的抑制和插入损耗水平。

表格2

使用分立元件，同样可实现陷波滤波器控制回路（例如，上述陷波滤波器控制回路）。20dB方向耦合器（Meca722S-20-1.950）可分配输入和反射的泄漏信号。当发送泄漏和陷波频率被校准时，模拟可调移相器（Narda3752）可用于在相位检测器的输入处提供90度的相位差值。相位检测器板可包括对数放大器并且提供动态范围在0到2伏特之间的单端输出。使用操作放大器（THS3091DDA），可实现积分器。低通滤波器可为单级RC电路，其截至频率为ω_c=20KHz。模数转换器（ADC）-（NIUSB-6009）可用于将来自积分器的输出电压转换成数字信号。PC在本文中可用作编码器，以生成驱动可调射频MEMS电容器的调谐字。在PC和TDCA芯片之间的通信链路可基于通过USB-SPI接口（Total PhaseCheetah）发送的SPI命令。左可调滤波器端口可与用于监测的目的的矢量网络分析仪连接。

由于与ADC和PC处理速度相关的未知的延迟，所以可难以精确地确定快速滤波器锁定响应时间。因此，为了检查滤波器收敛，在本文中将时间轴视为在滤波器实现频率跟踪时所需要的迭代次数（或调谐字数量）。然后，通过使迭代次数乘以MEMS驱动延迟（在这种技术中，通常为10μs），可估计锁定时间。最终的估计值在IC实现方式中适度地接近预期的锁定时间。

在高或低回路增益状态中，可估计回路性能和锁定时间。由于可调陷波滤波器的数字性质，所以仅仅某些离散频率状态是可能的，这就解释了锁定时间响应曲线的预期步进性。

图15示出了在初始频率偏移Δω_o=49MHz以及回路增益A=0.4时的滤波器瞬态响应。在这种情况下，需要大约35次迭代，以实现收敛，预计产生350μs的锁定时间。这与图10的预测的行为相当好地匹配。

图16示出了在增益增大为A=3时的瞬态响应。然后，该系统显示振荡，这些振荡最终衰减以在大约125次迭代（1250μs）中达到收敛。高于A=3的增益可造成非收敛的情况。

通过图15和16，可得出以下结论：如仿真中所预测的，重要的是，适当地设置整个回路增益，以获得最快的锁定时间、最平稳的指数性以及频率收敛。此外，在系统噪音提取的情况下，在收敛之后，高回路增益可潜在地产生不需要的频率波动。

在该实际的离散实现方式中估计滤波器频率误差可以是很有挑战性的任务是出于以下几个原因：（a）该TDCA的调谐分辨度为0.125pF，可调数字滤波器可仅仅实现某些频率；（b）离散系统的噪音提取不可忽略；以及（c）限制模数转换器的比特位数。该实验滤波器频率控制回路的最终频率误差并不仅仅取决于元件的品质因数，也会大幅地受到前述因素的影响。

假设具有这些限制，通过将滤波器外部部件变成L₁=27nH，C₁=0.1pF，减小步进分辨度，可估计以上分立实现方式的最终频率最大为500KHz，而代价是陷波调谐范围减小为5.6MHz。由于增大了电感器值，所以也可减小整体Q（品质）因数，提供15dB的陷波阻抑。可可与图15中一样选择回路增益，以避免响应振荡。

对于这个特定的实现方式，通过选择不同的Δω_o=5MH所进行的实验可得到所记录的频率误差最大为277KHz。如果滤波器频率调谐分辨度和整个Q（品质）因数增大，那么最终频率控制误差可进一步减小。

已经描述了完全可调的滤波系统和方法，该滤波系统包括射频MEMS可调陷波滤波器及其相关的频率控制回路。已经证明，对于诸如在本文中所公开的可调滤波器系统的设计和实现方式而言，分析和所获得的闭合式解决方案和公式非常有用。该可调滤波器实际上可用于无线移动站的收发器中。该滤波器可能集成到移动收发器射频IC内。在本文中所研制的陷波滤波器频率控制回路公式不仅适用于该特定的滤波器拓扑，而且可适用于任何窄带带阻可调滤波器。该可调滤波系统的概念也可用于设计未来更复杂的可调双工器系统。

在不背离本主题精神和基本特征的情况下，可通过其他形式实现本主题。因此，本文描述的实施方式在各个方面均视为是说明性的，而并不是限制性的。虽然已经根据某些优选的实施方式描述了本主题，但是对于本领域的技术人员显而易见的其他实施方式也在本主题的范围内。

Claims (18)

1.一种可调滤波和控制系统，包括：

可调陷波滤波器，提供阻带；

传感电路，与所述可调陷波滤波器进行通信，并适于在参考信号与从所述可调陷波滤波器反射的信号之间确定相位变化；以及

控制回路，与所述可调陷波滤波器和所述传感电路进行通信，所述控制回路能够用于调节所述可调陷波滤波器，以修改所述相位变化。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述可调陷波滤波器不对称以在所述阻带附近实现低损耗通带。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述可调陷波滤波器包括一个或多个极零元件。

4.根据权利要求2所述的系统，其中，所述可调陷波滤波器包括串联LC谐振器，所述串联LC谐振器被配置为以可调陷波频率谐振。

5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述传感电路集成在所述可调陷波滤波器内。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述传感电路包括：

第一射频放大器，被配置为接收从所述可调陷波滤波器反射的所述信号并且生成放大后的反射信号；

第二射频放大器，被配置为接收所述参考信号并且生成放大后的参考信号；以及

相位检测器，被配置为比较所述放大后的反射信号和所述放大后的参考信号。

7.根据权利要求1所述的系统，其中，所述可调陷波滤波器、所述传感电路以及所述控制回路集成在单个模块内。

8.根据权利要求1所述的系统，其中，所述控制回路能够用于改变所述陷波滤波器的中心频率，以使反射时的所述相位变化为0度。

9.根据权利要求1所述的系统，其中，所述可调陷波滤波器和所述传感电路与输入射频信号源进行通信；

其中，所述参考信号包括发送器泄漏信号，所述发送器泄漏信号包含在来自所述输入射频信号源的输入射频信号中；以及

其中，所述控制回路能够用于改变所述陷波滤波器的中心频率，以抑制来自所述输入射频信号的被发送的泄漏信号。

10.根据权利要求9所述的系统，其中，所述传感电路包括方向耦合器，所述方向耦合器与所述可调陷波滤波器和所述输入射频信号源进行通信。

11.根据权利要求1所述的系统，包括一个额外的可调陷波滤波器，所述额外的可调陷波滤波器与所述控制回路和输入射频信号源进行通信，其中，所述控制回路能够用于改变所述额外的陷波滤波器的中心频率，以抑制来自所述输入射频信号源的输入射频信号的无用信号。

12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述传感电路包括循环器，所述循环器与所述可调陷波滤波器和参考信号源进行通信。

13.根据权利要求11所述的系统，其中，所述传感电路包括方向耦合器，所述方向耦合器与所述可调陷波滤波器和参考信号源进行通信。

14.一种用于阻抑在可调滤波和控制系统的输入上的最强信号的方法，所述方法包括：

在可调陷波滤波器处接收参考信号，其中，至少一部分所述参考信号由所述可调陷波滤波器反射；

感应在所述参考信号与从所述可调陷波滤波器反射的所述信号之间的相位变化；以及

调节所述可调陷波滤波器，以修改所述相位变化。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，接收参考信号包括接收发送器本地振荡器信号。

16.根据权利要求14所述的方法，其中，接收参考信号包括接收发送器泄漏信号。

17.根据权利要求14所述的方法，其中，调节所述可调陷波滤波器包括将反射时的所述相位变化修改成0度。

18.根据权利要求14所述的方法，其中，调节所述可调陷波滤波器包括将所述陷波滤波器的中心频率设定为等于所述参考信号的频率。

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