JP3960125B2 - Commutation method of direct power converter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リアクトルやコンデンサ等の大容量のエネルギーバッファなしに交流から交流に直接変換する直接形電力変換器の転流方法に関し、特に、スイッチング時に発生する電源短絡や負荷端開放を防止するような半導体スイッチング素子のオンオフパターン(転流パターン)に従って転流動作を行わせる転流方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
図6は、この種の電力変換器において、電源電圧の極性に基づいて転流パターンを決定する従来技術を説明するためのブロック図である。
図6において、10は電源、20は交流から交流に直接変換する直接形電力変換器、30は負荷である。PWM発生手段50は、出力電圧指令と内部で生成したキャリアとの比較によりPWM指令パルスを生成するが、生成したPWM指令パルスに基づいて電力変換器20の半導体スイッチング素子をオンオフさせるために、転流パターン発生手段60Aにより作成した転流パターンを用いる。
【0003】
ここで、転流パターン発生手段60Aは、電圧極性検出手段40により検出した電源電圧の極性に基づいて、半導体スイッチング素子のオンオフの順序を転流パターンとして決定し、電力変換器20に対するスイッチング信号を出力する。この転流パターンは、例えばインバータにおいて電源短絡を防止するデッドタイム生成のような役割を果たしている。しかし、負荷30が誘導性負荷の場合、直接形電力変換器20ではインバータと異なって還流ダイオードを持たないので、負荷端が開放されると大きなサージ電圧が発生し、装置を破損する恐れがある。
従って、直接形電力変換器20では、電源短絡を防止することに加えて負荷端の開放を防止する必要があり、転流パターンは電源短絡及び負荷端の開放を防止するようなパターンに決定される。
【0004】
交流から交流に直接変換する直接形電力変換器20の例として、三相入力/三相出力のマトリックスコンバータ(PWMサイクロコンバータ)がある。
図10は、このマトリックスコンバータの主回路構成を示すもので、eu,ev,ewはそれぞれU相、V相、W相電源、Lは高調波除去用のフィルタリアクトル、Cは同じくフィルタコンデンサ、Sau,Sav,Saw,Sbu,Sbv,Sbw,Scu,Scv,Scwは双方向に電流の通流及び阻止が可能な双方向スイッチ、Mは交流電動機等の負荷である。このマトリックスコンバータは、例えば特開平11−18489号公報「同期電動機の駆動制御装置」等によって公知になっている。
【0005】
上述したマトリックスコンバータにおいて、電源電圧の極性に基づいて転流パターンを発生させる方法は、例えば、平成元年電気学会九州支部連合会大会論文集246「PWMサイクロコンバータのSIT点弧シーケンス」(以下、公知文献という)に記載されている。以下、この公知文献に記載された転流方法の概略を、図7を参照しつつ説明する。
【0006】
図7は図10のマトリックスコンバータの一部を示したもので、Su,Su’は図10における双方向スイッチSauを構成する半導体スイッチング素子であってダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子、Sv,Sv’は図10における双方向スイッチSavを構成する半導体スイッチング素子であってダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子である。なお、半導体スイッチング素子Su,Su’,Sv,Sv’としては、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)を用いることができる。
【0007】
上記公知文献には、電源電圧の極性に応じて転流パターンを切り替える方法が記載されている。例えば、電源のU相からV相に転流する場合を例にとると、スイッチングパターンは以下のようになる。
【0008】
(1)図7(a)のeu>evのとき
▲1▼Svをオン→▲2▼Suをオフ→▲3▼Sv’をオン→▲4▼Su’をオフ
ここで、▲1▼ではSvに逆バイアスが加わっているため導通しない。▲2▼により、Suに電流が流れていた場合、電流はSvに転流する。▲3▼により、Su’に電流が流れていた場合、電流はSv’に転流し、Su’は逆バイアスされる。
【0009】
(2)図7(b)のeu<evのとき
▲1▼Sv’をオン→▲2▼Su’をオフ→▲3▼Svをオン→▲4▼Suをオフ
ここで、▲1▼ではSv’に逆バイアスが加わっているため導通しない。▲2▼により、Su’に電流が流れていた場合、電流はSv’に転流する。▲3▼により、Suに電流が流れていた場合、電流はSvに転流し、Suは逆バイアスされる。
【0010】
図7(a),(b)に示した転流パターンを便宜上、転流パターンAといい、これにより電流はU相からV相に転流する。
【0011】
次に、図8は、負荷電流の極性に基づいて転流パターンを決定する従来技術を示しており、図6と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
この従来技術では、負荷30の電流を電流検出器80により検出し、電流極性検出手段70により得た電流極性に基づき、転流パターン発生手段60Bが転流パターンを作成する。
【0012】
前記公知文献には、負荷電流の極性に応じて転流パターンを切り替える方法も記載されている。例えば、電源のU相からV相に転流する場合を例にとると、スイッチングパターンは以下のようになる。
【0013】
(1)図9(a)のi>0(iu>ivとする)のとき
▲1▼Su’をオフ→▲2▼Svをオン→▲3▼Suをオフ→▲4▼Sv’をオン
ここで、▲2▼においてeu<evの場合には、電流はSv’に転流する。▲3▼においてSuに電流が流れていた場合には、電流はSvに転流する。
【0014】
(2)図9(b)のi<0(iu<ivとする)のとき
▲1▼Suをオフ→▲2▼Sv’をオン→▲3▼Su’をオフ→▲4▼Svをオン
ここで、▲2▼においてeu>evの場合には、電流はSvに転流する。▲3▼においてSu’に電流が流れていた場合には、電流はSv’に転流する。
【0015】
図9(a),(b)に示した転流パターンを便宜上、転流パターンBといい、これにより電流はU相からV相に転流する。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図6,図7の電源電圧極性による転流方法は、電源電圧が小さくゼロ付近であるときに、極性切り替えの遅れや電圧検出誤差により、転流失敗をする可能性がある。
また、図8,図9の負荷電流極性による転流方法は、負荷電流が小さくゼロ付近であるときに、同様に極性切り替えの遅れや、電流の検出誤差により、転流失敗をする可能性がある。
【0017】
転流失敗は過大な電流サージや電圧サージを発生させ、装置を破損する恐れがある。また、装置の破損を防止するために大形、大容量の交流スナバを設けることは、装置の小形化、高効率化、低コスト化の妨げとなる。
そこで本発明は、電源電圧や負荷電流が小さい場合でも転流失敗を防止し、サージを極力小さくして交流スナバ等を用いることなく装置の破損を防止することができる直接形電力変換器の転流方法を提供しようとするものである。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流/交流直接形電力変換を行う直接形電力変換器において、
電源電圧の極性を検出する手段と、この手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第1の転流パターンとして作成する第1の転流パターン発生手段と、負荷電流の極性を検出する手段と、この手段により検出した負荷電流の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第2の転流パターンとして作成する第2の転流パターン発生手段と、電源電圧または負荷電流の絶対値に応じて第1の転流パターンまたは第2の転流パターンを切り替えて出力する手段と、を備え、
この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【0019】
請求項2に記載した発明は、請求項1記載の発明において、電源電圧の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第2の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【0020】
請求項3に記載した発明は、請求項1記載の発明において、負荷電流の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第1の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は本発明の第1実施形態を示すブロック図であり、請求項1及び請求項2の発明の実施形態に相当する。図6,図8と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳細な説明を省略し、以下では、本発明の中心となる部分についてのみ説明する。
【0022】
図1において、出力電圧指令が入力されるPWM発生手段50により作られたPWMパルス指令は、第1の転流パターン発生手段60Aと第2の転流発生パターン発生手段60Bとの両方に入力されている。第1の転流パターン発生手段60Aは、前記同様に電圧極性検出手段40により検出した電源電圧の極性に基づいて、第1の転流パターンとしての転流パターンAを発生し、第2の転流発生パターン発生手段60Bは、電流極性検出手段70により検出した負荷電流の極性に基づいて、第2の転流パターンとしての転流パターンBを発生する。
ここで、転流パターンAは図7に示したパターン、同Bは図9に示したパターンである。
【0023】
これらの転流パターンA,Bは転流パターン切り替え器90Vに入力されており、この切り替え器90Vでは、検出した電源電圧の絶対値に基づいて転流パターンA,Bを切り替え、その転流パターンに従って電力変換器20の半導体スイッチング素子に対しスイッチング信号を出力する。
【0024】
図2は、転流パターン切り替え器90Vの内部構成を示している。この切り替え器90Vは、電源電圧の絶対値を求める絶対値演算器91と、この絶対値と電圧切り替えレベル(転流パターンA,Bを切り替えるべきゼロ付近の電圧レベル)とを比較する比較器92と、その出力によって転流パターンA,Bを切り替える切り替えスイッチ93とから構成されている。
【0025】
上記構成において、電源電圧の極性に基づく転流パターンAによる転流動作は、電源電圧が小さくゼロ付近になったときに失敗するおそれがあることから、電源電圧の絶対値がゼロ付近になって電圧切り替えレベルを下回ったときは、比較器92の出力により切り替えスイッチ93を動作させて負荷電流の極性に基づく転流パターンBに従って転流させる。また、電源電圧の絶対値が電圧切り替えレベルを上回る場合には、切り替えスイッチ93を切り替えて電源電圧の極性に基づいた転流パターンAに従って転流させればよい。
【0026】
仮に、電源電圧及び負荷電流の両方が小さい場合でも、電力変換器20の半導体スイッチング素子に加わるエネルギーが小さくなるため、万が一、転流に失敗したとしても、大きなサージ発生の原因とはならず、大形の交流スナバを設けなくても装置の破壊を防止することができる。転流パターンは単に半導体スイッチング素子のオンオフの切り替え動作に過ぎないため、異なる転流パターンA,Bに従って転流させたとしても、PWMパルスの連続性が損なわれるものではない。
【0027】
次に、図3は本発明の第2実施形態を示すブロック図であり、請求項1及び請求項3の発明の実施形態に相当する。図1と同様な部分は割愛し、異なる部分のみを説明する。
すなわち、図3が図1と相違する点は、負荷電流の検出値が転流パターン切り替え器90Iに入力されており、負荷電流が小さくゼロ付近になったときに、切り替え器90Iの動作によって電源電圧の極性に基づく転流パターンAを使用するようにした点である。
【0028】
図4は転流パターン切り替え器90Iの内部構成を示しており、負荷電流の絶対値を求める絶対値演算器94と、この絶対値と電流切り替えレベル(転流パターンA,Bを切り替えるべきゼロ付近の電流レベル)とを比較する比較器95と、その出力によって転流パターンA,Bを切り替える切り替えスイッチ96とから構成されている。
【0029】
前述したように、負荷電流の極性に基づく転流パターンBによる転流動作は、負荷電流が小さくゼロ付近になったときに失敗するおそれがある。このため、負荷電流の絶対値がゼロ付近になって電流切り替えレベルを下回ったときは、比較器95の出力により切り替えスイッチ96を動作させて電源電圧の極性による転流パターンAに従って転流させる。また、負荷電流の絶対値が電流切り替えレベルを上回る場合には、切り替えスイッチ96を切り替えて負荷電流の極性に基づいた転流パターンBに従って転流させればよい。
【0030】
なお、直接形電力変換器20内の双方向スイッチ(図10におけるSau,…………,Scwに相当)は、図7、図9に示した構成(ダイオードが逆並列接続されたIGBTをエミッタ共通にして直列接続)の他に、図5(a)に示す双方向スイッチSのように、IGBT等のスイッチング素子201とダイオード202との直列回路と、スイッチング素子203とダイオード204との直列回路とを逆並列接続しても良く、スイッチング素子201,203に十分な逆耐圧があれば、図5(b)に示す如く、ダイオードを省略してスイッチング素子201,203だけを逆並列接続したものでも良い。
【0031】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電源電圧が小さい場合または負荷電流が小さい場合においても転流失敗を未然に防止することができると共に、両方が同時に小さい場合でも転流失敗によるサージを極力小さくすることができる。
このため、大形かつ大容量の交流スナバ等を用いることなく電力変換器の破壊を防止することができ、装置の小形化、高効率化、低コスト化が実現可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態を示すブロック図である。
【図2】図1における転流パターン切り替え回路の構成図である。
【図3】本発明の第2実施形態を示すブロック図である。
【図4】図3における転流パターン切り替え回路の構成図である。
【図5】本発明が適用される直接形電力変換器に使用される双方向スイッチの説明図である。
【図6】従来技術を示すブロック図である。
【図7】従来の転流パターンAを説明するための電力変換器の主要部の回路図である。
【図8】他の従来技術を示すブロック図である。
【図9】従来の転流パターンBを説明するための電力変換器の主要部の回路図である。
【図10】三相入力/三相出力のマトリックスコンバータの主回路構成図である。
【符号の説明】
10 電源
20 直接形電力変換器
30 負荷
40 電圧極性検出手段
50 PWM発生手段
60A,60B 転流パターン発生手段
70 電流極性検出手段
80 電流検出器
90V,90I 転流パターン切り替え器
91,94 絶対値演算器
92,95 比較器
93,96 切り替えスイッチ
201,203 半導体スイッチング素子
202,204 ダイオード
S 双方向スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a commutation method for a direct power converter that directly converts AC to AC without a large-capacity energy buffer such as a reactor or a capacitor, and in particular, to prevent a power supply short circuit and a load end opening that occur during switching. The present invention relates to a commutation method for performing a commutation operation in accordance with an on / off pattern (commutation pattern) of a semiconductor switching element.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 is a block diagram for explaining a conventional technique for determining a commutation pattern based on the polarity of a power supply voltage in this type of power converter.
In FIG. 6, 10 is a power source, 20 is a direct power converter that directly converts AC to AC, and 30 is a load. The
[0003]
Here, the commutation pattern generation means 60A determines the on / off order of the semiconductor switching elements as the commutation pattern based on the polarity of the power supply voltage detected by the voltage polarity detection means 40, and generates a switching signal for the
Accordingly, in the
[0004]
An example of the
Figure 10 shows a main circuit configuration of the matrix converter, e u, e v, e w respectively U-phase, V-phase, W-phase power source, L is the filter reactor for harmonic rejection, C is also the filter capacitor, S au, S av, S aw, S bu, S bv, S bw, S cu, S cv, S cw is flowing and blocking current bidirectionally bidirectional switch, M is an AC motor or the like Is the load. This matrix converter is known, for example, from Japanese Patent Laid-Open No. 11-18489 “Synchronous motor drive control device”.
[0005]
In the matrix converter described above, a method for generating a commutation pattern based on the polarity of the power supply voltage is described in, for example, 1989 “SIT firing sequence of PWM cycloconverter” (hereinafter referred to as “Syclic sequence of PWM cycloconverter”). Known literature). Hereinafter, an outline of the commutation method described in this known document will be described with reference to FIG.
[0006]
FIG. 7 shows a part of the matrix converter of FIG. 10, and S u and S u ′ are semiconductor switching elements constituting the bidirectional switch S au in FIG. Elements S v and S v ′ are semiconductor switching elements constituting the bidirectional switch S av in FIG. 10 and are switching elements in which diodes are connected in antiparallel. As the semiconductor switching elements S u , S u ′, S v , S v ′, IGBTs (insulated gate bipolar transistors) can be used.
[0007]
The known document describes a method of switching the commutation pattern according to the polarity of the power supply voltage. For example, taking the case of commutation from the U phase to the V phase of the power supply as an example, the switching pattern is as follows.
[0008]
(1) when e u> e v in FIG. 7 (a) ▲ 1 ▼ S v ON → ▲ 2 ▼ S u off → ▲ 3 ▼ S v 'ON → ▲ 4 ▼ S u' off here in, ▲ 1 does not conduct since the reverse bias is applied to the S v in ▼. ▲ 2 by ▼, when current is flowing in S u, current is commutated to S v. When current is flowing through S u ′ by (3), the current is commutated to S v ′, and S u ′ is reverse-biased.
[0009]
(2) when e u <e v in FIG. 7 (b) ▲ 1 ▼ S v ' ON → ▲ 2 ▼ S u' off → ▲ 3 ▼ S v ON → ▲ 4 ▼ S u off here In (1), since a reverse bias is applied to S v ′, it does not conduct. As a result of (2), when a current flows through S u ′, the current commutates to S v ′. ▲ 3 by ▼, when current is flowing in S u, current commutates to S v, S u is reverse biased.
[0010]
For convenience, the commutation pattern shown in FIGS. 7A and 7B is referred to as commutation pattern A, and the current is commutated from the U phase to the V phase.
[0011]
Next, FIG. 8 shows a conventional technique for determining the commutation pattern based on the polarity of the load current, and the same components as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals.
In this prior art, the current of the
[0012]
The known document also describes a method of switching the commutation pattern according to the polarity of the load current. For example, taking the case of commutation from the U phase to the V phase of the power supply as an example, the switching pattern is as follows.
[0013]
(1) Figure 9 when i of (a)> 0 (a i u> i v) ▲ 1 ▼ S u ' OFF → ▲ 2 ▼ S v ON → ▲ 3 ▼ S u off → ▲ 4 ▼ S v 'oN here, when the ▲ 2 ▼ of e u <e v is the current S v' commutates to. ▲ 3 when a current flowing in the S u at ▼, the current is commutated to S v.
[0014]
(2) FIG. 9 (b) of the i <0 (i u <a i v) when ▲ 1 ▼ S u off → ▲ 2 ▼ 'on the → ▲ 3 ▼ S u' S v off → ▲ 4 ▼ the S v on here, when the ▲ 2 ▼ of e u> e v is the current commutates to S v. If a current flows through S u ′ in (3), the current commutates to S v ′.
[0015]
For convenience, the commutation pattern shown in FIGS. 9A and 9B is referred to as a commutation pattern B, and the current is commutated from the U phase to the V phase.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
The above-described commutation method based on the power supply voltage polarity in FIGS. 6 and 7 may cause commutation failure due to a delay in polarity switching or a voltage detection error when the power supply voltage is small and close to zero.
In addition, the commutation method based on the load current polarity in FIGS. 8 and 9 may cause commutation failure due to a delay in polarity switching and a current detection error when the load current is small and close to zero. is there.
[0017]
The commutation failure may cause an excessive current surge or voltage surge and damage the device. In addition, providing a large-sized and large-capacity AC snubber to prevent damage to the apparatus hinders downsizing, high efficiency, and cost reduction of the apparatus.
Therefore, the present invention prevents commutation failure even when the power supply voltage and load current are small, and reduces the surge as much as possible to prevent damage to the apparatus without using an AC snubber or the like. It is intended to provide a flow method.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the invention described in
Means for detecting the polarity of the power supply voltage; first commutation pattern generating means for creating an on / off pattern of the semiconductor switching element as a first commutation pattern according to the polarity of the power supply voltage detected by the means; and a load current A second commutation pattern generating means for creating an on / off pattern of the semiconductor switching element as a second commutation pattern according to the polarity of the load current detected by the means, a power supply voltage or a load Means for switching and outputting the first commutation pattern or the second commutation pattern according to the absolute value of the current,
The semiconductor switching element is commutated using a commutation pattern that prevents a power supply short circuit and a load end opening that are switched by this means.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, when the absolute value of the power supply voltage is smaller than a predetermined level, the semiconductor switching element is commutated using the second commutation pattern. It is something to make.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, when the absolute value of the load current is smaller than a predetermined level, the semiconductor switching element is commutated using the first commutation pattern. It is something to make.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, which corresponds to the first and second embodiments of the present invention. The same components as those in FIGS. 6 and 8 are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted, and only the central part of the present invention will be described below.
[0022]
In FIG. 1, the PWM pulse command generated by the PWM generation means 50 to which the output voltage command is input is input to both the first commutation pattern generation means 60A and the second commutation generation pattern generation means 60B. ing. The first commutation pattern generation means 60A generates the commutation pattern A as the first commutation pattern based on the polarity of the power supply voltage detected by the voltage polarity detection means 40 in the same manner as described above. The current generation pattern generation means 60B generates a commutation pattern B as a second commutation pattern based on the polarity of the load current detected by the current polarity detection means 70.
Here, the commutation pattern A is the pattern shown in FIG. 7, and B is the pattern shown in FIG.
[0023]
These commutation patterns A and B are input to the commutation
[0024]
FIG. 2 shows the internal configuration of the commutation
[0025]
In the above configuration, the commutation operation by the commutation pattern A based on the polarity of the power supply voltage may fail when the power supply voltage is small and near zero, so the absolute value of the power supply voltage becomes near zero. When it falls below the voltage switching level, the
[0026]
Even if both the power supply voltage and the load current are small, the energy applied to the semiconductor switching element of the
[0027]
Next, FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, which corresponds to an embodiment of the first and third aspects of the present invention. Parts similar to those in FIG. 1 are omitted, and only different parts are described.
That is, FIG. 3 differs from FIG. 1 in that the detected value of the load current is input to the commutation pattern switcher 90I, and when the load current is small and close to zero, the switch 90I operates to operate the power supply. The commutation pattern A based on the polarity of the voltage is used.
[0028]
FIG. 4 shows the internal configuration of the commutation pattern switcher 90I. The
[0029]
As described above, the commutation operation by the commutation pattern B based on the polarity of the load current may fail when the load current is small and near zero. For this reason, when the absolute value of the load current becomes near zero and falls below the current switching level, the
[0030]
The bidirectional switch in the direct power converter 20 (corresponding to S au ,..., S cw in FIG. 10) has the configuration shown in FIGS. 7 and 9 (an IGBT in which diodes are connected in reverse parallel). In addition to a series connection with a common emitter), a series circuit of a
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, commutation failure can be prevented even when the power supply voltage is small or the load current is small, and even when both are small at the same time, the surge due to commutation failure is minimized. can do.
For this reason, it is possible to prevent destruction of the power converter without using a large and large-capacity AC snubber or the like, and it is possible to realize downsizing, high efficiency, and low cost of the apparatus.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
2 is a configuration diagram of a commutation pattern switching circuit in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
4 is a configuration diagram of a commutation pattern switching circuit in FIG. 3;
FIG. 5 is an explanatory diagram of a bidirectional switch used in a direct power converter to which the present invention is applied.
FIG. 6 is a block diagram showing a conventional technique.
FIG. 7 is a circuit diagram of a main part of a power converter for explaining a conventional commutation pattern A.
FIG. 8 is a block diagram showing another conventional technique.
FIG. 9 is a circuit diagram of a main part of a power converter for explaining a conventional commutation pattern B;
FIG. 10 is a main circuit configuration diagram of a three-phase input / three-phase output matrix converter;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (3)
電源電圧の極性を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第1の転流パターンとして作成する第1の転流パターン発生手段と、
負荷電流の極性を検出する手段と、
この手段により検出した負荷電流の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第2の転流パターンとして作成する第2の転流パターン発生手段と、
電源電圧または負荷電流の絶対値に応じて第1の転流パターンまたは第2の転流パターンを切り替えて出力する手段と、
を備え、
この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。In a direct power converter that performs AC / AC direct power conversion using a semiconductor switching element,
Means for detecting the polarity of the power supply voltage;
First commutation pattern generating means for creating an on / off pattern of the semiconductor switching element as a first commutation pattern according to the polarity of the power supply voltage detected by the means;
Means for detecting the polarity of the load current;
Second commutation pattern generating means for creating an on / off pattern of the semiconductor switching element as a second commutation pattern according to the polarity of the load current detected by the means;
Means for switching and outputting the first commutation pattern or the second commutation pattern according to the absolute value of the power supply voltage or the load current;
With
A commutation method for a direct power converter, wherein commutation of the semiconductor switching element is performed using a commutation pattern that prevents a power supply short circuit and a load end opening that are switched by this means.
電源電圧の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第2の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。In the commutation method of the direct power converter according to claim 1,
When the absolute value of the power supply voltage is smaller than a predetermined level, the commutation of the semiconductor switching element is performed using the second commutation pattern.
負荷電流の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第1の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。In the commutation method of the direct power converter according to claim 1,
A commutation method for a direct power converter, wherein when the absolute value of a load current is smaller than a predetermined level, commutation of the semiconductor switching element is performed using a first commutation pattern.
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