JP2004229492A - Controller for matrix converter - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一定周波数の交流電源から任意の周波数の交流出力を直接生成するマトリクスコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来のコンバータは、整流装置部で商用電源を一度直流に変換し、インバータ部で任意の周波数の交流を出力する構成であった。この場合には、リプル低減のために直流部に平滑コンデンサを設ける必要がある。また、整流装置部にダイオード整流器を使用した場合には、電力回生ができない上、電源高調波が増大する課題がある。商用電源から任意の周波数の交流出力を直接生成するマトリクスコンバータでは、平滑コンデンサが不要である上、電力回生可能・低電源高調波などの長所がある。なお、マトリックスコンバータの従来技術として、下記公報がある。
【0003】
【特許文献1】
特開2001−258258号公報
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、三相出力のマトリクスコンバータでは、商用電源の三相電圧(R相,S相,T相)と三相の出力電圧(U相,V相,W相)の間の組み合わせを接続する9個の双方向スイッチを使用する必要がある。しかも、各々の双方向スイッチには、少なくとも2個のスイッチング素子が含まれる。このため、マトリクスコンバータを駆動させるためには、それぞれのスイッチング素子に個別のスイッチング指令を与える必要があり、合計18個の指令値が必要になる。
【0005】
一般的なコンバータにおいては、出力電流等を基に、マイコンを用いて指令値を演算している。特に、従来のPWMインバータにおいては、スイッチング素子の数は6個であるため、市販の汎用マイコンの6系統のPWM出力端子を6個のスイッチング素子に1対1に対応して接続し、それぞれに指令値を与えることによって駆動することができる。また、従来のPWMインバータの場合は、各出力相に2個ずつのスイッチング素子が備えられており、一方の3個のデバイスに入力する指令値のみをマイコンで生成してほぼそのまま使用し、他方のデバイスの指令値は外部回路を用いて反転かつ非ラップ条件を与えて生成し、2組のPWM信号をデバイスに与えることも可能である。この場合は、マイコンのPWM出力端子は3系統でよいが、マイコンからの出力端子の削減効果は3端子にすぎない。
【0006】
これに対して、マトリクスコンバータの場合は、各々のスイッチング素子へのスイッチング指令を全てマイコンで演算する場合には、18系統のPWM出力が必要になる。特に、各双方向スイッチに入力する指令値はラップ時間と非ラップ時間を含む複雑なものが必要になるため、PWMインバータのように反転入力を生成するような単純な外部回路を用いることはできないばかりか、入力電圧の状態や出力電流の正負情報を基に、マイコン部では通常のベクトル制御の他に複雑なPWM演算処理を行う必要がある。また、通常のマイコンのPWM出力端子の本数は6本から12本程度に限られているため、PWM出力の数を増加させる場合には、更にPWM出力端子数を増やしたカスタムマイコンを使用するか、或いは、機能を制限した使用法を採用する必要がある。
【0007】
本発明の目的は、三相出力のマトリクスコンバータの制御装置において、スイッチング指令に関わるマイコンからのPWM出力数をスイッチング素子数である18本よりも少なくしたマトリクスコンバータの制御装置を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する手段として、出力電圧指令値の演算について、マイコンでは、スイッチング素子数よりも少ない系統数の第一のPWM信号を演算し、出力する。マイコン外部には、第一のPWM信号および出力電流情報および入力電圧情報を基に、スイッチング素子数と同数の第二のPWM信号を演算する回路(以下、指令演算回路)を設ける。
【0009】
本発明によると、三相出力のマトリクスコンバータにおいて、スイッチング指令に関するマイコンからのPWM信号数を等価的に増加させることができるため、マイコンのPWM出力端子を有効に使用することが可能になり制御機能の低下を防止できる。また、PWM出力端子数を増加したカスタムマイコンのような高価なものを使用する必要が無くなり、コストの低減に効果がある。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【0011】
図1は本発明の第一実施例のマトリクスコンバータであり、商用電源1,モータ等の負荷2,入力電源振幅・位相検出回路3,制御回路4,出力電流検出器5,双方向スイッチ6より構成している。また、7は一相分(U相)の双方向スイッチである。また、LCフィルタ10は、電源1側に流出する高周波ノイズの除去用に設けたものであり、リアクトルとコンデンサによって構成される。電源スイッチ11は、マトリクスコンバータの異常時に電源1とマトリクスコンバータとの間を開放するスイッチであり、コンタクタ等によって構成される。
【0012】
図1のマトリクスコンバータは、商用電源1から得られる一定周波数の交流電力を、各相に3個ずつ合計9個接続した双方向スイッチ6をオン・オフさせることによって、任意の周波数の交流電力に変換する。このマトリクスコンバータでは、従来のコンバータで必須であった平滑コンデンサを削除できるため装置の小型化が可能になる。しかも、電力回生も可能であり、電源高調波も従来のコンバータよりも低減させることができる。
【0013】
入力電源振幅・位相検出回路3は、商用電源1の各相の電源振幅、または、電源位相を検出する装置である。この入力電源振幅・位相検出回路3は、トランス等を使用して電源1の状態を検出し、入力電圧信号8を制御回路4に伝送する。入力電圧信号8は、入力電源の振幅値に比例した信号、或いは、制御回路4内で電源1の状態を推定可能な信号(例えば60°おきの信号など周期的な信号)であっても良い。つまり、入力電源振幅・位相検出回路3は、少なくとも制御回路4で電源1の状態を把握することを目的としている。以下では、後者の制御回路4内で電源1の状態を推定可能な信号を制御回路4に伝送する方式を例に説明する。
【0014】
出力電流検出器5は、出力電流を検出するための装置であり、カレントトランス(CT)等によって構成される。この出力電流検出器5は、検出した電流情報を出力電流信号9として制御回路4に伝送する。出力電流信号9は、三相分の電流情報、或いは、二相分或いは一相分の電流情報である。
【0015】
次に、図1内の双方向スイッチ6について、図2,図3を用いて説明する。図2,図3は、双方向スイッチ6の詳細図である。図2は、従来のIGBT61_a,61_bとダイオード62_a,62_bの組み合わせにより構成しており、図3は、逆阻止IGBT63_a,63_bを組み合わせることにより構成している。図2の従来のIGBT61_a,61_b、および、図3の逆阻止IGBT63_a,63_bは、共に、片方向のスイッチであるが、それぞれ2個を対向させた構成とし、方向ごとに独立に制御することによって双方向スイッチを実現している。従来のIGBT61_a,61_bでは、逆方向に電圧が印加された場合に生じる破損を防止するために、図2のように逆耐圧を担うダイオード62_a,62_bを接続する必要がある。これに対し、逆耐圧性能を有する逆阻止IGBT63_a,63_bを使用する場合は、ダイオードが不要になるため、チップ数の低減が可能になる。
【0016】
図2,図3より、1つの双方向スイッチ6には、それぞれ2個ずつのスイッチング素子(従来のIGBT61_a,61_b、或いは、逆阻止IGBT63_a,63_b)が含まれる。つまり、図1のマトリクスコンバータには、合計18個のスイッチング素子が含まれることになる。このスイッチング素子はそれぞれ個別にオン・オフの駆動をするため、各々に対して独立したスイッチングの指令値を与える必要がある。従来の一般的な電力変換器においては、出力電流等を元に、マイコンを用いて指令値を演算している。例えば、PWMインバータにおいては、スイッチング素子の数は6個であるため、マイコンは6系統のPWM指令値を演算・出力している。これに対して、マトリクスコンバータで各々のスイッチング素子へのスイッチング指令を全てマイコンで演算する場合には、マイコンは18系統のPWM指令値を出力する必要がある。通常、マイコンのPWM出力端子の本数は限られているため、PWM出力の数を増加させる場合には、更に高価高機能のマイコンを使用するか、或いは、機能を制限した使用をしなければならない。
【0017】
次に、図1内の制御回路4について、4を用いて説明する。図4は、本発明の制御回路4の構成図であり、マイコン41,指令生成部42,電流方向検出部43により構成している。電流方向検出部43は出力電流が正であるか負であるかを判別する装置である。マイコン41には、入力電源振幅・位相検出回路3からの入力電圧信号8、および、出力電流検出器5から得られる出力電流信号9が入力され、第一のPWM信号44を演算する。図4の例では、マイコン41において全てのスイッチング素子(18個)の指令値を直接出力するのではなく、各相2系統合計6系統の第一のPWM信号44を演算し、指令生成部42に出力する。
【0018】
指令生成部42は、双方向スイッチ6の駆動信号である第二のPWM信号45を演算し出力する回路であり、論理回路或いは論理回路を組み込んだ集積回路からなる。指令生成部42は、マイコン41から出力された第一のPWM信号44,入力電源振幅・位相検出回路3からの入力電圧信号8、および、電流検出器5から得られる出力電流信号9を入力として演算する。ここで、指令生成部42では、入力電源電圧については、最大相,中間相,最小相の電圧配置情報が判ればよい。(例えば、図1においてVRの相をR相,VSの相をS相,VTの相をT相とした場合、ある瞬間の最大相はR相、中間相はV相、最小相はW相など。)このため、入力電圧信号8を、直接、指令生成部42に伝送する代わりに、入力電源振幅・位相検出回路3からの入力電圧信号8を一旦、マイコン41を経由し、かつ、必要に応じて指令生成部42で演算可能な信号に変換し、第二の入力電圧信号81として指令生成部42に伝達しても良い。また、出力電流についても、指令生成部42では、電流の正負の情報が判ればよいため、出力電流信号9を、直接、指令生成部42に伝送する代わりに、電流検出器5から得られる出力電流信号9を一旦、マイコン41を経由し、かつ、必要に応じて指令生成部42で演算可能な信号に変換し、第二の出力電流信号91として指令生成部42に伝達しても良い。或いは、出力電流信号9を、直接、指令生成部42に伝送する代わりに、電流検出器5から得られる出力電流信号9を一旦、電流方向検出部43を経由し、かつ、必要に応じて指令生成部42で演算可能な信号に変換し、第三の出力電流信号91として指令生成部42に伝達しても良い。これらの場合には、マイコン41では、PWM出力端子に比べて端子数が十分にある汎用のデジタル出力端子を使用すればよく、特殊なマイコンを使用する必要はない。
【0019】
次に、制御回路4において、指令信号の出力に関して出力一相分(U相)に着目し、図5,図6を用いて説明する。図5(a)は、一相分の双方向スイッチ7の詳細図である。ここで、S1とS2,S3とS4,S5とS6がそれぞれ1組の双方向スイッチ6である。また、出力電流Ioutはスイッチから負荷に流れる向きを正方向とする。
【0020】
図5(b)は、マイコン内でのPWM演算処理を表す例であり、三角波搬送波と2個の指令値Vt*,Vb*と比較することによって、スイッチをONさせる割合を変化している。ここで、指令値Vt* は、三角波よりも小さい場合にON信号を出力し、指令値Vb* は、三角波よりも大きい場合にON信号を出力する。
【0021】
図5(c)は、図5(b)により、マイコン41内で三角波比較を行った場合のPMW波形であり、指令生成部42に入力される。この例の場合、一相あたりのマイコンの第一のPWM信号44の出力は2系統、三相分でも第一のPWM信号44の出力は6系統になる。つまり、マトリクスコンバータで必要な18系統に対して、信号数を1/3以下に低減することができるため、マイコンのPWM出力端子を有効に使用することが可能になり制御機能の低下を防止できる効果がある。また、高価高機能のマイコンを使用する必要が無くなり、コストの低減に効果がある。また、従来のインバータにおいて、制御時に三相上アーム用の信号をマイコンで作成し、かつ、この信号を外部で反転して非ラップ時間を付加する処理を施した場合の信号と比較すると、第一のPWM信号と第二のPWM信号とは全く異なるものであり、本願は従来技術の延長ではないことは明らかである。
【0022】
図6以降に具体的なパルス生成手段を説明する。図6は、図4の指令生成部42における回路構成図の例である。指令生成部42は、NOR回路部421,信号振分け部422,2出力生成部423より構成される。入力信号は、図5(c)のマイコン出力(Mout1,Mout2)と出力電流検出器或いは電流方向検出回路43或いはマイコン41から得られる電流方向信号9或いは91或いは92と、入力電源振幅・位相検出回路3或いはマイコン41から得られる入力電圧信号9或いは93(Sig1,Sig2,Sig3)と、非常時に出力を停止するためにマイコン或いは外部回路等から得られるReset信号である。出力信号はスイッチ素子の駆動指令信号(PWM_S1,PWM_S2,PWM_S3,PWM_S4,PWM_S5,PWM_S6)である。ここで、マイコン出力(Mout1,Mout2)は図4の第一のPWM出力44の一相分(U相)であり、スイッチ素子の駆動指令信号は第二のPWM出力45の一相分(U相)である。さらに、ここでの電流方向信号9或いは91或いは92も一相分(U相)の信号である。
【0023】
NOR回路部421では、マイコン出力(Mout1,Mout2)信号に対してNORをとり、図5(d)に示す第3指令値信号(Pulse_NOR)を生成する。
【0024】
次に、図6の信号振分け部422の処理を図7を用いて説明する。信号振分け部422では、入力される電源の状態によって、マイコン出力(Mout1,Mout2)信号および第3指令値信号(Pulse_NOR)を振り分ける処理をする。入力信号は、マイコン出力(Mout1,Mout2)信号および入力電圧信号(Sig1,Sig2,Sig3)であり、出力信号は、振り分け処理をされた信号(PUR,PUS、PUT)である。電源の状態(最大相,中間相,最小相の状態)は、図7(a)のように6種類に分類できる。図7(b)は、入力電圧信号(Sig1,Sig2,Sig3)は6分類される電源状態を区別する一例であり、入力電圧信号(Sig1,Sig2,Sig3)の状態によって図7(c)のように、マイコン出力(Mout1,Mout2)信号および第3指令値信号(Pulse_NOR)を振り分ける。図7(d)は、この処理を実現するための回路の構成例であり、論理回路によって、Sig1,Sig2,Sig3に対するMout1,Mout2,Pulse_NORの振り分けを実施できる。
【0025】
次に、図6の2出力生成部423の処理を図8を用いて説明する。図8は2出力生成部423の回路構成の一例である。2出力生成部423では、信号振分部422で振り分け処理をされた個々の信号(PUR,PUS,PUT)を、1組の双方向スイッチ6に与える信号に変換する処理を行う。入力信号は、振り分け処理をされた信号(PURあるいはPUSあるいはPUT)と電流方向検出信号とReset信号であり、出力信号はスイッチ素子の駆動指令信号((PWM_S1,PWM_S2)あるいは(PWM_S3,PWM_S4)あるいは(PWM_S5,PWM_S6))である。スイッチ素子の駆動指令信号は、後述するようにデッドタイムtd,ラップタイムtrを設ける必要がある。このため、図8に示すような遅延回路部や論理回路を用いてデッドタイム,ラップタイムの生成を実現する。また、電流方向検出信号を利用して出力電流の正負を判別し、一相分の第二のPWM出力45(PWM_S1,PWM_S2)を生成する処理を実施している。
【0026】
上記の処理の結果、図5(e),図5(f)に示すような信号を生成することができる。図5(e),図5(f)は、指令生成部42で演算・出力される1相あたりのマトリクスコンバータの第二のPWM出力45であり、それぞれ、Iout>0の場合、Iout<0の場合を表す。
【0027】
図5(e)の区間Aの部分に着目して、スイッチング信号の切替わりの動作を説明する。図5(a)の一相分の双方向スイッチにおいては、電源側の各相(VR,VS,VT)間の短絡を防止するために、短絡ループが形成されるスイッチング素子、例えば、S1とS4或いはS1とS6が同時にON状態にならないように制御しなければならない。このため、上記の関係にあるデバイスがON・OFFする場合には、デッドタイムtdを設けS4とS1およびS3とS2が同時にON状態にならない駆動を行い、短絡を防止している。さらに、図5(e)では、正の出力電流Ioutが導通するスイッチ(S1,S3,S5)のスイッチングにおいて、良好に転流動作が行われるように、S1とS3がラップ時間trの間同時にON状態になるように制御している。この制御は、先に説明した図6の2出力生成部423において行っている。同様に、図5(f)では、負の出力電流Ioutが導通するスイッチ(S2,S4,S6)がスイッチングを行う場合にラップ時間trを設けている。
【0028】
図5(e),図5(f)は、入力電圧の状態がVR>VS>VTの場合(図7(b)の状態Iの場合)の一相分の第二のPWM出力45であるが、VR>VT>VSの場合(図7(b)の状態IIの場合)には、図7(c)の振り分けのパターンに従って第二のPWM出力45は変化する(この場合は、PWM_S3とPWM_S5,PWM_S4とPWM_S6がそれぞれ入替わることになる。)。
【0029】
マトリクスコンバータの処理と、各出力相に2個ずつのスイッチング素子が備えられた従来のPWMインバータで一方のデバイスに入力する指令値のみをマイコンで生成し他方のデバイスの指令値は外部回路を用いて処理を行う例との大きな違いは次の点にある。従来のPWMインバータでの外部回路の処理は、単純に反転しデッドタイム条件を与えて生成するのに対して、マトリクスコンバータの処理は入力電圧と出力電流信号を構成要因とし、その情報に基づいて信号を振り分けたり、デッドタイム・ラップタイムを設ける処理を行う点が大きく異なる。また、従来のPWMインバータでは、マイコンの出力信号とスイッチング素子が基本的に1対1で対応するが、マトリクスコンバータでは振り分け処理が含まれるため、マイコンの出力信号と固有の素子は対応しない点も異なる。(つまり、本発明のマトリクスコンバータの第一のPWM出力44と第二のPWM出力45は、一部分はほぼ同一の波形になるが、基本的には一致しない。)このように、本願ではPWM出力端子数の問題解決の他に、次の効果もある。つまり、上述した複雑な処理を高速なスイッチング周期内で、全てマイコン内のソフト処理で行う場合には高価かつ高機能なマイコンが必要になるが、本願のように外部の論理回路との適切な作業分担によれば、マイコンの負荷低減を図る効果があり、安価な汎用マイコンを使用できる効果も生じる。
【0030】
次に、図8を用いて異常時の処理について説明する。図8の2出力生成部423の回路構成において、異常時にはReset信号が、マイコン41或いは外部回路から入力される。この場合には最終段のAND回路にLO信号が入力されるため、PWM_S1およびPWM_S2をオフ状態にすることができる。ここでの処理は、異常時に出力を停止させることを目的としており、回路構成は図8以外の形であっても構わない。また、この場合には、急に出力を停止させるとスイッチング素子に過電圧が印加される恐れがあるので、スイッチングデバイスの近傍に過電圧保護回路を取り付ける必要がある。
【0031】
次に、図1,図4を用いて異常時の処理のほかの例を説明する。異常時には、まず、図4のマイコン41からスイッチ開放信号46を出力し、図1の電源スイッチ11を開放する。この場合には、負荷側から電流が回生するが、図1のLCフィルタ10のコンデンサを利用して循環させ、負荷が安定に停止できるようなスイッチング動作を実施する。この時の停止処理の演算は、図4のマイコン41或いは指令演算部で行う。なお、図4では、電源スイッチ11のスイッチ開放信号46をマイコン41から出力しているが、指令演算部42など制御回路4内のマイコン41以外の回路から出力しても良いことは言うまでもない。
【0032】
以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で様々変形して実施できることは言うまでもない。
【0033】
【発明の効果】
本発明によると、三相出力のマトリクスコンバータにおいて、スイッチング指令に関するマイコンからのPWM信号数を等価的に増加させることができるため、マイコンのPWM出力端子を有効に使用することが可能になり制御機能の低下を防止できる。また、PWM出力端子数を増加したカスタムマイコンのような高価なものを使用する必要が無くなり、コストの低減に効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第一の実施例を示す構成図である。
【図2】双方向スイッチ部分の詳細図1である。
【図3】双方向スイッチ部分の詳細図2である。
【図4】本発明の制御回路部分の構成図である。
【図5】本発明の制御回路における指令信号出力に関する説明図である。
【図6】本発明の指令生成部における1相あたりの回路構成の例である。
【図7】本発明の指令生成部の回路構成における信号振り分けの例である。
【図8】本発明の指令生成部の回路構成における2出力生成部の例である。
【符号の説明】
1…商用電源、2…負荷、3…入力電源振幅・位相検出回路、4…制御回路、5…出力電流検出器、6…双方向スイッチ、7…一相分の双方向スイッチ、8…入力電圧信号、9…出力電流信号、10…LCフィルタ、11…電源スイッチ、41…マイコン、42…指令生成部、43…電流方向検出部、44…第一のPWM信号、45…第二のPWM信号、46…スイッチ開放信号、61…IGBT、62…ダイオード、63…逆阻止IGBT、81…第二の入力電圧信号、91…第二の出力電流信号、92…第三の出力電流信号、421…NOR回路部、422…信号振分部、423…2出力生成部。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a matrix converter that directly generates an AC output of an arbitrary frequency from an AC power supply of a constant frequency.
[0002]
[Prior art]
A conventional converter has a configuration in which a commercial power supply is once converted to direct current by a rectifier unit, and an alternating current of an arbitrary frequency is output by an inverter unit. In this case, it is necessary to provide a smoothing capacitor in the DC section to reduce the ripple. In addition, when a diode rectifier is used in the rectifier device, power regeneration cannot be performed and power supply harmonics increase. A matrix converter that directly generates an AC output of an arbitrary frequency from a commercial power supply does not require a smoothing capacitor, and has advantages such as power regeneration and low power supply harmonics. Note that there is the following publication as a conventional technology of the matrix converter.
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2001-258258 A
[Problems to be solved by the invention]
However, in a three-phase output matrix converter, a combination between the three-phase voltages (R-phase, S-phase, and T-phase) of the commercial power supply and the three-phase output voltages (U-phase, V-phase, and W-phase) is connected. It is necessary to use two bidirectional switches. Moreover, each bidirectional switch includes at least two switching elements. Therefore, in order to drive the matrix converter, it is necessary to give individual switching commands to each switching element, and a total of 18 command values are required.
[0005]
In a general converter, a command value is calculated using a microcomputer based on an output current or the like. In particular, in the conventional PWM inverter, since the number of switching elements is six, six PWM output terminals of a commercially available general-purpose microcomputer are connected to the six switching elements in a one-to-one correspondence. It can be driven by giving a command value. Further, in the case of the conventional PWM inverter, two switching elements are provided for each output phase, and only the command values to be input to one of the three devices are generated by the microcomputer and used almost as it is. It is also possible to generate the command value of the device by giving an inversion and non-lap condition using an external circuit, and to provide two sets of PWM signals to the device. In this case, the microcomputer may have three PWM output terminals, but the effect of reducing the number of output terminals from the microcomputer is only three.
[0006]
On the other hand, in the case of a matrix converter, when all the switching commands to each switching element are calculated by the microcomputer, 18 systems of PWM outputs are required. In particular, since a command value to be input to each bidirectional switch requires a complicated value including a wrap time and a non-wrap time, a simple external circuit such as a PWM inverter that generates an inverted input cannot be used. In addition, based on the input voltage state and the output current positive / negative information, the microcomputer needs to perform complicated PWM arithmetic processing in addition to normal vector control. Also, the number of PWM output terminals of a normal microcomputer is limited to about 6 to 12, so when increasing the number of PWM outputs, use a custom microcomputer with a further increased number of PWM output terminals. Alternatively, it is necessary to adopt a usage with limited functions.
[0007]
An object of the present invention is to provide a control device for a three-phase output matrix converter, in which the number of PWM outputs from a microcomputer related to the switching command is smaller than the number of switching elements of 18, which is the number of switching elements. .
[0008]
[Means for Solving the Problems]
As means for solving the above-mentioned problem, in the calculation of the output voltage command value, the microcomputer calculates and outputs the first PWM signal of the number of systems smaller than the number of switching elements. Outside the microcomputer, a circuit (hereinafter referred to as a command calculation circuit) for calculating the same number of second PWM signals as the number of switching elements based on the first PWM signal, the output current information and the input voltage information is provided.
[0009]
According to the present invention, in a three-phase output matrix converter, the number of PWM signals from a microcomputer relating to a switching command can be equivalently increased, so that the PWM output terminal of the microcomputer can be used effectively and the control function can be improved. Can be prevented from decreasing. Further, it is not necessary to use an expensive device such as a custom microcomputer having an increased number of PWM output terminals, which is effective in reducing costs.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0011]
FIG. 1 shows a matrix converter according to a first embodiment of the present invention, which comprises a
[0012]
The matrix converter of FIG. 1 converts AC power of a constant frequency obtained from the
[0013]
The input power supply amplitude /
[0014]
The
[0015]
Next, the bidirectional switch 6 in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. FIG. 2 and FIG. 3 are detailed diagrams of the bidirectional switch 6. 2 is configured by combining conventional IGBTs 61_a and 61_b and diodes 62_a and 62_b, and FIG. 3 is configured by combining reverse blocking IGBTs 63_a and 63_b. The conventional IGBTs 61_a and 61_b of FIG. 2 and the reverse blocking IGBTs 63_a and 63_b of FIG. 3 are both unidirectional switches, each having two opposing switches, and independently controlled for each direction. A bidirectional switch is realized. In the conventional IGBTs 61_a and 61_b, it is necessary to connect diodes 62_a and 62_b having a reverse breakdown voltage as shown in FIG. 2 in order to prevent damage caused when a voltage is applied in the reverse direction. On the other hand, in the case where the reverse blocking IGBTs 63_a and 63_b having the reverse withstand voltage performance are used, the diode is not required, so that the number of chips can be reduced.
[0016]
2 and 3, one bidirectional switch 6 includes two switching elements (conventional IGBTs 61_a and 61_b or reverse blocking IGBTs 63_a and 63_b). That is, the matrix converter of FIG. 1 includes a total of 18 switching elements. Since these switching elements are individually turned on and off, it is necessary to give an independent switching command value to each of them. In a conventional general power converter, a command value is calculated using a microcomputer based on an output current or the like. For example, in a PWM inverter, since the number of switching elements is six, the microcomputer calculates and outputs PWM command values of six systems. On the other hand, when all the switching commands to each switching element are calculated by the microcomputer using the matrix converter, the microcomputer needs to output PWM command values of 18 systems. Normally, the number of PWM output terminals of the microcomputer is limited, so when increasing the number of PWM outputs, it is necessary to use a more expensive and sophisticated microcomputer or to use the function with limited functions. .
[0017]
Next, the
[0018]
The
[0019]
Next, the
[0020]
FIG. 5B shows an example of a PWM calculation process in the microcomputer, in which the ratio of turning on the switch is changed by comparing the triangular wave carrier with two command values Vt * and Vb * . Here, when the command value Vt * is smaller than the triangular wave, an ON signal is output, and when the command value Vb * is larger than the triangular wave, an ON signal is output.
[0021]
FIG. 5C shows a PWM waveform when a triangular wave comparison is performed in the
[0022]
Specific pulse generating means will be described below with reference to FIG. FIG. 6 is an example of a circuit configuration diagram in the
[0023]
The NOR
[0024]
Next, the processing of the
[0025]
Next, the processing of the two-
[0026]
As a result of the above processing, signals as shown in FIGS. 5 (e) and 5 (f) can be generated. FIGS. 5E and 5F show the
[0027]
The switching operation of the switching signal will be described, focusing on the section A in FIG. In the bidirectional switch for one phase shown in FIG. 5A, in order to prevent a short circuit between the respective phases (VR, VS, VT) on the power supply side, a switching element having a short-circuit loop, for example, S1 and S1 is formed. Control must be performed so that S4 or S1 and S6 are not simultaneously turned on. For this reason, when the devices having the above relationship are turned on / off, a dead time td is provided so that S4 and S1 and S3 and S2 are not simultaneously turned on to prevent a short circuit. Further, in FIG. 5E, in the switching of the switches (S1, S3, S5) in which the positive output current Iout conducts, S1 and S3 are simultaneously set during the lap time tr so that the commutation operation is performed well. It is controlled to be ON. This control is performed by the two-
[0028]
FIGS. 5E and 5F show the
[0029]
A conventional PWM inverter with matrix converter processing and two switching elements for each output phase generates only command values to be input to one device by a microcomputer, and command values for the other device use an external circuit. The major difference from the example where the processing is performed is as follows. The processing of the external circuit in the conventional PWM inverter is simply inverted and generated by giving a dead time condition, whereas the processing of the matrix converter is based on the input voltage and the output current signal as components, and based on the information. It differs greatly in that signals are distributed and processing for providing a dead time / lap time is performed. Also, in the conventional PWM inverter, the output signal of the microcomputer and the switching element basically correspond one-to-one. However, since the matrix converter includes a distribution process, the output signal of the microcomputer and the specific element do not correspond. different. (That is, the
[0030]
Next, the processing at the time of abnormality will be described with reference to FIG. In the circuit configuration of the two-
[0031]
Next, another example of the processing at the time of abnormality will be described with reference to FIGS. When an abnormality occurs, first, the
[0032]
Although the embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the above embodiment, and it goes without saying that various modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention.
[0033]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a three-phase output matrix converter, the number of PWM signals from a microcomputer relating to a switching command can be equivalently increased, so that the PWM output terminal of the microcomputer can be used effectively and the control function can be improved. Can be prevented from decreasing. Further, it is not necessary to use an expensive device such as a custom microcomputer having an increased number of PWM output terminals, which is effective in reducing costs.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a
FIG. 3 is a
FIG. 4 is a configuration diagram of a control circuit portion of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram relating to a command signal output in the control circuit of the present invention.
FIG. 6 is an example of a circuit configuration per phase in a command generation unit of the present invention.
FIG. 7 is an example of signal distribution in a circuit configuration of a command generation unit according to the present invention.
FIG. 8 is an example of a two-output generator in the circuit configuration of the command generator of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記双方向スイッチ内のスイッチング素子をオン・オフ制御させるため、第一のPWM指令値の演算用にマイコンを備え、かつ、前記マイコンが出力する第一のPWM信号の数が、前記スイッチング素子の数より少ないことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。A bidirectional switch module comprising at least nine bidirectional switches or the bidirectional switch, wherein an input side of the bidirectional switch or the bidirectional switch module is configured to be connected to a power supply; In a matrix converter configured to connect a load to an output side of the bidirectional switch or the bidirectional switch module,
In order to control the on / off of the switching element in the bidirectional switch, a microcomputer is provided for calculating a first PWM command value, and the number of first PWM signals output by the microcomputer is determined by the switching element. A matrix converter control device characterized in that the number is less than the number.
前記双方向スイッチ内のスイッチング素子をオン・オフ制御させるために、マイコンと論理回路或いは論理回路を組み込んだ集積回路からなる指令生成部を備え、前記マイコンからの第一のPWM信号の出力を用いて前記指令生成部はスイッチング素子を駆動させる第二のPWM信号を生成する形態であり、かつ、前記マイコンからの第一のPWM信号の出力数は前記スイッチング素子に供給される前記指令生成部からの第二のPWM信号の出力数よりも少ないことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。A bidirectional switch module comprising at least nine bidirectional switches or the bidirectional switch, wherein an input side of the bidirectional switch or the bidirectional switch module is configured to be connected to a power supply; and In a matrix converter configured to connect a load to an output side of the bidirectional switch or the bidirectional switch module,
In order to control on / off of the switching element in the bidirectional switch, a command generation unit including a microcomputer and a logic circuit or an integrated circuit incorporating a logic circuit is provided, and an output of a first PWM signal from the microcomputer is used. The command generation unit is configured to generate a second PWM signal for driving a switching element, and the number of outputs of the first PWM signal from the microcomputer is determined by the command generation unit supplied to the switching element. The number of outputs of the second PWM signal is smaller than the number of outputs of the second PWM signal.
入力電圧の振幅情報或いは位相情報を検出する手段を設け、前期入力電圧検出手段は前記マイコン或いは前記指令生成部に信号を伝送し、前記信号を基にスイッチング素子を駆動させるための第二のPWM信号を演算することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 1 or claim 2,
A means for detecting amplitude information or phase information of the input voltage is provided. The input voltage detecting means transmits a signal to the microcomputer or the command generation unit and drives a switching element based on the signal. A control device for a matrix converter, which calculates a signal.
出力電流の電流情報を検出する手段を設け、前期電流情報手段は前記マイコン或いは前記指令生成部を組み込んだ集積回路に信号を伝送し、前記信号を基にスイッチング素子を駆動させるための第二のPWM信号を演算することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 1 or claim 2,
A means for detecting current information of the output current is provided, and the current information means transmits a signal to the microcomputer or an integrated circuit incorporating the command generation unit, and drives a switching element based on the signal. A control device for a matrix converter, which calculates a PWM signal.
入力電圧の振幅情報或いは位相情報を検出する手段を設け、前期入力電圧検出手段から出力される信号を、前記マイコン或いは外部回路により、前記指令生成部に入力可能な信号に変換し、前記指令生成部は、前記変換された信号を基にスイッチング素子を駆動させるための第二のPWM信号を演算することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 2,
A means for detecting amplitude information or phase information of the input voltage; converting a signal output from the input voltage detecting means into a signal that can be input to the command generation unit by the microcomputer or an external circuit; The control unit for a matrix converter, wherein the unit calculates a second PWM signal for driving a switching element based on the converted signal.
電流情報を検出する手段を設け、前期電流情報検出手段から出力される信号を、前記マイコン或いは外部回路により、前記指令生成部に入力可能な信号変換し、前記指令生成部は、前記変換された信号を基にスイッチング素子を駆動させるための第二のPWM信号を演算することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 2,
A means for detecting current information is provided, and a signal output from the current information detecting means is converted into a signal that can be input to the command generation unit by the microcomputer or an external circuit, and the command generation unit converts the converted signal. A control device for a matrix converter, which calculates a second PWM signal for driving a switching element based on a signal.
前記マイコン或いは前記外部回路で変換された出力電流信号は、出力電流信号の正負を判別する信号であることを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 6,
A control device for a matrix converter, wherein the output current signal converted by the microcomputer or the external circuit is a signal for determining whether the output current signal is positive or negative.
前記マイコン或いは前記指令生成部は、マトリクスコンバータの異常時に全てのスイッチング素子をオフさせ、出力を停止させる機構を有していることを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 1 or claim 2,
The control device for a matrix converter, wherein the microcomputer or the command generation unit has a mechanism for turning off all switching elements and stopping output when an abnormality occurs in the matrix converter.
入力の電源とスイッチング素子の間に電源スイッチを設け、前記マイコン或いは前記指令生成部は、前記電源スイッチを開放させる機構を有していることを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 1 or claim 2,
A control device for a matrix converter, wherein a power switch is provided between an input power source and a switching element, and the microcomputer or the command generation unit has a mechanism for opening the power switch.
前記電源スイッチと前記スイッチング素子の間にリアクトルとコンデンサからなるLCフィルタを備え、前記マイコン或いは前記指令生成部は、マトリクスコンバータの異常時に前記電源スイッチを開放し、かつ、負荷が安定に停止できるように前記スイッチング素子の駆動信号を演算することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。In claim 9,
An LC filter comprising a reactor and a capacitor is provided between the power switch and the switching element, and the microcomputer or the command generation unit opens the power switch when the matrix converter is abnormal, and stably stops the load. And a driving signal for the switching element.
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