JP3941574B2 - 高周波平面回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波を伝送する伝送線路、例えば０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号を伝送するコプレーナ伝送線路およびこの伝送線路上を横断するスペーサによって保持されるブリッジ導体を備えた高周波平面回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、マイクロ波を用いた通信分野において、平面アンテナを設けた平面回路にＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の能動素子を実装し、供給された電力信号を増幅して平面アンテナから電波として放射する能動集積アンテナが提案されている。そして、この能動集積アンテナを実用的に用いることが望まれている。
【０００３】
例えば、比誘電率が６．０〜７．５のガラスから成る自動車用ガラス板上に伝送線路および平面アンテナを設けた能動集積アンテナを作製し、自動料金収受システム（ＥＴＣシステム）における送信装置として用いられることが考えられる。
この場合、能動集積アンテナにおける信号の伝送には、回路の構成を簡素化するために、コプレーナ伝送線路が好適に用いられ、例えば、接地導体間の距離を略０．５〜数ｍｍとしてコプレーナ伝送線路が構成される。
【０００４】
一方、今日マイクロ波を使った通信技術が進歩し、特に、スパッタリング、ドライエッチングまたウェットエッチング等の半導体プロセス技術を用いて、ＧａＡｓ（ガリウム・ヒ素）やアルミナ等の誘電体基板に能動素子や受動素子を設けたモノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）を微細に作り込む技術が種々提案されている。
例えば特開平１１−３４６１０５号公報は、誘電体基板上の中心導体とこの中心導体を両側から離間して挟むように設けた接地導体とを有するコプレーナ伝送線路にエアーブリッジを設けたマイクロ波平面回路を開示している。すなわち、当該公報は、コプレーナ伝送線路の中心導体とエアーブリッジとの間の容量が増加することによって生じる特性インピーダンスの低下を補償するように、エアーブリッジの構成およびこのエアーブリッジが横断するコプレーナ伝送線路の対応部分の構成を具体的な寸法とともに開示している。
【０００５】
エアーブリッジとは、回路基板に設けられているコプレーナ伝送線路の上方で、コプレーナ伝送線路の中心導体を横断し、この中心導体の両側に離間して隣接する接地導体の電位を等しくするように両側の接地導体を電気的に接続するブリッジ状の導体である。特に、コプレーナ伝送線路の屈曲部分、Ｔ字分岐部分およびクロス分岐等の不連続部分には高次モードが生じるため、エアーブリッジを設けて両側の接地導体を同電位にする必要がある。
【０００６】
また、‘Theoretical and Experimental Study of Various Types of Compensated Dielectric Bridges for Millimeter-Wave Coplanar Application’（Eric Rius etal. , IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol.48, No.1, pp.152-156 , Jan.2000）は、誘電体に保持されたブリッジ導体とコプレーナ伝送線路の間に厚さが２０μｍの誘電体層からなるスペーサを設け、ブリッジ導体の高さを２０μｍとした高周波回路を開示している。
また、‘Three-Dimensional High-Frequency Distribution Networks−Part 1:Optimization of CPW Discontinuities’（Thomas M.Weller etal. , IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol.48, No.10, pp.1635-1642 , Oct.2000）は、コプレーナ伝送線路に対するブリッジ導体の高さを３μｍとした高周波回路を開示している。
これらは、いずれもブリッジ導体とコプレーナ伝送線路の中心導体とが近接することによって発生する特性インピーダンスの低下およびこれによって生じるコプレーナ伝送線路の伝送特性の悪化を補償するために、コプレーナ伝送線路は、ブリッジ導体の横断する中心導体の対応部分に中心導体の幅が狭くなったくびれ部を有する構成となっている。
【０００７】
一方、特開２００１−１４４１７７号公報は、感光性レジストを用いたドライエッチング処理およびウェットエッチング処理の半導体集積回路のプロセス技術を用いて、上述のエアーブリッジとコプレーナ伝送線路を備えた回路を製造する方法を開示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のＭＭＩＣにおけるコプレーナ伝送線路は、半導体製造プロセス技術を用いて作製されたものであり、比誘電率が１２．９のＧａＡｓからなる誘電体基板または比誘電率が９．６のアルミナからなる誘電体基板を微細加工することにより作製されたもので、エアーブリッジの高さはいずれも２０μｍ以下であり、接地導体間の距離はいずれも２６０μｍ（０．２６ｍｍ）以下となっている。これに対して、上述の能動集積アンテナの場合、例えば、誘電率が６．０〜７．５のガラス板に接地導体間の距離が略０．５〜数ｍｍといった接地導体間の距離の長いコプレーナ伝送線路を作製する。
一方、コプレーナ伝送線路の特性インピーダンスは、接地導体間の距離によって変化するため、上述の略０．５〜数ｍｍといった接地導体間の距離を持つコプレーナ伝送線路は、ＧＨｚ帯域の高周波信号にとって、上述のＭＭＩＣの技術を用いて作製された接地導体間の距離の短いコプレーナ伝送線路とは全く異なったものであるといえる。
【０００９】
従って、接地導体間の距離が広いコプレーナ伝送線路において、ブリッジ導体の高さ等について上述の従来技術で開示した値をそのまま用いたのでは、特性インピーダンスを適正にすることができず伝送特性の悪化を補償することはできない。しかも、放射効率の高い能動集積アンテナを得るには、特性インピーダンスの数値を正確に調整しなければならない。特に、通信技術の分野で利用が増大する０．８〜１０ＧＨｚの電波の周波数帯域に対応して０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号の伝送特性を補償した高周波平面回路を提供することは重要である。
【００１０】
また、上述の従来技術で開示するコプレーナ伝送線路の寸法とエアーブリッジ又はブリッジ導体の寸法との組み合わせは、１つの実施例あるいは、数個の実施例を示しているだけであり、コプレーナ伝送線路の寸法に対するエアーブリッジ又はブリッジ導体の寸法の調整方法を開示しているものでもない。そのため、比誘電率を６．０〜７．５とし接地導体間の距離が従来に比べて長いコプレーナ伝送線路に安定した伝送特性を持たせるように高周波平面回路を設計することはできない。
【００１１】
これに対して、コプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成を種々変えながら、伝送特性の良いコプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成との組み合わせを見つけ出すことも考えられる。しかし、コプレーナ伝送線路の構成を設定する場合、例えば、接地導体間の距離、中心導体の幅、エアーブリッジ又はブリッジ導体が横断する中心導体のくびれ部の幅およびくびれ部の長さを定める必要がある他、エアーブリッジ又はブリッジ導体の導体幅およびエアーブリッジ又はブリッジ導体の高さ、ブリッジ導体を保持する誘電体からなるスペーサを設ける場合には、このスペーサの比誘電率およびこのスペーサの幅を定める必要がある。
このように、伝送効率の良いコプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成との組み合わせは無限にあるため、この中から所定の周波数の高周波信号に対して良好かつ安定した伝送特性を持つコプレーナ伝送線路およびエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成を見出すことは極めて難しい。
【００１２】
また、このような能動集積アンテナを、自動車用ガラス板を基板として構成する場合、大量生産に適した方法で作製することが必要であるが、半導体デバイスに用いる基板等に比べて極めて大面積の自動車用ガラス板を基板とするので、上述の公報（特開２００１−１４４１７７号公報）のような半導体プロセス技術を用いて、大面積の自動車用ガラス板にコプレーナ伝送線路等を備えた小面積の高周波平面回路を実用的に作製することはできない。
【００１３】
そこで、本発明は、上述の問題を解決すべく、自動車用ガラス板等の比誘電率が６．０〜７．５の誘電体基板と、この誘電体基板上の中心導体の両側に接地導体を設け、接地導体間の幅がＭＭＩＣで作製されるものに比べて比較的大きな寸法を持つ伝送線路と、この伝送線路の中心導体を横断し、両側の接地導体間を接続した導体からなるブリッジ導体とを備えた高周波平面回路において、伝送特性の悪化を補償するとともに、半導体プロセス技術を用いることなく容易に製造できる高周波平面回路、特に０．８〜１０ＧＨｚや０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域の高周波信号を効率よく伝送する高周波平面回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本願発明者らは種々の検討を行った結果、高周波平面回路における伝送線路において伝送特性を良好とする構成に一定の好適な範囲があることを見出して、本発明に至ったものである。
すなわち、本発明は、比誘電率が６．０〜７．５の誘電体基板と、この誘電体基板上に設けられた中心導体およびこの中心導体を離間して挟むようにこの中心導体の両側に隣接する前記誘電体基板上に設けられた接地導体を有し、前記中心導体の幅が部分的に狭くなったくびれ部を持つ伝送線路と、前記くびれ部上に設けられた誘電体からなるスペーサと、このスペーサによって保持され、前記くびれ部の上方で前記中心導体を横断し、前記中心導体の両側の前記接地導体間を接続した導体からなるブリッジ導体を備えた高周波平面回路であって、前記接地導体、前記中心導体、前記スペーサ及び前記ブリッジ導体は、スクリーン印刷法を用いて前記誘電体基板上に所定の温度で焼成されたものであり、前記くびれ部の長さが前記ブリッジ導体の横断幅に比べて長く、前記伝送線路の前記接地導体間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ前記くびれ部以外の前記中心導体の幅が０．６〜２．４ｍｍであり、さらに前記スペーサの比誘電率が４〜１７で厚さが２１〜４０μｍであり、前記ブリッジ導体を設けたことによる前記伝送線路の容量特性に関する容量特性パラメータをαとし、前記くびれ部を設けたことによる前記伝送線路の誘導性に関する誘導特性パラメータをβとし、前記容量特性パラメータαを横軸に、前記誘導性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面を定めたとき、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが、下記式（１）〜（４）で表される直線で囲まれた範囲に存在するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成したことを特徴とする高周波平面回路を提供する。
α ＝ ４ （１）
α ＝ ５．５／Ｌ7 1/2＋１５．７７ （２）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．７１・Ｌ7 − ２．０５ （３）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．２９・Ｌ7 ＋ １．２５ （４）
但し、前記容量特性パラメータαは、α＝εr・Ｌ3・Ｌ4／Ｌ2、
前記誘導特性パラメータβは、β＝Ｌ5・ｌｏｇe（Ｌ7／Ｌ4）であり、
Ｌ7は前記接地導体間の距離（ｍｍ）、
εrは前記スペーサの比誘電率、
Ｌ2は前記ブリッジ導体の高さ（ｍｍ）、
Ｌ3は前記ブリッジ導体の幅（ｍｍ）、
Ｌ4は前記くびれ部の前記中心導体の幅（ｍｍ）、
およびＬ5は前記くびれ部の長さ（ｍｍ）である。
【００１５】
上記式（１）〜（４）に基づいて行われる前記容量特性パラメータαおよび前記誘導特性パラメータβの設定は、前記伝送線路に０．８〜６ＧＨｚの高周波信号を伝送させる際に用いるのが好ましい。
【００１６】
また、前記α−β座標平面において、前記式（１）および（４）と下記式(５)および（６）で表される直線で囲まれる領域の範囲に、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが位置するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成するのが好ましい。
α ＝ １０．６／Ｌ7 1/2＋０．９２ （５）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５８・Ｌ7 − １．２ （６）
上記式（１），（４）（５）および（６）に基づいて行われる前記容量特性パラメータαおよび前記誘導特性パラメータβの設定は、前記伝送線路に０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号を伝送させる際に用いるのが好ましい。
また、前記誘電体基板は、例えば厚さが１〜１０ｍｍの自動車用ガラス板であることが好ましい。
【００１７】
また、前記スペーサの厚さが２５〜３５μｍであるのがより好ましい。
前記誘電体基板上の前記伝送線路の端には、例えば、平面アンテナが設けられ、前記誘電体基板上に、さらに、能動素子が設けられる。
また、前記誘電体基板は、例えば、透明性を有するガラスである。
このような高周波平面回路は、例えば、前記接地導体、前記中心導体、前記スペーサおよび前記ブリッジ導体となる各構成部材を転写用フィルム上にスクリーン印刷で積層して所定のパターンを形成した後、前記誘電体基板に転写して作製する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の高周波平面回路を、添付の図面に示される好適実施形態に基づいて詳細に説明する。
【００１９】
図１は、本発明の高周波平面回路の一例である高周波平面回路１０の一部分を切り出した斜視図である。図２は、図１に示すＡ−Ｂ切断線に沿って切断した高周波平面回路１０の断面図であり、図３は、図１に示すＸ−Ｙ切断線に沿って切断した高周波平面回路１０の断面図である。図４は、図１に示す高周波平面回路１０の平面図である。
【００２０】
高周波平面回路１０は、誘電体基板１１と、この誘電体基板１１上に設けられた中心導体１２を離間して挟むように中心導体１２の両側に接地導体１３（１３ａ，１３ｂ）が隣接し、中心導体１２の幅が部分的に狭くなったくびれ部１４を持つコプレーナ伝送線路１５と、このくびれ部１４の中心導体１６を誘電体基板１１の上方で横断し、中心導体１２の両側の接地導体１３の間を電気的に接続した導体からなるブリッジ導体１７と、くびれ部１４上に設けられ、ブリッジ導体１７を保持するスペーサ１８とを備えている。
スペーサ１８は、ブリッジ導体１７を保持するための誘電体からなる部材で、図３に示すようにくびれ部１６の上方に接触して設けられる。図１ではくびれ部１６を隠すため、スペーサ１８を点線で示している。
【００２１】
誘電体基板１１は、比誘電率が６．０〜７．５であり、厚さが例えば１〜１０ｍｍ、より好ましくは２〜６ｍｍの板状の誘電体であり、この誘電体基板１１の基板面にコプレーナ伝送線路が設けられる。誘電体基板１１としては、例えば自動車用ガラス板が挙げられる。また、合わせガラスまたは複層ガラスであってもよい。この場合、合わせガラス板または複層ガラス板のいずれのガラス面を誘電体基板１１の基板面としてもよい。
【００２２】
コプレーナ伝送線路１５は、誘電体基板１１上に設けた中心導体１２と、この中心導体１２の両側に一定の間隔をあけて隣接する接地導体１３ａ，１３ｂとの間に作られるスロット部１９に沿って高周波信号が伝送する公知の伝送線路である。
中心導体１２の両側に設けられる接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離は、０．８〜３．８ｍｍである。一方、中心導体１２の幅は０．６〜２．４ｍｍ、スロット部１９の幅は０．２〜０．６ｍｍであり、中心導体１２の両側に等しい幅のスロット部１９が設けられている。
なお、コプレーナ伝送線路１５の一方の端は、例えば、誘電体基板１１上に実装されたＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）のドレイン端子と接続され、他方の端は、例えば、誘電体基板１１上に設けられた平面アンテナと接続され、ＦＥＴで増幅された高周波信号を電波として放射するように構成される。
【００２３】
コプレーナ伝送線路１５は、接地導体１３ａ，１３ｂ間を接続するブリッジ導体１７の横断する部分に対応して、中心導体１２が部分的に細くなったくびれ部１４を有する。ブリッジ導体１７が設けられることによって伝送線路の容量が増加し、この増加によってコプレーナ伝送線路１５の特性インピーダンスが低下するが、このくびれ部１４は、この特性インピーダンスの低下を補償すべく、中心導体１２の幅に対して狭くして特性インピーダンスを増大させる機能を有する。また、くびれ部１４の長さは、後述するブリッジ導体１７の幅よりも長く、くびれ部１４の一部分をブリッジ導体１７が横断するようにくびれ部１４の中心導体１６の長さが設定されている。
くびれ部１４は、例えば、中心導体１６の幅が０．２〜０．８ｍｍで、中心導体１６の長さが少なくともブリッジ導体１７の幅よりも長く、６．０ｍｍ以下である。
なお、接地導体１３ａ，１３ｂおよび中心導体１２，１６は、金、銀等の導体材料が用いられ、導体材料は特に制限されない。
【００２４】
ブリッジ導体１７は、接地導体１３ａ、１３ｂを接続する導体であり、スペーサ１８で保持されてくびれ部１４の中心導体１６を横断する。ブリッジ導体１７は、金、銀等の導体材料が用いられ、導体材料は特に制限されない。
スペーサ１８は、比誘電率εrを４〜１７、高さを２１〜４０μｍとする誘電体である。スペーサ１８の誘電体材料は特に制限されないが、例えば、Ｂ2Ｏ3−ＳｉＯ2−ＰｂＯ系ガラスが用いられる。
【００２５】
このような高周波平面回路１０は、例えば、特開２０００−１５１０８０号公報に記載される転写式印刷パターン形成方法を用いて作製される。
すなわち、基材紙と基材紙上に形成される易剥離層とを備えた転写紙等のフィルム上に、ブリッジ導体１７となる導体材料のペーストを、その上にスペーサ１８となる誘電体材料のペーストを所定の位置に積層した後、図１に示すような接地導体１３（１３ａ，１３ｂ）、中心導体１２，１６の導体となる導体材料のペーストを積層して回路パターンを形成し、転写すべき回路パターンを作製する。各種ペーストの積層は、フィルム上の易剥離層の上に公知のスクリーン印刷法によって行う。
一方、誘電体基板１１の表面に接着材を公知のスクリーン印刷によって積層する。この後、フィルムに積層した回路パターンを誘電体基板１１となる基板にプレス板を用いて所定の圧力で加圧し、さらに加熱した後、基材紙のみを剥離することによって回路パターンを誘電体基板１１に転写する。さらに、回路パターンの転写された誘電体基板１１を所定の温度で焼成する。
こうして高周波平面回路１０を作製することができる。
【００２６】
なお、スペーサ１８をガラスで構成する場合、スペーサ１８の誘電体材料のペーストには、例えば、軟化点が５２０〜５８０℃のＢ2 Ｏ3 −ＳｉＯ2 −ＰｂＯ系ガラスフリットを用いる。誘電体基板１１がガラス板である場合、このガラス板の焼成する条件で十分に軟化流動するガラスフリットを用いるとよい。また、スペーサ１８の熱膨張率の抑制、また強度の向上のためにＡｌ2 Ｏ3 またはＺｒＯ2 等のフィラー材料を上述の軟化流動を妨げない範囲で添加してもよい。
【００２７】
このように高周波平面回路１０は、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εrが４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されている。
このような構成において、くびれ部１４の長さをブリッジ導体１７の横断幅に比べて長く設定し、くびれ部１４の長さ（図４におけるＬ5）を設定することができるので、以降で示すように、特性インピーダンスを効率よく調整することができ、高周波平面回路における伝送特性が良好となる。しかも、所定の周波数帯域において安定した伝送特性を得ることができる。
なお、図１および図３における高周波平面回路１０の構成において、ブリッジ導体１７またはスペーサ１８の理解を容易にするために、高さ方向を拡大して表している。
【００２８】
ところで、高周波信号を伝送するコプレーナ伝送線路等の伝送線路は、特性インピーダンスが一定値、例えば５０Ωになるように構成される。
この特性インピーダンスは、周知のように、抵抗による損失を考慮しない場合、伝送線路の容量特性（キャパシタンス）と誘導特性（インダクダンス）とを用いて特徴付けられる。
高周波平面回路１０では、ブリッジ導体１７を設けてもコプレーナ伝送線路１５の伝送特性が悪化することがないように、容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとが定められて、コプレーナ伝送線路１５、ブリッジ導体１７およびスペーサ１８が構成されている。
すなわち、本願発明者らは、下記に示す容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを用いた場合、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域、また０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で、伝送特性が良好となる容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβの領域を見出して本発明に至っている。
【００２９】
ここで、容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、
α＝εr・Ｌ3・Ｌ4／Ｌ2、
β＝Ｌ5・ｌｏｇe（Ｌ7／Ｌ4）と定義する。
図３および４に示すように、
Ｌ7は接地導体１３ａ，１３ｂ間の距離（ｍｍ）、
εrはスペーサ１８の比誘電率、
Ｌ2はブリッジ導体１７の高さ（ｍｍ）、
Ｌ3はブリッジ導体１７の幅（ｍｍ）、
Ｌ4はくびれ部１４の中心導体１６の幅（ｍｍ）、
およびＬ5はくびれ部１４の長さ（ｍｍ）である。
【００３０】
ここで、高周波平面回路１０における容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、容量特性パラメータαを横軸に、誘導性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面を定めた場合、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、下記式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に存在するのが好ましい。
α ＝ ４ （１）
α ＝ ５．５／Ｌ7 1/2＋１５．７７ （２）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．７１・Ｌ7 − ２．０５ （３）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．２９・Ｌ7 ＋ １．２５ （４）
【００３１】
このような容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを持つコプレーナ伝送線路１５、ブリッジ導体１７およびスペーサ１８を構成することで、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、リターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができる。
上述したようにブリッジ導体１７を設けることによってコプレーナ伝送線路１５の特性インピーダンスが変化し、一部の高周波信号が反射するが、リターンロスとは、この特性インピーダンスの変化によって生じる反射信号の、入射される高周波信号に対する電力の比率をいう。従って、−２０ｄＢ以下とは、入力された高周波信号の電力に対する反射信号の電力が１％以下になることをいい、良好な伝送特性であることを示す。特に、入射した高周波信号の電力に対する反射信号の電力の比率を用いて伝送特性の良否を判断する−２０ｄＢという数値は、伝送特性が良好であると判断する際の基準となる値であり、当業者に一般的に用いられる値である。
【００３２】
例えば、εr＝１２．５，Ｌ2＝０．０３（ｍｍ），Ｌ3＝０．２（ｍｍ），Ｌ4＝０．２（ｍｍ），Ｌ5＝２．８（ｍｍ）およびＬ7＝１．６（ｍｍ）において、容量特性パラメータα＝１６．６７（ｍｍ），誘導特性パラメータβ＝５．８２２（ｍｍ）となり、α−β座標平面において式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に存在する。
このように、高周波平面回路１０は、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、容量特性パラメータα，誘導特性パラメータβが上記式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に位置するようにコプレーナ伝送線路１５の構成、ブリッジ導体１７の構成およびスペーサ１８の構成を定める。これにより、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、リターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができ、安定した伝送特性を得ることができる。リターンロスが−２０ｄＢ以下となる点については後述する。
【００３３】
さらに、高周波平面回路１０における容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号に対して、α−β座標平面において上記式（１）、上記式（４）、下記式（５）および下記式（６）で表される直線によって囲まれた範囲に存在するのが好ましい。
α ＝ １０．６／Ｌ7 1/2＋０．９２ （５）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５８・Ｌ7 − １．２ （６）
【００３４】
例えば、εr＝４，Ｌ2＝０．０３（ｍｍ），Ｌ3＝０．２（ｍｍ），Ｌ4＝０．２（ｍｍ），Ｌ5＝１．１（ｍｍ）およびＬ7＝１．６（ｍｍ）において、容量特性パラメータαは５．３３（ｍｍ）、誘導特性パラメータβは２．２９（ｍｍ）となり、α−β座標平面において式（１）、（４）、（５）および（６）で表される直線によって囲まれた範囲に存在する。このように、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号の場合、容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβが、α−β座標平面において、上記式（１）、（４）、（５）および（６）で表される直線によって囲まれた範囲に位置するように、コプレーナ伝送線路１５の構成、ブリッジ導体１７の構成およびスペーサ１８の構成を定める。これにより、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号におけるリターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができ、安定した伝送特性を得ることができる。リターンロスが−２０ｄＢ以下となる点については後述する。
【００３５】
このように、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εr が４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されている場合、リターンロスが−２０ｄＢ以下となる条件が容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを用いて定められることを、実際の挙動を定量的にしかも正確にシミュレートする公知のＦＤＴＤ（Finite Difference Time Domain ）法を用いて確かめることができる。
【００３６】
ＦＤＴＤ法とは、電磁波の過渡的な挙動を、電子計算機を用いて数値シミュレーションによって解析する方法の１つである。この方法は、例えば、解析対象とする回路およびこの回路を取り巻く空間を所望のセルで分割し、各セル毎に支配方程式であるマクスウェルの方程式またはマクスウェルの方程式を積分形式で表した方程式を用いて、各セルおよび各時間ステップにおける電界と磁界に関する差分スキームを作成し、この差分スキームを用いて電磁波の過渡的な挙動を計算する方法である。詳細については、例えば、「ＦＤＴＤ法による電磁界およびアンテナ解析」（宇野 享著、株式会社コロナ社出版）に記載されている。
【００３７】
図５は、幅２０ｍｍ、長さ１０ｍｍの基板面を備える高周波平面回路１０の回路モデル２０を幅２０ｍｍ、長さ１０ｍｍ、高さ２０ｍｍの直方体の解析空間２２の中に解析モデルを配した斜視図である。この解析モデルは、この後、直方体形状にメッシュ分割されて８０００００セルに分割される。
【００３８】
図６（ａ）は、メッシュ分割された解析モデルのうち、回路モデル２０の基板面に沿って切断した切断面の一部分を示した断面図である。この断面図は、幅８ｍｍ、長さ１０ｍｍの基板面上の一部分の領域の解析モデルの様子を示している。図６（ａ）には、接地導体１３ａ，１３ｂに対応して解析モデルの接地導体１３ａ’，１３ｂ’が、中心導体１２に対応して解析モデルの中心導体１２’が、くびれ部１４に対応して解析モデルのくびれ部１４’が、コプレーナ伝送線路１５に対応して解析モデルのコプレーナ伝送線路１５’が示されている。
【００３９】
図６（ｂ）は、図６（ａ）中のＵ−Ｖ線に沿って解析モデルを切断したときの断面図であり、くびれ部１４’を中心として拡大したものである。図６（ｂ）には、誘電体基板１１に対応して解析モデルの誘電体基板１１’が、くびれ部１４の中心導体１６に対応して解析モデルのくびれ部１４’の中心導体１６’が、ブリッジ導体１７に対応して解析モデルのブリッジ導体１７’が、スペーサ１８に対応して解析モデルのスペーサ１８’が示されている。
【００４０】
【実施例】
（実施例１）
このような解析モデルについて、下記表１（（その１）〜（その５））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝１、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝１．６ｍｍ、スリット部１９の幅を０．３ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 、Ｌ8 を種々変化させて解析モデルを１３２個（Ｍ111 〜Ｍ301 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を算出した。算出したリターンロスＳ11は、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類した、それと同時に、各解析モデルにおける容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを算出した。
【００４１】
【表１】
【表２】
【表３】
【表４】
【表５】
【００４２】
ここで、リターンロスＳ11は解析空間２２（図５参照）に入力された電力に対する反射した電力の比率である。コプレーナ伝送線路１５’の一方の端と接する解析空間２２の一端面においてコプレーナ伝送線路１５’の伝送モードの中で最も支配的な１次モードを計算し、この１次モードの電磁波を入力波源信号として解析モデルに入力し、ＦＤＴＤ法により解析空間２２の電磁場を解析する。この解析から、コプレーナ伝送線路１５’の入力波源信号を入力した解析空間２２の、同じ一端面に戻ってきた、反射されて来た信号を算出することによりリターンロスＳ11を算出する。リターンロスＳ11が０ｄＢであるとは、入力された高周波信号が完全に反射して伝送されない状態をいい、リターンロスＳ11が小さくなるほど入力された高周波信号の電力が損失することなく伝送されることをいう。
【００４３】
図７は、Ｍ111 〜Ｍ301 の計１３２個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を所定の分類毎に分けてプロットした散布図である。すなわち、図７は、容量特性パラメータαを横軸、誘導特性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面上でＭ111 〜Ｍ301 の解析モデルのリターンロスＳ11の分類結果に基づいて、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットしたものである。
【００４４】
図７中の「▲」は、０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「■」は、０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜８ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「●」は、０．８〜８ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「△」は、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜４ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「○」は、０．８〜４ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜２ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「×」は、０．８〜２ＧＨｚの周波数帯域でもリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさないことを示す。
【００４５】
図８は、図７にプロットされている解析モデルＭ133 、Ｍ154 およびＭ252 の周波数に対するリターンロスＳ11の変化を示している。解析モデルＭ133 は０．８〜１０ＧＨｚにおいて−２０ｄＢ以下のリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ133 は、図７において「▲」でプロットされている。
一方、解析モデルＭ154 は０．８〜６ＧＨｚにおいて−２０ｄＢ以下のリターンロスＳ11を有するが、７ＧＨｚ〜１０ＧＨｚにおいて−２０ｄＢより大きなリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ154 は、図７において「●」でプロットされている。
また、解析モデルＭ252 は０．８〜２ＧＨｚにおいて−２０ｄＢを越えるリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ252 は、図７において「×」でプロットされている。
【００４６】
また、図７におけるＴ11、Ｔ13、Ｔ14およびＴ16はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１．６ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図７におけるＴ12およびＴ15もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１．６ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ11 ：α ＝ ４
Ｔ13 ：α ＝ ２０．１２
Ｔ14 ：β ＝ ０．３２・α − ０．９１
Ｔ16 ：β ＝ ０．３２・α ＋ １．７１
Ｔ12 ：α ＝ ８．３０
Ｔ15 ：β ＝ ０．３２・α − ０．２７
【００４７】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、点Ｐ11，Ｐ13，Ｐ14，Ｐ15を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝１．６ｍｍ）で囲まれた範囲である。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ11，Ｐ12，Ｐ16，Ｐ17を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝１．６ｍｍ）で囲まれた範囲である。
【００４８】
（実施例２）
さらに、下記表２（（その１）および（その２））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝０．６ｍｍ、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝１ｍｍ、スリット部１９の幅を０．２ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 およびＬ8 を種々変化させて解析モデルを５３個（Ｍ511 〜Ｍ619 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を計算した。
【００４９】
【表６】
【表７】
【００５０】
図９は、Ｍ511 〜Ｍ619 の計５３個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を、図７と同様に６種類の分類毎に分け、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットした散布図である。すなわち、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類するとともに、各解析モデルにおける容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとを算出し、α−β座標平面上でＭ511 〜Ｍ619 の解析モデルのリターンロスＳ11を６分類の分類別に分けてプロットしている。
【００５１】
図９におけるＴ51、Ｔ53、Ｔ54およびＴ56はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図９におけるＴ52およびＴ55もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ51 ：α ＝ ４
Ｔ53 ：α ＝ ２１．２７
Ｔ54 ：β ＝ ０．３２・α − １．３４
Ｔ56 ：β ＝ ０．３２・α ＋ １．５４
Ｔ52 ：α ＝ １１．５２
Ｔ55 ：β ＝ ０．３２・α − ０．６２
【００５２】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ51，Ｐ53，Ｐ54，Ｐ55を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝１ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ51，Ｐ52，Ｐ56，Ｐ57を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝１ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
【００５３】
（実施例３）
さらに、下記表３（（その１）および（その２））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝２．４ｍｍ、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝３．６ｍｍ、スリット部１９の幅を０．６ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 およびＬ8 を種々変化させて解析モデルを３４個（Ｍ711 〜Ｍ821 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を計算した。
【００５４】
【表８】
【表９】
【００５５】
図１０は、Ｍ711 〜Ｍ821 の計３４個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を、図７と同様に６種類の分類毎に分け、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットした散布図である。すなわち、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類するとともに、各解析モデルにおける容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとを算出し、α−β座標平面上でＭ511 〜Ｍ619 の解析モデルのリターンロスＳ11を６分類の分類別に分けてプロットしている。
【００５６】
図１０におけるＴ71、Ｔ73、Ｔ74およびＴ76はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝３．６ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図１０におけるＴ72およびＴ75もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝３．６ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ71 ：α ＝ ４
Ｔ73 ：α ＝ １８．６７
Ｔ74 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５１
Ｔ76 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ２．２９
Ｔ72 ：α ＝ ６．５１
Ｔ75 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ０．８９
【００５７】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、ほぼ、点Ｐ71，Ｐ73，Ｐ74，Ｐ75を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝３．６ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、点Ｐ71，Ｐ72，Ｐ76，Ｐ77を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝３．６ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
【００５８】
（実施例４）
さらに、表１に示す解析モデルＭ133 、Ｍ154 、Ｍ252 のそれぞれにおいて誘電体基板１１の比誘電率を変化させたときのリターンロスＳ11の変化を調べた。誘電体基板１１の比誘電率を６．０，６．５，７．０，７．５と４水準に振って、リターンロスＳ11を算出した。
図１１（ａ）〜（ｃ）は、その結果を示している。いずれの場合においても、リターンロスＳ11の０．８〜６ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果、および０．８〜１０ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果に変化がないことがわかった。
また、誘電体基板１１の厚さを２〜６ｍｍの範囲で変えても、０．８〜６ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果、および０．８〜１０ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果に変化がないことがわかった。
【００５９】
このように高周波平面回路１０は、くびれ部１４の長さが、ブリッジ導体１７の横断幅に比べて長く設けられるとともに、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εrが４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されているので、特性インピーダンスを効率よく調整することができ、安定した伝送特性を有する高周波平面回路を提供することができる。
【００６０】
以上、本発明の高周波平面回路について詳細に説明したが、本発明は上記実施例や実施形態に限定はされず、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、各種の改良および変更を行ってもよいのはもちろんである。
【００６１】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、高周波平面回路は、くびれ部の長さが、ブリッジ導体の横断幅に比べて長く設けられるとともに、誘電体基板の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体の間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲で伝送線路が構成され、比誘電率が４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサが構成されているので、特性インピーダンスを効率よく調整することができ安定した伝送特性を有する高周波平面回路を提供することができる。特に、自動車用ガラス板に好適に用いることができ、公知の転写式印刷パターン形成方法を用いて容易にしかも大量に作製することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の高周波平面回路の一例を示す斜視図である。
【図２】 図１に示すＡ−Ｂ切断線に沿って切断した高周波平面回路の断面図である。
【図３】 図１に示すＸ−Ｙ切断線に沿って切断した高周波平面回路の断面図である。
【図４】 図１に示す高周波平面回路の平面図である。
【図５】 図１に示す高周波平面回路の解析モデルを説明する図である。
【図６】 （ａ）および（ｂ）は、図５に示すメッシュ分割された解析モデルの断面図である。
【図７】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の一例を示す散布図である。
【図８】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの周波数特性の一例を示す図である。
【図９】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の他の例を示す散布図である。
【図１０】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の他の例を示す散布図である。
【図１１】 （ａ）〜（ｃ）は、図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの周波数特性の他の例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 高周波平面回路
１１ 誘電体基板
１２，１６ 中心導体
１３ 接地導体
１４ くびれ部
１５ コプレーナ伝送線路
１７ ブリッジ導体
１８ スペーサ
１９ スロット部
２０ 回路モデル
２２ 解析空間
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波を伝送する伝送線路、例えば０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号を伝送するコプレーナ伝送線路およびこの伝送線路上を横断するスペーサによって保持されるブリッジ導体を備えた高周波平面回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、マイクロ波を用いた通信分野において、平面アンテナを設けた平面回路にＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の能動素子を実装し、供給された電力信号を増幅して平面アンテナから電波として放射する能動集積アンテナが提案されている。そして、この能動集積アンテナを実用的に用いることが望まれている。
【０００３】
例えば、比誘電率が６．０〜７．５のガラスから成る自動車用ガラス板上に伝送線路および平面アンテナを設けた能動集積アンテナを作製し、自動料金収受システム（ＥＴＣシステム）における送信装置として用いられることが考えられる。
この場合、能動集積アンテナにおける信号の伝送には、回路の構成を簡素化するために、コプレーナ伝送線路が好適に用いられ、例えば、接地導体間の距離を略０．５〜数ｍｍとしてコプレーナ伝送線路が構成される。
【０００４】
一方、今日マイクロ波を使った通信技術が進歩し、特に、スパッタリング、ドライエッチングまたウェットエッチング等の半導体プロセス技術を用いて、ＧａＡｓ（ガリウム・ヒ素）やアルミナ等の誘電体基板に能動素子や受動素子を設けたモノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）を微細に作り込む技術が種々提案されている。
例えば特開平１１−３４６１０５号公報は、誘電体基板上の中心導体とこの中心導体を両側から離間して挟むように設けた接地導体とを有するコプレーナ伝送線路にエアーブリッジを設けたマイクロ波平面回路を開示している。すなわち、当該公報は、コプレーナ伝送線路の中心導体とエアーブリッジとの間の容量が増加することによって生じる特性インピーダンスの低下を補償するように、エアーブリッジの構成およびこのエアーブリッジが横断するコプレーナ伝送線路の対応部分の構成を具体的な寸法とともに開示している。
【０００５】
エアーブリッジとは、回路基板に設けられているコプレーナ伝送線路の上方で、コプレーナ伝送線路の中心導体を横断し、この中心導体の両側に離間して隣接する接地導体の電位を等しくするように両側の接地導体を電気的に接続するブリッジ状の導体である。特に、コプレーナ伝送線路の屈曲部分、Ｔ字分岐部分およびクロス分岐等の不連続部分には高次モードが生じるため、エアーブリッジを設けて両側の接地導体を同電位にする必要がある。
【０００６】
また、‘Theoretical and Experimental Study of Various Types of Compensated Dielectric Bridges for Millimeter-Wave Coplanar Application’（Eric Rius etal. , IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol.48, No.1, pp.152-156 , Jan.2000）は、誘電体に保持されたブリッジ導体とコプレーナ伝送線路の間に厚さが２０μｍの誘電体層からなるスペーサを設け、ブリッジ導体の高さを２０μｍとした高周波回路を開示している。
また、‘Three-Dimensional High-Frequency Distribution Networks−Part 1:Optimization of CPW Discontinuities’（Thomas M.Weller etal. , IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol.48, No.10, pp.1635-1642 , Oct.2000）は、コプレーナ伝送線路に対するブリッジ導体の高さを３μｍとした高周波回路を開示している。
これらは、いずれもブリッジ導体とコプレーナ伝送線路の中心導体とが近接することによって発生する特性インピーダンスの低下およびこれによって生じるコプレーナ伝送線路の伝送特性の悪化を補償するために、コプレーナ伝送線路は、ブリッジ導体の横断する中心導体の対応部分に中心導体の幅が狭くなったくびれ部を有する構成となっている。
【０００７】
一方、特開２００１−１４４１７７号公報は、感光性レジストを用いたドライエッチング処理およびウェットエッチング処理の半導体集積回路のプロセス技術を用いて、上述のエアーブリッジとコプレーナ伝送線路を備えた回路を製造する方法を開示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のＭＭＩＣにおけるコプレーナ伝送線路は、半導体製造プロセス技術を用いて作製されたものであり、比誘電率が１２．９のＧａＡｓからなる誘電体基板または比誘電率が９．６のアルミナからなる誘電体基板を微細加工することにより作製されたもので、エアーブリッジの高さはいずれも２０μｍ以下であり、接地導体間の距離はいずれも２６０μｍ（０．２６ｍｍ）以下となっている。これに対して、上述の能動集積アンテナの場合、例えば、誘電率が６．０〜７．５のガラス板に接地導体間の距離が略０．５〜数ｍｍといった接地導体間の距離の長いコプレーナ伝送線路を作製する。
一方、コプレーナ伝送線路の特性インピーダンスは、接地導体間の距離によって変化するため、上述の略０．５〜数ｍｍといった接地導体間の距離を持つコプレーナ伝送線路は、ＧＨｚ帯域の高周波信号にとって、上述のＭＭＩＣの技術を用いて作製された接地導体間の距離の短いコプレーナ伝送線路とは全く異なったものであるといえる。
【０００９】
従って、接地導体間の距離が広いコプレーナ伝送線路において、ブリッジ導体の高さ等について上述の従来技術で開示した値をそのまま用いたのでは、特性インピーダンスを適正にすることができず伝送特性の悪化を補償することはできない。しかも、放射効率の高い能動集積アンテナを得るには、特性インピーダンスの数値を正確に調整しなければならない。特に、通信技術の分野で利用が増大する０．８〜１０ＧＨｚの電波の周波数帯域に対応して０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号の伝送特性を補償した高周波平面回路を提供することは重要である。
【００１０】
また、上述の従来技術で開示するコプレーナ伝送線路の寸法とエアーブリッジ又はブリッジ導体の寸法との組み合わせは、１つの実施例あるいは、数個の実施例を示しているだけであり、コプレーナ伝送線路の寸法に対するエアーブリッジ又はブリッジ導体の寸法の調整方法を開示しているものでもない。そのため、比誘電率を６．０〜７．５とし接地導体間の距離が従来に比べて長いコプレーナ伝送線路に安定した伝送特性を持たせるように高周波平面回路を設計することはできない。
【００１１】
これに対して、コプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成を種々変えながら、伝送特性の良いコプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成との組み合わせを見つけ出すことも考えられる。しかし、コプレーナ伝送線路の構成を設定する場合、例えば、接地導体間の距離、中心導体の幅、エアーブリッジ又はブリッジ導体が横断する中心導体のくびれ部の幅およびくびれ部の長さを定める必要がある他、エアーブリッジ又はブリッジ導体の導体幅およびエアーブリッジ又はブリッジ導体の高さ、ブリッジ導体を保持する誘電体からなるスペーサを設ける場合には、このスペーサの比誘電率およびこのスペーサの幅を定める必要がある。
このように、伝送効率の良いコプレーナ伝送線路の構成とエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成との組み合わせは無限にあるため、この中から所定の周波数の高周波信号に対して良好かつ安定した伝送特性を持つコプレーナ伝送線路およびエアーブリッジ又はブリッジ導体の構成を見出すことは極めて難しい。
【００１２】
また、このような能動集積アンテナを、自動車用ガラス板を基板として構成する場合、大量生産に適した方法で作製することが必要であるが、半導体デバイスに用いる基板等に比べて極めて大面積の自動車用ガラス板を基板とするので、上述の公報（特開２００１−１４４１７７号公報）のような半導体プロセス技術を用いて、大面積の自動車用ガラス板にコプレーナ伝送線路等を備えた小面積の高周波平面回路を実用的に作製することはできない。
【００１３】
そこで、本発明は、上述の問題を解決すべく、自動車用ガラス板等の比誘電率が６．０〜７．５の誘電体基板と、この誘電体基板上の中心導体の両側に接地導体を設け、接地導体間の幅がＭＭＩＣで作製されるものに比べて比較的大きな寸法を持つ伝送線路と、この伝送線路の中心導体を横断し、両側の接地導体間を接続した導体からなるブリッジ導体とを備えた高周波平面回路において、伝送特性の悪化を補償するとともに、半導体プロセス技術を用いることなく容易に製造できる高周波平面回路、特に０．８〜１０ＧＨｚや０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域の高周波信号を効率よく伝送する高周波平面回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本願発明者らは種々の検討を行った結果、高周波平面回路における伝送線路において伝送特性を良好とする構成に一定の好適な範囲があることを見出して、本発明に至ったものである。
すなわち、本発明は、比誘電率が６．０〜７．５の誘電体基板と、この誘電体基板上に設けられた中心導体およびこの中心導体を離間して挟むようにこの中心導体の両側に隣接する前記誘電体基板上に設けられた接地導体を有し、前記中心導体の幅が部分的に狭くなったくびれ部を持つ伝送線路と、前記くびれ部上に設けられた誘電体からなるスペーサと、このスペーサによって保持され、前記くびれ部の上方で前記中心導体を横断し、前記中心導体の両側の前記接地導体間を接続した導体からなるブリッジ導体を備えた高周波平面回路であって、前記接地導体、前記中心導体、前記スペーサ及び前記ブリッジ導体は、スクリーン印刷法を用いて前記誘電体基板上に所定の温度で焼成されたものであり、前記くびれ部の長さが前記ブリッジ導体の横断幅に比べて長く、前記伝送線路の前記接地導体間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ前記くびれ部以外の前記中心導体の幅が０．６〜２．４ｍｍであり、さらに前記スペーサの比誘電率が４〜１７で厚さが２１〜４０μｍであり、前記ブリッジ導体を設けたことによる前記伝送線路の容量特性に関する容量特性パラメータをαとし、前記くびれ部を設けたことによる前記伝送線路の誘導性に関する誘導特性パラメータをβとし、前記容量特性パラメータαを横軸に、前記誘導性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面を定めたとき、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが、下記式（１）〜（４）で表される直線で囲まれた範囲に存在するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成したことを特徴とする高周波平面回路を提供する。
α ＝ ４ （１）
α ＝ ５．５／Ｌ7 1/2＋１５．７７ （２）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．７１・Ｌ7 − ２．０５ （３）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．２９・Ｌ7 ＋ １．２５ （４）
但し、前記容量特性パラメータαは、α＝εr・Ｌ3・Ｌ4／Ｌ2、
前記誘導特性パラメータβは、β＝Ｌ5・ｌｏｇe（Ｌ7／Ｌ4）であり、
Ｌ7は前記接地導体間の距離（ｍｍ）、
εrは前記スペーサの比誘電率、
Ｌ2は前記ブリッジ導体の高さ（ｍｍ）、
Ｌ3は前記ブリッジ導体の幅（ｍｍ）、
Ｌ4は前記くびれ部の前記中心導体の幅（ｍｍ）、
およびＬ5は前記くびれ部の長さ（ｍｍ）である。
【００１５】
上記式（１）〜（４）に基づいて行われる前記容量特性パラメータαおよび前記誘導特性パラメータβの設定は、前記伝送線路に０．８〜６ＧＨｚの高周波信号を伝送させる際に用いるのが好ましい。
【００１６】
また、前記α−β座標平面において、前記式（１）および（４）と下記式(５)および（６）で表される直線で囲まれる領域の範囲に、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが位置するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成するのが好ましい。
α ＝ １０．６／Ｌ7 1/2＋０．９２ （５）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５８・Ｌ7 − １．２ （６）
上記式（１），（４）（５）および（６）に基づいて行われる前記容量特性パラメータαおよび前記誘導特性パラメータβの設定は、前記伝送線路に０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号を伝送させる際に用いるのが好ましい。
また、前記誘電体基板は、例えば厚さが１〜１０ｍｍの自動車用ガラス板であることが好ましい。
【００１７】
また、前記スペーサの厚さが２５〜３５μｍであるのがより好ましい。
前記誘電体基板上の前記伝送線路の端には、例えば、平面アンテナが設けられ、前記誘電体基板上に、さらに、能動素子が設けられる。
また、前記誘電体基板は、例えば、透明性を有するガラスである。
このような高周波平面回路は、例えば、前記接地導体、前記中心導体、前記スペーサおよび前記ブリッジ導体となる各構成部材を転写用フィルム上にスクリーン印刷で積層して所定のパターンを形成した後、前記誘電体基板に転写して作製する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の高周波平面回路を、添付の図面に示される好適実施形態に基づいて詳細に説明する。
【００１９】
図１は、本発明の高周波平面回路の一例である高周波平面回路１０の一部分を切り出した斜視図である。図２は、図１に示すＡ−Ｂ切断線に沿って切断した高周波平面回路１０の断面図であり、図３は、図１に示すＸ−Ｙ切断線に沿って切断した高周波平面回路１０の断面図である。図４は、図１に示す高周波平面回路１０の平面図である。
【００２０】
高周波平面回路１０は、誘電体基板１１と、この誘電体基板１１上に設けられた中心導体１２を離間して挟むように中心導体１２の両側に接地導体１３（１３ａ，１３ｂ）が隣接し、中心導体１２の幅が部分的に狭くなったくびれ部１４を持つコプレーナ伝送線路１５と、このくびれ部１４の中心導体１６を誘電体基板１１の上方で横断し、中心導体１２の両側の接地導体１３の間を電気的に接続した導体からなるブリッジ導体１７と、くびれ部１４上に設けられ、ブリッジ導体１７を保持するスペーサ１８とを備えている。
スペーサ１８は、ブリッジ導体１７を保持するための誘電体からなる部材で、図３に示すようにくびれ部１６の上方に接触して設けられる。図１ではくびれ部１６を隠すため、スペーサ１８を点線で示している。
【００２１】
誘電体基板１１は、比誘電率が６．０〜７．５であり、厚さが例えば１〜１０ｍｍ、より好ましくは２〜６ｍｍの板状の誘電体であり、この誘電体基板１１の基板面にコプレーナ伝送線路が設けられる。誘電体基板１１としては、例えば自動車用ガラス板が挙げられる。また、合わせガラスまたは複層ガラスであってもよい。この場合、合わせガラス板または複層ガラス板のいずれのガラス面を誘電体基板１１の基板面としてもよい。
【００２２】
コプレーナ伝送線路１５は、誘電体基板１１上に設けた中心導体１２と、この中心導体１２の両側に一定の間隔をあけて隣接する接地導体１３ａ，１３ｂとの間に作られるスロット部１９に沿って高周波信号が伝送する公知の伝送線路である。
中心導体１２の両側に設けられる接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離は、０．８〜３．８ｍｍである。一方、中心導体１２の幅は０．６〜２．４ｍｍ、スロット部１９の幅は０．２〜０．６ｍｍであり、中心導体１２の両側に等しい幅のスロット部１９が設けられている。
なお、コプレーナ伝送線路１５の一方の端は、例えば、誘電体基板１１上に実装されたＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）のドレイン端子と接続され、他方の端は、例えば、誘電体基板１１上に設けられた平面アンテナと接続され、ＦＥＴで増幅された高周波信号を電波として放射するように構成される。
【００２３】
コプレーナ伝送線路１５は、接地導体１３ａ，１３ｂ間を接続するブリッジ導体１７の横断する部分に対応して、中心導体１２が部分的に細くなったくびれ部１４を有する。ブリッジ導体１７が設けられることによって伝送線路の容量が増加し、この増加によってコプレーナ伝送線路１５の特性インピーダンスが低下するが、このくびれ部１４は、この特性インピーダンスの低下を補償すべく、中心導体１２の幅に対して狭くして特性インピーダンスを増大させる機能を有する。また、くびれ部１４の長さは、後述するブリッジ導体１７の幅よりも長く、くびれ部１４の一部分をブリッジ導体１７が横断するようにくびれ部１４の中心導体１６の長さが設定されている。
くびれ部１４は、例えば、中心導体１６の幅が０．２〜０．８ｍｍで、中心導体１６の長さが少なくともブリッジ導体１７の幅よりも長く、６．０ｍｍ以下である。
なお、接地導体１３ａ，１３ｂおよび中心導体１２，１６は、金、銀等の導体材料が用いられ、導体材料は特に制限されない。
【００２４】
ブリッジ導体１７は、接地導体１３ａ、１３ｂを接続する導体であり、スペーサ１８で保持されてくびれ部１４の中心導体１６を横断する。ブリッジ導体１７は、金、銀等の導体材料が用いられ、導体材料は特に制限されない。
スペーサ１８は、比誘電率εrを４〜１７、高さを２１〜４０μｍとする誘電体である。スペーサ１８の誘電体材料は特に制限されないが、例えば、Ｂ2Ｏ3−ＳｉＯ2−ＰｂＯ系ガラスが用いられる。
【００２５】
このような高周波平面回路１０は、例えば、特開２０００−１５１０８０号公報に記載される転写式印刷パターン形成方法を用いて作製される。
すなわち、基材紙と基材紙上に形成される易剥離層とを備えた転写紙等のフィルム上に、ブリッジ導体１７となる導体材料のペーストを、その上にスペーサ１８となる誘電体材料のペーストを所定の位置に積層した後、図１に示すような接地導体１３（１３ａ，１３ｂ）、中心導体１２，１６の導体となる導体材料のペーストを積層して回路パターンを形成し、転写すべき回路パターンを作製する。各種ペーストの積層は、フィルム上の易剥離層の上に公知のスクリーン印刷法によって行う。
一方、誘電体基板１１の表面に接着材を公知のスクリーン印刷によって積層する。この後、フィルムに積層した回路パターンを誘電体基板１１となる基板にプレス板を用いて所定の圧力で加圧し、さらに加熱した後、基材紙のみを剥離することによって回路パターンを誘電体基板１１に転写する。さらに、回路パターンの転写された誘電体基板１１を所定の温度で焼成する。
こうして高周波平面回路１０を作製することができる。
【００２６】
なお、スペーサ１８をガラスで構成する場合、スペーサ１８の誘電体材料のペーストには、例えば、軟化点が５２０〜５８０℃のＢ2 Ｏ3 −ＳｉＯ2 −ＰｂＯ系ガラスフリットを用いる。誘電体基板１１がガラス板である場合、このガラス板の焼成する条件で十分に軟化流動するガラスフリットを用いるとよい。また、スペーサ１８の熱膨張率の抑制、また強度の向上のためにＡｌ2 Ｏ3 またはＺｒＯ2 等のフィラー材料を上述の軟化流動を妨げない範囲で添加してもよい。
【００２７】
このように高周波平面回路１０は、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εrが４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されている。
このような構成において、くびれ部１４の長さをブリッジ導体１７の横断幅に比べて長く設定し、くびれ部１４の長さ（図４におけるＬ5）を設定することができるので、以降で示すように、特性インピーダンスを効率よく調整することができ、高周波平面回路における伝送特性が良好となる。しかも、所定の周波数帯域において安定した伝送特性を得ることができる。
なお、図１および図３における高周波平面回路１０の構成において、ブリッジ導体１７またはスペーサ１８の理解を容易にするために、高さ方向を拡大して表している。
【００２８】
ところで、高周波信号を伝送するコプレーナ伝送線路等の伝送線路は、特性インピーダンスが一定値、例えば５０Ωになるように構成される。
この特性インピーダンスは、周知のように、抵抗による損失を考慮しない場合、伝送線路の容量特性（キャパシタンス）と誘導特性（インダクダンス）とを用いて特徴付けられる。
高周波平面回路１０では、ブリッジ導体１７を設けてもコプレーナ伝送線路１５の伝送特性が悪化することがないように、容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとが定められて、コプレーナ伝送線路１５、ブリッジ導体１７およびスペーサ１８が構成されている。
すなわち、本願発明者らは、下記に示す容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを用いた場合、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域、また０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で、伝送特性が良好となる容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβの領域を見出して本発明に至っている。
【００２９】
ここで、容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、
α＝εr・Ｌ3・Ｌ4／Ｌ2、
β＝Ｌ5・ｌｏｇe（Ｌ7／Ｌ4）と定義する。
図３および４に示すように、
Ｌ7は接地導体１３ａ，１３ｂ間の距離（ｍｍ）、
εrはスペーサ１８の比誘電率、
Ｌ2はブリッジ導体１７の高さ（ｍｍ）、
Ｌ3はブリッジ導体１７の幅（ｍｍ）、
Ｌ4はくびれ部１４の中心導体１６の幅（ｍｍ）、
およびＬ5はくびれ部１４の長さ（ｍｍ）である。
【００３０】
ここで、高周波平面回路１０における容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、容量特性パラメータαを横軸に、誘導性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面を定めた場合、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、下記式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に存在するのが好ましい。
α ＝ ４ （１）
α ＝ ５．５／Ｌ7 1/2＋１５．７７ （２）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．７１・Ｌ7 − ２．０５ （３）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．２９・Ｌ7 ＋ １．２５ （４）
【００３１】
このような容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを持つコプレーナ伝送線路１５、ブリッジ導体１７およびスペーサ１８を構成することで、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、リターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができる。
上述したようにブリッジ導体１７を設けることによってコプレーナ伝送線路１５の特性インピーダンスが変化し、一部の高周波信号が反射するが、リターンロスとは、この特性インピーダンスの変化によって生じる反射信号の、入射される高周波信号に対する電力の比率をいう。従って、−２０ｄＢ以下とは、入力された高周波信号の電力に対する反射信号の電力が１％以下になることをいい、良好な伝送特性であることを示す。特に、入射した高周波信号の電力に対する反射信号の電力の比率を用いて伝送特性の良否を判断する−２０ｄＢという数値は、伝送特性が良好であると判断する際の基準となる値であり、当業者に一般的に用いられる値である。
【００３２】
例えば、εr＝１２．５，Ｌ2＝０．０３（ｍｍ），Ｌ3＝０．２（ｍｍ），Ｌ4＝０．２（ｍｍ），Ｌ5＝２．８（ｍｍ）およびＬ7＝１．６（ｍｍ）において、容量特性パラメータα＝１６．６７（ｍｍ），誘導特性パラメータβ＝５．８２２（ｍｍ）となり、α−β座標平面において式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に存在する。
このように、高周波平面回路１０は、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、容量特性パラメータα，誘導特性パラメータβが上記式（１）〜（４）で表される直線によって囲まれた範囲に位置するようにコプレーナ伝送線路１５の構成、ブリッジ導体１７の構成およびスペーサ１８の構成を定める。これにより、０．８〜６ＧＨｚの高周波信号に対して、リターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができ、安定した伝送特性を得ることができる。リターンロスが−２０ｄＢ以下となる点については後述する。
【００３３】
さらに、高周波平面回路１０における容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβは、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号に対して、α−β座標平面において上記式（１）、上記式（４）、下記式（５）および下記式（６）で表される直線によって囲まれた範囲に存在するのが好ましい。
α ＝ １０．６／Ｌ7 1/2＋０．９２ （５）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５８・Ｌ7 − １．２ （６）
【００３４】
例えば、εr＝４，Ｌ2＝０．０３（ｍｍ），Ｌ3＝０．２（ｍｍ），Ｌ4＝０．２（ｍｍ），Ｌ5＝１．１（ｍｍ）およびＬ7＝１．６（ｍｍ）において、容量特性パラメータαは５．３３（ｍｍ）、誘導特性パラメータβは２．２９（ｍｍ）となり、α−β座標平面において式（１）、（４）、（５）および（６）で表される直線によって囲まれた範囲に存在する。このように、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号の場合、容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβが、α−β座標平面において、上記式（１）、（４）、（５）および（６）で表される直線によって囲まれた範囲に位置するように、コプレーナ伝送線路１５の構成、ブリッジ導体１７の構成およびスペーサ１８の構成を定める。これにより、０．８〜１０ＧＨｚの高周波信号におけるリターンロスを−２０ｄＢ以下とすることができ、安定した伝送特性を得ることができる。リターンロスが−２０ｄＢ以下となる点については後述する。
【００３５】
このように、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εr が４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されている場合、リターンロスが−２０ｄＢ以下となる条件が容量性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを用いて定められることを、実際の挙動を定量的にしかも正確にシミュレートする公知のＦＤＴＤ（Finite Difference Time Domain ）法を用いて確かめることができる。
【００３６】
ＦＤＴＤ法とは、電磁波の過渡的な挙動を、電子計算機を用いて数値シミュレーションによって解析する方法の１つである。この方法は、例えば、解析対象とする回路およびこの回路を取り巻く空間を所望のセルで分割し、各セル毎に支配方程式であるマクスウェルの方程式またはマクスウェルの方程式を積分形式で表した方程式を用いて、各セルおよび各時間ステップにおける電界と磁界に関する差分スキームを作成し、この差分スキームを用いて電磁波の過渡的な挙動を計算する方法である。詳細については、例えば、「ＦＤＴＤ法による電磁界およびアンテナ解析」（宇野 享著、株式会社コロナ社出版）に記載されている。
【００３７】
図５は、幅２０ｍｍ、長さ１０ｍｍの基板面を備える高周波平面回路１０の回路モデル２０を幅２０ｍｍ、長さ１０ｍｍ、高さ２０ｍｍの直方体の解析空間２２の中に解析モデルを配した斜視図である。この解析モデルは、この後、直方体形状にメッシュ分割されて８０００００セルに分割される。
【００３８】
図６（ａ）は、メッシュ分割された解析モデルのうち、回路モデル２０の基板面に沿って切断した切断面の一部分を示した断面図である。この断面図は、幅８ｍｍ、長さ１０ｍｍの基板面上の一部分の領域の解析モデルの様子を示している。図６（ａ）には、接地導体１３ａ，１３ｂに対応して解析モデルの接地導体１３ａ’，１３ｂ’が、中心導体１２に対応して解析モデルの中心導体１２’が、くびれ部１４に対応して解析モデルのくびれ部１４’が、コプレーナ伝送線路１５に対応して解析モデルのコプレーナ伝送線路１５’が示されている。
【００３９】
図６（ｂ）は、図６（ａ）中のＵ−Ｖ線に沿って解析モデルを切断したときの断面図であり、くびれ部１４’を中心として拡大したものである。図６（ｂ）には、誘電体基板１１に対応して解析モデルの誘電体基板１１’が、くびれ部１４の中心導体１６に対応して解析モデルのくびれ部１４’の中心導体１６’が、ブリッジ導体１７に対応して解析モデルのブリッジ導体１７’が、スペーサ１８に対応して解析モデルのスペーサ１８’が示されている。
【００４０】
【実施例】
（実施例１）
このような解析モデルについて、下記表１（（その１）〜（その５））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝１、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝１．６ｍｍ、スリット部１９の幅を０．３ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 、Ｌ8 を種々変化させて解析モデルを１３２個（Ｍ111 〜Ｍ301 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を算出した。算出したリターンロスＳ11は、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類した、それと同時に、各解析モデルにおける容量特性パラメータαおよび誘導特性パラメータβを算出した。
【００４１】
【表１】
ここで、リターンロスＳ11は解析空間２２（図５参照）に入力された電力に対する反射した電力の比率である。コプレーナ伝送線路１５’の一方の端と接する解析空間２２の一端面においてコプレーナ伝送線路１５’の伝送モードの中で最も支配的な１次モードを計算し、この１次モードの電磁波を入力波源信号として解析モデルに入力し、ＦＤＴＤ法により解析空間２２の電磁場を解析する。この解析から、コプレーナ伝送線路１５’の入力波源信号を入力した解析空間２２の、同じ一端面に戻ってきた、反射されて来た信号を算出することによりリターンロスＳ11を算出する。リターンロスＳ11が０ｄＢであるとは、入力された高周波信号が完全に反射して伝送されない状態をいい、リターンロスＳ11が小さくなるほど入力された高周波信号の電力が損失することなく伝送されることをいう。
【００４３】
図７は、Ｍ111 〜Ｍ301 の計１３２個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を所定の分類毎に分けてプロットした散布図である。すなわち、図７は、容量特性パラメータαを横軸、誘導特性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面上でＭ111 〜Ｍ301 の解析モデルのリターンロスＳ11の分類結果に基づいて、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットしたものである。
【００４４】
図７中の「▲」は、０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「■」は、０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜８ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「●」は、０．８〜８ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「△」は、０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜４ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「○」は、０．８〜４ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさず、０．８〜２ＧＨｚの周波数帯域でリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であることを示す。「×」は、０．８〜２ＧＨｚの周波数帯域でもリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下の条件を満たさないことを示す。
【００４５】
図８は、図７にプロットされている解析モデルＭ133 、Ｍ154 およびＭ252 の周波数に対するリターンロスＳ11の変化を示している。解析モデルＭ133 は０．８〜１０ＧＨｚにおいて−２０ｄＢ以下のリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ133 は、図７において「▲」でプロットされている。
一方、解析モデルＭ154 は０．８〜６ＧＨｚにおいて−２０ｄＢ以下のリターンロスＳ11を有するが、７ＧＨｚ〜１０ＧＨｚにおいて−２０ｄＢより大きなリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ154 は、図７において「●」でプロットされている。
また、解析モデルＭ252 は０．８〜２ＧＨｚにおいて−２０ｄＢを越えるリターンロスＳ11を有する。従って、解析モデルＭ252 は、図７において「×」でプロットされている。
【００４６】
また、図７におけるＴ11、Ｔ13、Ｔ14およびＴ16はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１．６ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図７におけるＴ12およびＴ15もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１．６ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ11 ：α ＝ ４
Ｔ13 ：α ＝ ２０．１２
Ｔ14 ：β ＝ ０．３２・α − ０．９１
Ｔ16 ：β ＝ ０．３２・α ＋ １．７１
Ｔ12 ：α ＝ ８．３０
Ｔ15 ：β ＝ ０．３２・α − ０．２７
【００４７】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、点Ｐ11，Ｐ13，Ｐ14，Ｐ15を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝１．６ｍｍ）で囲まれた範囲である。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ11，Ｐ12，Ｐ16，Ｐ17を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝１．６ｍｍ）で囲まれた範囲である。
【００４８】
（実施例２）
さらに、下記表２（（その１）および（その２））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝０．６ｍｍ、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝１ｍｍ、スリット部１９の幅を０．２ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 およびＬ8 を種々変化させて解析モデルを５３個（Ｍ511 〜Ｍ619 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を計算した。
【００４９】
【表６】
図９は、Ｍ511 〜Ｍ619 の計５３個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を、図７と同様に６種類の分類毎に分け、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットした散布図である。すなわち、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類するとともに、各解析モデルにおける容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとを算出し、α−β座標平面上でＭ511 〜Ｍ619 の解析モデルのリターンロスＳ11を６分類の分類別に分けてプロットしている。
【００５１】
図９におけるＴ51、Ｔ53、Ｔ54およびＴ56はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図９におけるＴ52およびＴ55もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝１ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ51 ：α ＝ ４
Ｔ53 ：α ＝ ２１．２７
Ｔ54 ：β ＝ ０．３２・α − １．３４
Ｔ56 ：β ＝ ０．３２・α ＋ １．５４
Ｔ52 ：α ＝ １１．５２
Ｔ55 ：β ＝ ０．３２・α − ０．６２
【００５２】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ51，Ｐ53，Ｐ54，Ｐ55を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝１ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は点Ｐ51，Ｐ52，Ｐ56，Ｐ57を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝１ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
【００５３】
（実施例３）
さらに、下記表３（（その１）および（その２））に示すように、中心導体１２の幅Ｌ6 ＝２．４ｍｍ、接地導体１３ａ’，１３ｂ’の間の距離をＬ7 ＝３．６ｍｍ、スリット部１９の幅を０．６ｍｍに固定して、図３および図４に示す寸法Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ5 およびＬ8 を種々変化させて解析モデルを３４個（Ｍ711 〜Ｍ821 ）を作成し、解析モデルにおけるリターンロスＳ11を計算した。
【００５４】
【表８】
図１０は、Ｍ711 〜Ｍ821 の計３４個の解析モデルにおけるリターンロスＳ11の結果を、図７と同様に６種類の分類毎に分け、「▲」、「■」、「●」、「△」、「○」および「×」でプロットした散布図である。すなわち、０．８〜２ＧＨｚ、０．８〜４ＧＨｚ、０．８〜６ＧＨｚ、０．８〜８ＧＨｚ、０．８〜１０ＧＨｚの各周波数帯域のリターンロスＳ11が−２０ｄＢ以下であるか否かを判別して６種類に分類するとともに、各解析モデルにおける容量特性パラメータαと誘導特性パラメータβとを算出し、α−β座標平面上でＭ511 〜Ｍ619 の解析モデルのリターンロスＳ11を６分類の分類別に分けてプロットしている。
【００５６】
図１０におけるＴ71、Ｔ73、Ｔ74およびＴ76はそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝３．６ｍｍとしたときの上述の式（１）〜（４）で表された直線に対応する。また、図１０におけるＴ72およびＴ75もそれぞれ下記に示す式で表された直線であって、Ｌ7 ＝３．６ｍｍとしたときの上述の式（５）および（６）で表された直線に対応する。
Ｔ71 ：α ＝ ４
Ｔ73 ：α ＝ １８．６７
Ｔ74 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５１
Ｔ76 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ２．２９
Ｔ72 ：α ＝ ６．５１
Ｔ75 ：β ＝ ０．３２・α ＋ ０．８９
【００５７】
これより、リターンロスＳ11が０．８〜６ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、ほぼ、点Ｐ71，Ｐ73，Ｐ74，Ｐ75を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、この範囲は上述の式（１）〜（４）で表された直線（Ｌ7 ＝３．６ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
同様に、リターンロスＳ11が０．８〜１０ＧＨｚの周波数帯域で−２０ｄＢ以下となる範囲は、点Ｐ71，Ｐ72，Ｐ76，Ｐ77を頂点とする四角形で囲まれた範囲にあり、上述の式（１），（４），（５）および（６）で表された直線（Ｌ7 ＝３．６ｍｍ）で囲まれた範囲に対応する。
【００５８】
（実施例４）
さらに、表１に示す解析モデルＭ133 、Ｍ154 、Ｍ252 のそれぞれにおいて誘電体基板１１の比誘電率を変化させたときのリターンロスＳ11の変化を調べた。誘電体基板１１の比誘電率を６．０，６．５，７．０，７．５と４水準に振って、リターンロスＳ11を算出した。
図１１（ａ）〜（ｃ）は、その結果を示している。いずれの場合においても、リターンロスＳ11の０．８〜６ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果、および０．８〜１０ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果に変化がないことがわかった。
また、誘電体基板１１の厚さを２〜６ｍｍの範囲で変えても、０．８〜６ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果、および０．８〜１０ＧＨｚで−２０ｄＢ以下となる分類結果に変化がないことがわかった。
【００５９】
このように高周波平面回路１０は、くびれ部１４の長さが、ブリッジ導体１７の横断幅に比べて長く設けられるとともに、誘電体基板１１の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体１３ａ，１３ｂの間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲でコプレーナ伝送線路１５が構成され、比誘電率εrが４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサ１８が構成されているので、特性インピーダンスを効率よく調整することができ、安定した伝送特性を有する高周波平面回路を提供することができる。
【００６０】
以上、本発明の高周波平面回路について詳細に説明したが、本発明は上記実施例や実施形態に限定はされず、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、各種の改良および変更を行ってもよいのはもちろんである。
【００６１】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、高周波平面回路は、くびれ部の長さが、ブリッジ導体の横断幅に比べて長く設けられるとともに、誘電体基板の比誘電率が６．０〜７．５の範囲にあり、接地導体の間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ中心導体１２の幅が０．６〜２．４ｍｍの範囲で伝送線路が構成され、比誘電率が４〜１７かつ厚さが２１〜４０μｍの範囲でスペーサが構成されているので、特性インピーダンスを効率よく調整することができ安定した伝送特性を有する高周波平面回路を提供することができる。特に、自動車用ガラス板に好適に用いることができ、公知の転写式印刷パターン形成方法を用いて容易にしかも大量に作製することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の高周波平面回路の一例を示す斜視図である。
【図２】 図１に示すＡ−Ｂ切断線に沿って切断した高周波平面回路の断面図である。
【図３】 図１に示すＸ−Ｙ切断線に沿って切断した高周波平面回路の断面図である。
【図４】 図１に示す高周波平面回路の平面図である。
【図５】 図１に示す高周波平面回路の解析モデルを説明する図である。
【図６】 （ａ）および（ｂ）は、図５に示すメッシュ分割された解析モデルの断面図である。
【図７】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の一例を示す散布図である。
【図８】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの周波数特性の一例を示す図である。
【図９】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の他の例を示す散布図である。
【図１０】 図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの結果の他の例を示す散布図である。
【図１１】 （ａ）〜（ｃ）は、図５に示す解析モデルを用いて算出されたリターンロスの周波数特性の他の例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 高周波平面回路
１１ 誘電体基板
１２，１６ 中心導体
１３ 接地導体
１４ くびれ部
１５ コプレーナ伝送線路
１７ ブリッジ導体
１８ スペーサ
１９ スロット部
２０ 回路モデル
２２ 解析空間
Claims (3)
- 比誘電率が６．０〜７．５の誘電体基板と、
この誘電体基板上に設けられた中心導体およびこの中心導体を離間して挟むようにこの中心導体の両側に隣接する前記誘電体基板上に設けられた接地導体を有し、前記中心導体の幅が部分的に狭くなったくびれ部を持つ伝送線路と、
前記くびれ部上に設けられた誘電体からなるスペーサと、
このスペーサによって保持され、前記くびれ部の上方で前記中心導体を横断し、前記中心導体の両側の前記接地導体間を接続した導体からなるブリッジ導体と、を備えた高周波平面回路であって、
前記接地導体、前記中心導体、前記スペーサ及び前記ブリッジ導体は、スクリーン印刷法を用いて前記誘電体基板上に所定の温度で焼成されたものであり、
前記くびれ部の長さが前記ブリッジ導体の横断幅に比べて長く、
前記伝送線路の前記接地導体間の距離が０．８〜３．８ｍｍかつ前記くびれ部以外の前記中心導体の幅が０．６〜２．４ｍｍであり、
さらに前記スペーサの比誘電率が４〜１７で厚さが２１〜４０μｍであり、
前記ブリッジ導体を設けたことによる前記伝送線路の容量特性に関する容量特性パラメータをαとし、前記くびれ部を設けたことによる前記伝送線路の誘導性に関する誘導特性パラメータをβとし、前記容量特性パラメータαを横軸に、前記誘導性パラメータβを縦軸に持つα−β座標平面を定めたとき、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが、下記式（１）〜（４）で表される直線で囲まれた範囲に存在するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成したことを特徴とする高周波平面回路。
α ＝ ４ （１）
α ＝ ５．５／Ｌ7 1/2＋１５．７７ （２）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．７１・Ｌ7 − ２．０５ （３）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．２９・Ｌ7 ＋ １．２５ （４）
但し、前記容量特性パラメータαは、α＝εr・Ｌ3・Ｌ4／Ｌ2、
前記誘導特性パラメータβは、β＝Ｌ5・ｌｏｇe（Ｌ7／Ｌ4）であり、
Ｌ7は前記接地導体間の距離（ｍｍ）、
εrは前記スペーサの比誘電率、
Ｌ2は前記ブリッジ導体の高さ（ｍｍ）、
Ｌ3は前記ブリッジ導体の幅（ｍｍ）、
Ｌ4は前記くびれ部の前記中心導体の幅（ｍｍ）、
およびＬ5は前記くびれ部の長さ（ｍｍ）である。 - 前記α−β座標平面において、前記式（１）および（４）と下記式(５)および（６）で表される直線で囲まれる領域の範囲に、前記容量性パラメータαおよび前記誘導性パラメータβが存在するように、前記伝送線路および前記ブリッジ導体を構成した請求項１に記載の高周波平面回路。
α ＝ １０．６／Ｌ7 1/2＋０．９２ （５）
β ＝ ０．３２・α ＋ ０．５８・Ｌ7 − １．２ （６） - 前記誘電体基板は、厚さが１〜１０ｍｍの自動車用ガラス板である請求項１又は２に記載の高周波平面回路。
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