JP3920763B2 - センサ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、赤外線センサ等に代表されるセンサ装置に係り、特にその信号検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
赤外線センサを二次元配列して構成されるイメージセンサは、夜間でも使用できるメリットがあるが、可視光によるイメージセンサと比べて、感度やダイナミックレンジ等において劣る。例えば、監視カメラ等に適用する場合、１Ｋ程度のＮＥＴＤ（Ｎｏｉｓｅ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）と３０Ｋ程度のダイナミックレンジが要求される。従って、センサ出力の線形性を高めて、一層の高感度と広ダイナミックレンジの赤外線センサの開発が求められている。
【０００３】
赤外線センサアレイは、シリコン基板に複数の赤外線センサを配列して構成される。赤外線センサは、赤外線吸収部と、この赤外線吸収部で発生した熱を電気信号に変換する熱電変換素子としてのダイオード（通常、複数のダイオードの直列接続として構成される）とから構成される。ボロメータ型非冷却赤外線センサ装置の場合、各センサは、発生した熱を有効にダイオードに与えるために、中空状態で保持されるようにする。その様な中空支持構造は、マイクロマシニング技術により作られる。
【０００４】
物体より放射された赤外線は、センサ前面に設置された光学レンズにより集光されて、各センサのダイオードの温度を上昇させる。この光学レンズとしては、赤外線透過効率高い材質、例えばＧｅの膜が使用される。例えば、波長８−１２μｍで透過率９０％、Ｆ値１．０のＧｅレンズを用いた場合、物体の表面温度が１Ｋ変化した場合のダイオードの温度上昇は、約１×１０-3 Ｋとなる。ダイオードは、定電流源により一定電流が流れるように駆動される。ダイオードに流れる電流密度Ｊは、温度Ｔの関数として、Ｊ＝Ｊｓ（ｅqV/kT−１），Ｊｓ＝Ｔ3+ γ /2×ｅｘｐ（−Ｅｇ／ｋＴ）で与えられる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｅｇはシリコンのバンドギャップ、γは所定の定数である。
【０００５】
ダイオードが温度上昇することで、ダイオードの電圧降下Ｖｆは低下する。いま、８個直列接続したダイオードの１Ｋの上昇に対する電圧降下Ｖｆが約２０ｍＶ／Ｋであるとする。このとき、例えば物体の表面温度が３０Ｋ上昇すると、電圧降下として０．６１８ｍＶの電位差が生じる。この電位差を検出し、センサ出力とすることにより、赤外線像が検出される。
【０００６】
しかしながら、従来のボロメータ型非冷却赤外線センサでは、ダイオードの温度変化に対するセンサ出力の特性が線形になっておらず、高感度と広いダイナミックレンジの両立が困難である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記事情を鑑みてなされたもので、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、次のような手段を講じている。
【０００９】
本発明の第１の視点は、物理的変化量又は化学的変化量を検出し電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、前記電気信号を増幅するセンスアンプ回路と、第１の段と第２の段とを備えた電流転送回路であって、増幅された前記電気信号に基づいて前記第１の段に出現する第１の電流を、前記第２の段に第２の電流として転送する電流転送回路と、前記第２の電流を第１の電圧に変換する電流―電圧変換回路と、電荷が充電されるコンデンサと、当該コンデンサに接続された第１の負荷素子と、を有し、前記第１の電圧に基づいて、前記第１の負荷素子を介して、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、前記第１の放電／充電回路による前記放電又は充電に基づく前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路とを具備することを特徴とするセンサ装置である。
【００１０】
なお、前記電流転送回路は、増幅された前記電気信号に基づいて、前記第１の段に出現する第１の電流を、前記第２の段に第２の電流として転送、転写、出力、発生する等の機能を有する。
【００１１】
本発明の第２の視点は、物理的変化量又は化学的変化量を検出し、電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、コンデンサと、前記センサアレイの前記電気信号に基づく駆動電圧により駆動し、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、前記コンデンサに電荷を充電する又は前記コンデンサから電荷を放電する第２の放電／充電回路と、前記コンデンサと前記第２の放電／充電回路との間のノードの電位に基づいて、前記駆動電圧を制御する制御回路と、前記第１の放電／充電回路によって放電又は充電された前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路とを具備することを特徴とするセンサ装置である。
【００１２】
このような構成によれば、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を実現することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。なお、以下の説明において、略同一の機能及び構成を有する構成要素については、同一符号を付し、重複説明は必要な場合にのみ行う。
【００１４】
図１は、本実施の形態に係るセンサ装置（ボロメータ型非冷却赤外線センサ）の要部構成を示した図である。センサアレイの単位赤外線センサ１は、熱電変換素子としてのダイオードが複数個直列接続されたダイオードアレイを有し、これが行列選択線ｘ，ｙの交差部に配置される。ダイオードのアノードは、一方の選択線（駆動線）ｘに接続され、カソードは他方の選択線（出力信号線）ｙに接続されている。
【００１５】
図２は、この実施の形態の赤外線センサ装置のセンサアレイ部の一画素領域の構造を示す平面図である。図３は、図２のIII−III’断面図である。図示のようにセンサアレイは、半導体基板として単結晶シリコン基板１０上に、空隙２０をおいて中空状態に支持される赤外線センサ１が形成される。赤外線センサ１は、シリコン層に形成されて複数個直列接続されたダイオード１８からなる熱電変換素子を有し、その上部に層間絶縁膜を介して形成されたシリコン酸化膜１９ａとシリコン窒化膜１９ｂの積層膜からなる赤外線吸収層１９を有する。
【００１６】
中空状態の赤外線センサ１は、画素選択を行う行，列選択線１２，１３（図１の駆動線ｘ，出力信号線ｙに対応する）が埋設された、基板１０に固定された状態の枠体部１１により囲まれる。そして、この枠体部１１と赤外線センサ１の間を連結して赤外線センサ１を中空状態で支持するために、支持ビーム１４，１５が、基板１から浮いた状態に形成される。この支持ビーム１４，１５は、赤外線センサ１のダイオードの端子を枠体部１１の行列選択線１２，１３に接続するための信号配線１６，１７が埋設されている。
【００１７】
図１は、以上のようなセルアレイの一つの赤外線センサ１に着目した測定回路を示しているが、この測定回路もセンサアレイと同じシリコン基板上に、センサアレイの周辺に形成される。駆動線ｘを駆動するドライバ２は、垂直走査レジスタの出力である“Ｖレジスタ”が入力される２段のＣＭＯＳインバータにより構成されている。出力信号線ｙに流れるセンサ電流の変化を検出する検出回路３は、周期的に予備充電される蓄積コンデンサＣ２を有する。コンデンサＣ２の一端は接地され、他端Ｎ４には、選択的に充電するための充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５が接続されている。検出回路３は、センサ１が選択されたときに、その出力に応じてこの蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電させることによって、センサ出力を検出することになる。
【００１８】
検出回路３の初段には、電流線センシング型のセンスアンプ回路３１が設けられている。センスアンプ回路３１は、出力信号線ｙに接続された負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０、この負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０により出力信号線ｙの端子Ｎ１に得られる電圧を検出するセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１等を有する。負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０は、ソースが接地され、ゲートに固定のバイアスＧＬ１が与えられて５極管領域の一定電流Ｉ０が流れるようになっている。従って端子Ｎ１には、センサ１のダイオードの電圧降下Ｖｆに対応して変化する電圧が得られる。この端子Ｎ１に結合コンデンサＣ１を介してゲートが接続されたセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を有する。
【００１９】
ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインと電源端子の間には、ゲートとドレインが接続された電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が設けられている。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースは、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を介して、選択的に制御電圧が与えられる端子ＨＡＭＰに接続されている。センス動作時は、端子ＨＡＭＰが接地となる。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート端子Ｎ２とドレインの間には、端子Ｎ２を所定レベルに初期設定して５極管動作させるためのＮＭＯＳトランジスタＭＮ３が設けられている。
【００２０】
センスアンプ回路３１の出力電流Ｉ１を電圧に変換するために、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１と共にカレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ２を備えた電流−電圧変換回路３２が設けられている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインと接地端子の間には、二つのＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２が接続されている。一方のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１のゲートには固定のバイアス電圧ＧＬ３が与えられ、もう一方のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のゲートには、蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が帰還される。
【００２１】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２は、前段のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流Ｉ１を反映した電流Ｉ２を出力する。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２の寸法が同じであれば、Ｉ１＝Ｉ２である。この電流Ｉ２は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２のコンダクタンスに応じてそれぞれ、Ｉ２１，Ｉ２２として分流する。そしてこの電流−電圧変換回路３２の出力端子Ｎ３には、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２による電流引き込み能力と、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２の出力電流Ｉ２により決まる電圧が得られることになる。
【００２２】
この電流−電圧変換回路３２の出力端子Ｎ３にゲートが接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３は、蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電させる放電回路３３を構成している。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３のソースは抵抗Ｒを介して接地され、ドレインは選択スイッチＮＭＯＳトランジスタＭＮ４を介して蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４に接続されている。
【００２３】
コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧を取り出すために出力回路３４が設けられている。出力回路３４は、ゲートが選択スイッチＮＭＯＳトランジスタＭＮ６を介して端子Ｎ４に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ８と、これに直列接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ９からなる電圧フォロアである。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ８のゲートには、リセット用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ７が接続されている。
【００２４】
本センサ装置の動作は、大きく二つに分けることができる。一つは、電流Ｉ１に対応する電流Ｉ２に基づき生成される電圧と抵抗Ｒとによって、放電回路３３が放電する電流Ｉ３を線形制御である。もう一つは、蓄積コンデンサＣ２を充電する充電回路において発生するリーク電流による影響を除去するためのフィードバック系制御ある。以下、この二点を中心に、図４を用いて本センサ装置の動作を説明する。
【００２５】
図４は、センサアレイがｍ×ｎのセンサで構成される場合の二次元走査の測定動作波形を示している。Δｔ０が、垂直走査レジスタの出力“Ｖレジスタ”によるｍ本の駆動線ｘの全走査期間であり、各駆動線ｘの走査周期Δｔ１毎に、水平走査レジスタの出力“Ｈレジスタ”により、ｎ本の出力信号線を選択する水平走査読み出しが行われる。
【００２６】
具体的に、図１の一本ずつの駆動線ｘと信号線ｙに着目してその動作を説明すると、まず走査初期の時刻ｔ０で、端子ＶＲＳＴ，ＨＡＭＰが高レベルになり、ＮＭＯＳトランジスタＮＭ５により蓄積コンデンサＣ２が電圧ＶＲＳに充電（リセット）される。コンデンサＣ２のリセット動作は、垂直走査の各周期毎に繰り返される。コンデンサＣ２のリセットが終了した後、端子ＨＡＭＰを高レベルに保持したまま、端子ＶＦＢ，ＨＡＳＥＬ１が高レベルになる（時刻ｔ１）。これにより、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を介して、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースが昇圧され、ドレインが電源電圧ＶＤＤ近くまで昇圧し、同時にＮＭＯＳトランジスタＭＮ３によりゲート端子Ｎ２も充電される。
【００２７】
そして、ＨＡＭＰ，ＶＦＢ，ＨＡＳＥＬ１が低レベルに戻ると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２，ＭＮ３がオフになって、端子Ｎ２は、所定の電圧に初期設定された状態でフローティングになり、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースもオープンになる（時刻ｔ２）。即ち、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ゲートがフローティングで５極管動作できるバイアス状態に設定される、この後、センサ１が駆動される。
【００２８】
まず、端子ＶＲＳＴ，ＨＡＳＥＬ２が高レベルになり（時刻ｔ３）、少し遅れて“Ｖレジスタ”が高レベル、同時に端子ＨＡＳＥＬ１も高レベルになる（時刻ｔ４）。これにより、蓄積コンデンサＣ２の再度の充電が行われ、同時に放電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３が蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４に接続され、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１はソースが接地されて活性になる。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１が活性化されるときには、コンデンサＣ２の充電動作は終了している。
【００２９】
センサ１の出力電流Ｉ０は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０が５極管領域にバイアスされていることから、ほぼ一定になる。赤外線入射によるダイオードの温度上昇ΔＴｄにより生じるダイオードの電圧降下ｎΔＶｆは、結合コンデンサＣ１を介してセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート端子Ｎ２に与えられる。ゲート端子Ｎ２の初期設定電圧をＶｒｅｆとすると、センサ出力によってこれが、Ｖｒｅｆ＋ｎΔＶｆになる。
【００３０】
そして、センスアンプ回路３１では、ゲート端子Ｎ２の電圧変化により、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流が、Ｉ１＋ΔＩ１に変化する。従来の回路と異なり、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインには、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１があるから、このセンスアンプ回路３１では、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインが電源電圧の範囲でＡ級増幅動作が可能であり、線形性の優れた電圧−電流変換が行われる。
【００３１】
電流−電圧変換回路３２では、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流を反映した電流Ｉ２＋ΔＩ２がＰＭＯＳトランジスタＭＰ２により供給されるから、端子Ｎ３にはこの電流と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２の抵抗で決まる電圧Ｖ２が得られる。そしてこの電圧Ｖ２により放電回路３３のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３が駆動され、蓄積コンデンサＣ２の電荷がオンしているＮＭＯＳトランジスタＭＮ４を介し、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３及び抵抗Ｒを介して放電される。
【００３２】
放電回路３３の放電電流Ｉ３は、端子Ｎ３の電圧Ｖ（Ｎ３）及びコンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧によって変化する。この放電電流Ｉ３とコンデンサＣ２の電荷変化量（即ち放電電荷量）ΔＱの時間変化の抵抗Ｒに対する依存性を示すと、図５（ａ）、５（ｂ）のようになる。図５（ａ）は、抵抗Ｒが無いかまたは十分小さい場合であり、図５（ｂ）は抵抗Ｒが十分大きい場合である。抵抗Ｒが無いかまたは十分小さい場合には、Ｖ（Ｎ３）をパラメータとして放電電流Ｉ３の変化は図５（ａ）のような波形を示す。この場合、センサ１が駆動されている時刻ｔ４−ｔ５の間のコンデンサＣ２の電荷量変化ΔＱ１，ΔＱ２は、放電電流Ｉ３を時刻ｔ４からｔ５まで積分して得られるが、図示のように必ずしも線形にはならない。
【００３３】
これに対して、抵抗Ｒが十分に大きい場合には、図５（ｂ）に示すように、放電電流Ｉ３の変化が線形になり、端子Ｎ３の電圧Ｖ（Ｎ３）と電荷量変化ΔＱもほぼ線形になる。更に、端子Ｎ４の電圧Ｖ３は、Ｖ３＝ＶＲＳ−ΔＱ／Ｃで与えられるため、端子Ｎ４の電圧も線形に変化する。この端子電圧は、“Ｖレジスタ”が低レベルになった後、“Ｈレジスタ”が高レベルになることにより、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ６を介し、出力回路３４から出力端子Ｓｏｕｔに取り出される。
【００３４】
“Ｈレジスタ”は、水平走査レジスタの出力であって、図４に示すように順次高レベルになり、ｎ本の出力信号線ｙの出力が走査されて出力される。この各水平走査期間Δｔ４の後半では、水平走査リセット信号ＨＲＳＴが高レベルになり、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ７によって出力回路３４の入力端子は、リセットされる。
【００３５】
この実施の形態によりダイナミックレンジが改善される理由は、次の通りである。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、この実施の形態の場合、直接コンデンサＣ２を放電せず、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が接続されて、センスアンプ回路３１を構成している。従ってセンスアンプ回路３１では、コンデンサＣ２の端子電圧の影響を受けることなく、線形性のよい電圧−電流変換が行われる。その出力電流Ｉ１は、カレントミラーによりＩ２としてコピーされた後、ＭＮ１１を用いた電流−電圧変換回路３２によりＭＮ１３のゲート電圧Ｖｇに変換されて、これにより放電回路３３が駆動される。放電回路３３の放電電流Ｉ３は、入力電圧と抵抗Ｒにより決まるが、Ｖｇ＝Ｖ２（Ｎ３の端子電圧）−Ｒ×Ｉ３で与えられる。このためＲは、（Ｉ２に比例した）Ｖ２の電位の上昇と共に急激に増加する電流Ｉ３を抑制する働きがあり、これも線形性を良くする結果となる。従って、広い入力電圧範囲で出力電圧が直線的に変化することになり、ダイナミックレンジが改善されることになる。
【００３６】
また、本実施形態に係るセンサ装置では、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により得られる電圧、及び抵抗Ｒによって、放電電流Ｉ３が線形的に制御される。従って、コンデンサＣ２の容量を大きくすることなくセンサ出力の線形性を向上させることができ、高感度化を実現することができる。
【００３７】
さらに、本実施形態に係るセンサ装置では、電流−電圧変換回路３２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１に併設したＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２が、端子Ｎ４の電圧低下を加速する働きをする。即ち、端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させる。これは放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流を増加させ、端子Ｎ４の電圧低下を加速する方向に働く。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００３８】
なお、図１において、コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が低下したときに、充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、これが端子Ｎ４の電圧低下を妨げる。しかしながら、本実施形態に係るセンサ装置では、次の様な作用にて、コンデンサＣ２を十分に放電させ電位低下させることができる。すなわち、電流−電圧変換回路３２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１に併設したＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２が、端子Ｎ４の電圧低下を加速する働きをする。端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させる。これは放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流を増加させ、端子Ｎ４の電圧低下を加速する方向に働く。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００３９】
図６は、本実施形態に係るセンサ装置の比較例を示しており、従来の典型的なセンサ装置の要部構成（センサアレイの一つの赤外線センサ１に着目して測定回路）を示した図である。センサ１は前述のように直列接続された複数のダイオードを有し、これが行列選択線ｘ，ｙの交差部に配置される。ダイオードのアノードは、一方の選択線（駆動線）ｘに接続され、カソードは他方の選択線（出力信号線）ｙに接続されている。
【００４０】
駆動線ｘには、垂直走査レジスタの出力“Ｖレジスタ”により駆動されるドライバ２が接続され、選択時にＰＭＯＳトランジスタＭＰ１０２によりセンサ１に電流が供給される。出力信号線ｙの端子Ｎ１は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０を介して接地され、端子Ｎ１が結合コンデンサＣ１を介して検出回路３のセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートに接続される。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、センサ出力に応じて、蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電する動作を行う。この蓄積コンデンサＣ２の放電による電圧変化を、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ８，ＭＮ９からなる電圧フォロアで出力Ｓｏｕｔとして取り出すようになっている。
【００４１】
簡単に測定動作を説明すると、センサ１の選択に先立ち、蓄積コンデンサＣ２には、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５を介して、一定電圧ＶＲＳの充電が行われる。また、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ２をオンにして、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースに端子ＨＡＭＰから正電圧を与えて、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートを充電した後、そのゲートをフローティングにする。具体的に、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を、５極管動作する条件にゲートバイアスされるように初期設定される。
【００４２】
この状態でセンサ１が選択されると、ダイオードの電圧降下Ｖｆに対応して、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート電圧Ｖｇが変化する。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ４をオンにすると、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１により蓄積コンデンサ２が放電され、電位低下する。従ってコンデンサＣ２に残った電荷による電圧を、選択トランジスタＭＮ６を介し、電圧フォロアを介して読み出すことにより、温度測定ができる。
【００４３】
図７は、図６に示した従来のセンサ装置のセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１の入力電圧Ｖｉｎと、蓄積コンデンサＣ２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係を実線で示している。同図の電圧−電流曲線の傾斜が温度感度になる。図から明らかなように、温度変化が小さい領域（入力電圧Ｖｉｎが小さい領域）では、感度は低くなっている。また、入力電圧が高くなると、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和して感度は低くなる。従って、ダイナミックレンジは小さくなってしまう。好ましくは、図７に破線で示したように、広い入力電圧範囲で一定の感度が得られることが好ましい。
【００４４】
以上述べた従来のセンサ装置と本実施形態に係るセンサ装置とを比較した場合、大きく次の二点において、構成上の差異がある。
【００４５】
第１点は、蓄積コンデンサＣ２の放電が線形となるように制御して、センサ装置の高感度化及び広いダイナミックレンジを達成するための機構の有無である。
【００４６】
すなわち、従来のセンサ装置において、上述のように広い電圧範囲で高感度が得られない。主な原因は、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１により直接蓄積コンデンサＣ２を放電させていることにある。前述のように、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は５極管動作させており、その放電電流Ｉ１は入力ゲート電圧のほぼ２乗で決まる。ダイオードの電圧降下Ｖｆの変化は高々数１００μＶであり、入力ゲート電圧の変化も小さいから、一つのセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１では、放電電流Ｉ１の大きな変化を得ることができない。
【００４７】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置では、上述の様に、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、直接コンデンサＣ２を放電せず、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が接続されて、センスアンプ回路３１を構成している。その出力電流Ｉ１は、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により電圧に変換され、これにより放電回路３３が駆動される。従って、出力電圧を広い入力電圧範囲で直線的に変化させることができ、広いダイナミックレンジを確保することができる。
【００４８】
また、従来のセンサ装置において高感度化・ダイナミックレンジの拡大を実現しようとすれば、蓄積コンデンサＣ２の容量を調整することが考えられる。すなわち、蓄積コンデンサＣ２の容量を小さくすれば、小さい入力電圧範囲で大きな感度を得ることができる。しかし、これでは入力電圧が高くなると容易に出力電圧が飽和してしまう。また、蓄積コンデンサＣ２の容量を大きくすれば、高い入力電圧範囲まで出力電圧を飽和させないようにできるが、これは逆に小さい入力電圧範囲での感度を犠牲にすることになる。
【００４９】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置では、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により得られる電圧、及び抵抗Ｒによって、放電電流Ｉ３が線形的に制御される。従って、コンデンサＣ２の容量を大きくすることなくセンサ出力の線形性を向上させることができ、高感度化・広いダイナミックレンジを実現することができる。
【００５０】
第２点は、蓄積コンデンサＣ２を充電する充電回路において発生するリーク電流による影響を除去するためのフィードバック系の有無である。すなわち、従来の測定回路では、蓄積コンデンサＣ２が放電により電位低下したときに、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、このリーク電流が蓄積コンデンサＣ２の電位低下を妨げる。これにより高入力電圧領域での出力電圧飽和値が十分に低くならない原因となっている。
【００５１】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置において、コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が低下したときに、充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、これが端子Ｎ４の電圧低下を妨げることは、従来とかわらない。しかしながら、本実施形態に係るセンサ装置では、上述した様に、リーク電流の影響により端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させるフィードバック系を有している。このフィードバック系の作用により、放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流は増加され、端子Ｎ４の電圧低下は加速される。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００５２】
次に、図８は、図１におけるセンスアンプ回路３１の構成を変形した実施の形態である。この実施の形態では、センスアンプ回路３１にバイポーラトランジスタを用いている。ベースとコレクタを出力信号線ｙに接続し、エミッタを接地したｎｐｎトランジスタＱ１は、出力信号線ｙに得られるセンサ電流Ｉ０を電圧Ｖ０に変換するダイオードとして動作する。このトランジスタＱ１とカレントミラー回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ２と、そのコレクタに接続された電流源ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１により、電圧Ｖ０は電流Ｉ１に変換される。
【００５３】
電圧−電流変換回路３２は、トランジスタＱ２のコレクタによりゲートが駆動されるＮＭＯＳトランジスタＭＮ１４と、そのドレインに側に設けられた電流源ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２と、ソース側に負荷素子としての併設されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２とを有する。
【００５４】
また、この実施の形態では先の実施の形態のような定電流源ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０を用いることなく、赤外線入射によるダイオード温度上昇ΔＴｄにより生じるセンサ１におけるダイオード電流Ｉ０の変化を、直接トランジスタＱ１の電圧変化として、従ってトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ電流Ｉ１の変化として取り出している。このため、センサ１のダイオードの電圧降下を検出しなくてもよく、従ってダイオードを直列接続する必要もなくなる。これにより、センサ１の面積を縮小でき、更にはドライバ２の電源電圧を低くして、消費電力を抑えることができる。
【００５５】
この実施の形態のセンスアンプ回路３１も、出力電流Ｉ０の変化に応答する出力電流Ｉ１を出す。そしてこの電流Ｉ１が電流−電圧変換回路３２によって先の実施の形態と同様に電圧に変換されて、放電回路３３の制御が行われる。この実施の形態の回路によっても、先の実施の形態と同様の理由で、出力電流Ｉ０の変化とコンデンサＣ２の電荷量の変化は線形性がよいものとなる。
【００５６】
この実施の形態のセンスアンプ回路３１に用いられるバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２は、センサアレイと同じ基板１０に、図９（ａ）或いは図９（ｂ）の構造で形成することができる。図８は、ｎ型コレクタ層２１、このｎ型コレクタ層２１の中に形成されたｐ型ベース層２２、このｐ型ベース層２２の中に形成されたｎ+型エミッタ層２３を備えて構成される縦型トランジスタを示している。図９は、ｐ型ベース層２４内に、ｎ+型コレクタ層２５とｎ+型エミッタ層２６を形成した横型トランジスタを示している。
【００５７】
ここまでの実施の形態では、センサアレイとして、非冷却型赤外線センサアレイを説明したが、この発明の回路は他の各種センサにも適用できる。例えば、図１０は、例えばＤＮＡの様な核酸を検出するＤＮＡセンサを示している。ＤＮＡセンサ（ＤＮＡチップ）は、遺伝子等の塩基配列を検出するために用いられるもので、その構造は例えば米国特許第５７７６６７２号明細書，米国特許第５９７２６９２号明細書等に詳細に説明されている。
【００５８】
各セルは、プローブ電極１０１と、その３辺に対向する対向電極１０２、残り１辺に対向する参照電極１０３を有する。溶液中に配置されるセンサは、ポテンショスタット１０４により、対向電極１０２と参照電極１０３に電圧を印加して、プローブ電極１０１と参照電極１０３間の電圧を固定できるようになっている。プローブ電極１０１上には、多種のＤＮＡプローブが一本鎖の状態で貼り付けられており、検体ＤＮＡを滴下したときに、これがＤＮＡプローブと同じ塩基配列である場合にのみ二重鎖を形成することを利用して、検体ＤＮＡを判定することになる。
【００５９】
具体的には、図１１に示すように、プローブ電極１０１上に貼り付けたＤＮＡプローブに、検体ＤＮＡを滴下すると、検体ＤＮＡはＤＮＡプローブと交配され、二重鎖を形成する。更にここにある種の挿入剤分子を添加すると、これが二重鎖に結合する。この状態で、垂直走査レジスタ１０５と水平走査レジスタ１０６により選択されたセルのプローブ電極１０１に電圧を印加すると、電気化学反応により挿入剤の電子がプローブ電極に流れ込んで電流が流れる。
【００６０】
これにより、図１０の行列信号線ｘ，ｙのうち、水平走査レジスタ１０６により選択される信号線ｙに、出力電流が流れる。この出力電流を、データ線ＤＬに接続された検出回路１０７で検出することにより、検体ＤＮＡを判定することができる。データ線ＤＬから取りだされる出力電流を図１又は図８に示す電流Ｉ１とし、検出回路１０７を図１或いは図８で説明した検出回路３と同様の構成とすることにより、高精度の測定が可能になる。
【００６１】
なお、上記実施形態においては、センサ１において発生した電圧降下に基づいてコンデンサＣ２に充電された電荷を放電させ、当該コンデンサＣ２に残った電荷による電圧を読み出すことで、赤外線像を生成するものとして説明した。これに対し、コンデンサＣ２の初期状態を電荷ゼロとし、センサ１において発生した電圧降下に基づいてコンデンサＣ２に電荷を充電し、当該コンデンサＣ２に蓄積された電荷による電圧を読み出すことで、赤外線像を生成することもできる。この場合、上記実施形態に係るセンサ装置と同様の構成とし、コンデンサＣ２のＧＮＤ電位及びリセット電位のレベルを負とする制御を行う。この制御により、例えば図１において、ＮＭＯＳトランジスタ１３の開閉によって制御される電流Ｉ３は、上記実施形態の場合とは逆向きに流れることになり、充電構造のセンサ装置を実現することができる。
【００６２】
以上、本発明を実施形態に基づき説明したが、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変形例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。例えば以下に示す（１）、（２）のように、その要旨を変更しない範囲で種々変形可能である。
【００６３】
また、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合組合わせた効果が得られる。さらに、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果の少なくとも１つが得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
【００６４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施の形態による赤外線センサの測定回路を示す図である。
【図２】図２は、同実施の形態の赤外線センサの単位センサセルを示す平面図である。
【図３】図３は、図２のIII−III’断面図である。
【図４】図４は、同実施の形態の測定回路の動作タイミング図である。
【図５】図５（ａ）、（ｂ）は、実施の形態の放電回路の特性を説明するための図である。
【図６】図６は、本実施形態に係るセンサ装置との比較例である赤外線センサの測定回路を示す図である。
【図７】図７は、図６に示した赤外線センサでの出力電圧−入力電圧特性を示す図である。
【図８】図８は、本発明の他の実施の形態による測定回路を示す図である。
【図９】図９（ａ）は、図８に示す同測定回路に用いられるバイポーラトランジスタの構造を示す図である。図９（ｂ）は、図８に示す同測定回路に用いられるバイポーラトランジスタの他の構造を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施形態に係るセンサ装置が適用されるＤＮＡセンサの構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図１０に示すＤＮＡセンサの動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１…赤外線センサ
２…ドライバ
３…検出回路
１０…単結晶シリコン基板
１２、１３…行、列選択線
１４、１５…支持ビーム
１６、１７…信号配線
１８…ダイオード
１９ａ…シリコン酸化膜
１９ｂ…シリコン窒化膜
１９…赤外線吸収層
２０…空隙
２１、２５…コレクタ層
２２、２４…ベース層
２３、２６…型エミッタ層
３１…センスアンプ回路
３２…電流−電圧変換回路
３３…放電回路
３４…出力回路
９０…透過率
１０１…プローブ電極
１０２…対向電極
１０３…参照電極
１０４…ポテンショスタット
１０５…垂直走査レジスタ
１０６…水平走査レジスタ
１０７…検出回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、赤外線センサ等に代表されるセンサ装置に係り、特にその信号検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
赤外線センサを二次元配列して構成されるイメージセンサは、夜間でも使用できるメリットがあるが、可視光によるイメージセンサと比べて、感度やダイナミックレンジ等において劣る。例えば、監視カメラ等に適用する場合、１Ｋ程度のＮＥＴＤ（Ｎｏｉｓｅ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）と３０Ｋ程度のダイナミックレンジが要求される。従って、センサ出力の線形性を高めて、一層の高感度と広ダイナミックレンジの赤外線センサの開発が求められている。
【０００３】
赤外線センサアレイは、シリコン基板に複数の赤外線センサを配列して構成される。赤外線センサは、赤外線吸収部と、この赤外線吸収部で発生した熱を電気信号に変換する熱電変換素子としてのダイオード（通常、複数のダイオードの直列接続として構成される）とから構成される。ボロメータ型非冷却赤外線センサ装置の場合、各センサは、発生した熱を有効にダイオードに与えるために、中空状態で保持されるようにする。その様な中空支持構造は、マイクロマシニング技術により作られる。
【０００４】
物体より放射された赤外線は、センサ前面に設置された光学レンズにより集光されて、各センサのダイオードの温度を上昇させる。この光学レンズとしては、赤外線透過効率高い材質、例えばＧｅの膜が使用される。例えば、波長８−１２μｍで透過率９０％、Ｆ値１．０のＧｅレンズを用いた場合、物体の表面温度が１Ｋ変化した場合のダイオードの温度上昇は、約１×１０-3 Ｋとなる。ダイオードは、定電流源により一定電流が流れるように駆動される。ダイオードに流れる電流密度Ｊは、温度Ｔの関数として、Ｊ＝Ｊｓ（ｅqV/kT−１），Ｊｓ＝Ｔ3+ γ /2×ｅｘｐ（−Ｅｇ／ｋＴ）で与えられる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｅｇはシリコンのバンドギャップ、γは所定の定数である。
【０００５】
ダイオードが温度上昇することで、ダイオードの電圧降下Ｖｆは低下する。いま、８個直列接続したダイオードの１Ｋの上昇に対する電圧降下Ｖｆが約２０ｍＶ／Ｋであるとする。このとき、例えば物体の表面温度が３０Ｋ上昇すると、電圧降下として０．６１８ｍＶの電位差が生じる。この電位差を検出し、センサ出力とすることにより、赤外線像が検出される。
【０００６】
しかしながら、従来のボロメータ型非冷却赤外線センサでは、ダイオードの温度変化に対するセンサ出力の特性が線形になっておらず、高感度と広いダイナミックレンジの両立が困難である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記事情を鑑みてなされたもので、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、次のような手段を講じている。
【０００９】
本発明の第１の視点は、物理的変化量又は化学的変化量を検出し電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、前記電気信号を増幅するセンスアンプ回路と、第１の段と第２の段とを備えた電流転送回路であって、増幅された前記電気信号に基づいて前記第１の段に出現する第１の電流を、前記第２の段に第２の電流として転送する電流転送回路と、前記第２の電流を第１の電圧に変換する電流―電圧変換回路と、電荷が充電されるコンデンサと、当該コンデンサに接続された第１の負荷素子と、を有し、前記第１の電圧に基づいて、前記第１の負荷素子を介して、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、前記第１の放電／充電回路による前記放電又は充電に基づく前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路とを具備することを特徴とするセンサ装置である。
【００１０】
なお、前記電流転送回路は、増幅された前記電気信号に基づいて、前記第１の段に出現する第１の電流を、前記第２の段に第２の電流として転送、転写、出力、発生する等の機能を有する。
【００１１】
本発明の第２の視点は、物理的変化量又は化学的変化量を検出し、電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、コンデンサと、前記センサアレイの前記電気信号に基づく駆動電圧により駆動し、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、前記コンデンサに電荷を充電する又は前記コンデンサから電荷を放電する第２の放電／充電回路と、前記コンデンサと前記第２の放電／充電回路との間のノードの電位に基づいて、前記駆動電圧を制御する制御回路と、前記第１の放電／充電回路によって放電又は充電された前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路とを具備することを特徴とするセンサ装置である。
【００１２】
このような構成によれば、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を実現することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。なお、以下の説明において、略同一の機能及び構成を有する構成要素については、同一符号を付し、重複説明は必要な場合にのみ行う。
【００１４】
図１は、本実施の形態に係るセンサ装置（ボロメータ型非冷却赤外線センサ）の要部構成を示した図である。センサアレイの単位赤外線センサ１は、熱電変換素子としてのダイオードが複数個直列接続されたダイオードアレイを有し、これが行列選択線ｘ，ｙの交差部に配置される。ダイオードのアノードは、一方の選択線（駆動線）ｘに接続され、カソードは他方の選択線（出力信号線）ｙに接続されている。
【００１５】
図２は、この実施の形態の赤外線センサ装置のセンサアレイ部の一画素領域の構造を示す平面図である。図３は、図２のIII−III’断面図である。図示のようにセンサアレイは、半導体基板として単結晶シリコン基板１０上に、空隙２０をおいて中空状態に支持される赤外線センサ１が形成される。赤外線センサ１は、シリコン層に形成されて複数個直列接続されたダイオード１８からなる熱電変換素子を有し、その上部に層間絶縁膜を介して形成されたシリコン酸化膜１９ａとシリコン窒化膜１９ｂの積層膜からなる赤外線吸収層１９を有する。
【００１６】
中空状態の赤外線センサ１は、画素選択を行う行，列選択線１２，１３（図１の駆動線ｘ，出力信号線ｙに対応する）が埋設された、基板１０に固定された状態の枠体部１１により囲まれる。そして、この枠体部１１と赤外線センサ１の間を連結して赤外線センサ１を中空状態で支持するために、支持ビーム１４，１５が、基板１から浮いた状態に形成される。この支持ビーム１４，１５は、赤外線センサ１のダイオードの端子を枠体部１１の行列選択線１２，１３に接続するための信号配線１６，１７が埋設されている。
【００１７】
図１は、以上のようなセルアレイの一つの赤外線センサ１に着目した測定回路を示しているが、この測定回路もセンサアレイと同じシリコン基板上に、センサアレイの周辺に形成される。駆動線ｘを駆動するドライバ２は、垂直走査レジスタの出力である“Ｖレジスタ”が入力される２段のＣＭＯＳインバータにより構成されている。出力信号線ｙに流れるセンサ電流の変化を検出する検出回路３は、周期的に予備充電される蓄積コンデンサＣ２を有する。コンデンサＣ２の一端は接地され、他端Ｎ４には、選択的に充電するための充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５が接続されている。検出回路３は、センサ１が選択されたときに、その出力に応じてこの蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電させることによって、センサ出力を検出することになる。
【００１８】
検出回路３の初段には、電流線センシング型のセンスアンプ回路３１が設けられている。センスアンプ回路３１は、出力信号線ｙに接続された負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０、この負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０により出力信号線ｙの端子Ｎ１に得られる電圧を検出するセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１等を有する。負荷ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０は、ソースが接地され、ゲートに固定のバイアスＧＬ１が与えられて５極管領域の一定電流Ｉ０が流れるようになっている。従って端子Ｎ１には、センサ１のダイオードの電圧降下Ｖｆに対応して変化する電圧が得られる。この端子Ｎ１に結合コンデンサＣ１を介してゲートが接続されたセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を有する。
【００１９】
ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインと電源端子の間には、ゲートとドレインが接続された電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が設けられている。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースは、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を介して、選択的に制御電圧が与えられる端子ＨＡＭＰに接続されている。センス動作時は、端子ＨＡＭＰが接地となる。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート端子Ｎ２とドレインの間には、端子Ｎ２を所定レベルに初期設定して５極管動作させるためのＮＭＯＳトランジスタＭＮ３が設けられている。
【００２０】
センスアンプ回路３１の出力電流Ｉ１を電圧に変換するために、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１と共にカレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ２を備えた電流−電圧変換回路３２が設けられている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインと接地端子の間には、二つのＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２が接続されている。一方のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１のゲートには固定のバイアス電圧ＧＬ３が与えられ、もう一方のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のゲートには、蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が帰還される。
【００２１】
ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２は、前段のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流Ｉ１を反映した電流Ｉ２を出力する。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２の寸法が同じであれば、Ｉ１＝Ｉ２である。この電流Ｉ２は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２のコンダクタンスに応じてそれぞれ、Ｉ２１，Ｉ２２として分流する。そしてこの電流−電圧変換回路３２の出力端子Ｎ３には、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２による電流引き込み能力と、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２の出力電流Ｉ２により決まる電圧が得られることになる。
【００２２】
この電流−電圧変換回路３２の出力端子Ｎ３にゲートが接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３は、蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電させる放電回路３３を構成している。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３のソースは抵抗Ｒを介して接地され、ドレインは選択スイッチＮＭＯＳトランジスタＭＮ４を介して蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４に接続されている。
【００２３】
コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧を取り出すために出力回路３４が設けられている。出力回路３４は、ゲートが選択スイッチＮＭＯＳトランジスタＭＮ６を介して端子Ｎ４に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ８と、これに直列接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ９からなる電圧フォロアである。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ８のゲートには、リセット用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ７が接続されている。
【００２４】
本センサ装置の動作は、大きく二つに分けることができる。一つは、電流Ｉ１に対応する電流Ｉ２に基づき生成される電圧と抵抗Ｒとによって、放電回路３３が放電する電流Ｉ３を線形制御である。もう一つは、蓄積コンデンサＣ２を充電する充電回路において発生するリーク電流による影響を除去するためのフィードバック系制御ある。以下、この二点を中心に、図４を用いて本センサ装置の動作を説明する。
【００２５】
図４は、センサアレイがｍ×ｎのセンサで構成される場合の二次元走査の測定動作波形を示している。Δｔ０が、垂直走査レジスタの出力“Ｖレジスタ”によるｍ本の駆動線ｘの全走査期間であり、各駆動線ｘの走査周期Δｔ１毎に、水平走査レジスタの出力“Ｈレジスタ”により、ｎ本の出力信号線を選択する水平走査読み出しが行われる。
【００２６】
具体的に、図１の一本ずつの駆動線ｘと信号線ｙに着目してその動作を説明すると、まず走査初期の時刻ｔ０で、端子ＶＲＳＴ，ＨＡＭＰが高レベルになり、ＮＭＯＳトランジスタＮＭ５により蓄積コンデンサＣ２が電圧ＶＲＳに充電（リセット）される。コンデンサＣ２のリセット動作は、垂直走査の各周期毎に繰り返される。コンデンサＣ２のリセットが終了した後、端子ＨＡＭＰを高レベルに保持したまま、端子ＶＦＢ，ＨＡＳＥＬ１が高レベルになる（時刻ｔ１）。これにより、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を介して、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースが昇圧され、ドレインが電源電圧ＶＤＤ近くまで昇圧し、同時にＮＭＯＳトランジスタＭＮ３によりゲート端子Ｎ２も充電される。
【００２７】
そして、ＨＡＭＰ，ＶＦＢ，ＨＡＳＥＬ１が低レベルに戻ると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２，ＭＮ３がオフになって、端子Ｎ２は、所定の電圧に初期設定された状態でフローティングになり、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースもオープンになる（時刻ｔ２）。即ち、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ゲートがフローティングで５極管動作できるバイアス状態に設定される、この後、センサ１が駆動される。
【００２８】
まず、端子ＶＲＳＴ，ＨＡＳＥＬ２が高レベルになり（時刻ｔ３）、少し遅れて“Ｖレジスタ”が高レベル、同時に端子ＨＡＳＥＬ１も高レベルになる（時刻ｔ４）。これにより、蓄積コンデンサＣ２の再度の充電が行われ、同時に放電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３が蓄積コンデンサＣ２の端子Ｎ４に接続され、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１はソースが接地されて活性になる。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１が活性化されるときには、コンデンサＣ２の充電動作は終了している。
【００２９】
センサ１の出力電流Ｉ０は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０が５極管領域にバイアスされていることから、ほぼ一定になる。赤外線入射によるダイオードの温度上昇ΔＴｄにより生じるダイオードの電圧降下ｎΔＶｆは、結合コンデンサＣ１を介してセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート端子Ｎ２に与えられる。ゲート端子Ｎ２の初期設定電圧をＶｒｅｆとすると、センサ出力によってこれが、Ｖｒｅｆ＋ｎΔＶｆになる。
【００３０】
そして、センスアンプ回路３１では、ゲート端子Ｎ２の電圧変化により、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流が、Ｉ１＋ΔＩ１に変化する。従来の回路と異なり、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインには、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１があるから、このセンスアンプ回路３１では、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインが電源電圧の範囲でＡ級増幅動作が可能であり、線形性の優れた電圧−電流変換が行われる。
【００３１】
電流−電圧変換回路３２では、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流を反映した電流Ｉ２＋ΔＩ２がＰＭＯＳトランジスタＭＰ２により供給されるから、端子Ｎ３にはこの電流と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２の抵抗で決まる電圧Ｖ２が得られる。そしてこの電圧Ｖ２により放電回路３３のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３が駆動され、蓄積コンデンサＣ２の電荷がオンしているＮＭＯＳトランジスタＭＮ４を介し、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３及び抵抗Ｒを介して放電される。
【００３２】
放電回路３３の放電電流Ｉ３は、端子Ｎ３の電圧Ｖ（Ｎ３）及びコンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧によって変化する。この放電電流Ｉ３とコンデンサＣ２の電荷変化量（即ち放電電荷量）ΔＱの時間変化の抵抗Ｒに対する依存性を示すと、図５（ａ）、５（ｂ）のようになる。図５（ａ）は、抵抗Ｒが無いかまたは十分小さい場合であり、図５（ｂ）は抵抗Ｒが十分大きい場合である。抵抗Ｒが無いかまたは十分小さい場合には、Ｖ（Ｎ３）をパラメータとして放電電流Ｉ３の変化は図５（ａ）のような波形を示す。この場合、センサ１が駆動されている時刻ｔ４−ｔ５の間のコンデンサＣ２の電荷量変化ΔＱ１，ΔＱ２は、放電電流Ｉ３を時刻ｔ４からｔ５まで積分して得られるが、図示のように必ずしも線形にはならない。
【００３３】
これに対して、抵抗Ｒが十分に大きい場合には、図５（ｂ）に示すように、放電電流Ｉ３の変化が線形になり、端子Ｎ３の電圧Ｖ（Ｎ３）と電荷量変化ΔＱもほぼ線形になる。更に、端子Ｎ４の電圧Ｖ３は、Ｖ３＝ＶＲＳ−ΔＱ／Ｃで与えられるため、端子Ｎ４の電圧も線形に変化する。この端子電圧は、“Ｖレジスタ”が低レベルになった後、“Ｈレジスタ”が高レベルになることにより、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ６を介し、出力回路３４から出力端子Ｓｏｕｔに取り出される。
【００３４】
“Ｈレジスタ”は、水平走査レジスタの出力であって、図４に示すように順次高レベルになり、ｎ本の出力信号線ｙの出力が走査されて出力される。この各水平走査期間Δｔ４の後半では、水平走査リセット信号ＨＲＳＴが高レベルになり、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ７によって出力回路３４の入力端子は、リセットされる。
【００３５】
この実施の形態によりダイナミックレンジが改善される理由は、次の通りである。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、この実施の形態の場合、直接コンデンサＣ２を放電せず、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が接続されて、センスアンプ回路３１を構成している。従ってセンスアンプ回路３１では、コンデンサＣ２の端子電圧の影響を受けることなく、線形性のよい電圧−電流変換が行われる。その出力電流Ｉ１は、カレントミラーによりＩ２としてコピーされた後、ＭＮ１１を用いた電流−電圧変換回路３２によりＭＮ１３のゲート電圧Ｖｇに変換されて、これにより放電回路３３が駆動される。放電回路３３の放電電流Ｉ３は、入力電圧と抵抗Ｒにより決まるが、Ｖｇ＝Ｖ２（Ｎ３の端子電圧）−Ｒ×Ｉ３で与えられる。このためＲは、（Ｉ２に比例した）Ｖ２の電位の上昇と共に急激に増加する電流Ｉ３を抑制する働きがあり、これも線形性を良くする結果となる。従って、広い入力電圧範囲で出力電圧が直線的に変化することになり、ダイナミックレンジが改善されることになる。
【００３６】
また、本実施形態に係るセンサ装置では、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により得られる電圧、及び抵抗Ｒによって、放電電流Ｉ３が線形的に制御される。従って、コンデンサＣ２の容量を大きくすることなくセンサ出力の線形性を向上させることができ、高感度化を実現することができる。
【００３７】
さらに、本実施形態に係るセンサ装置では、電流−電圧変換回路３２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１に併設したＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２が、端子Ｎ４の電圧低下を加速する働きをする。即ち、端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させる。これは放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流を増加させ、端子Ｎ４の電圧低下を加速する方向に働く。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００３８】
なお、図１において、コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が低下したときに、充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、これが端子Ｎ４の電圧低下を妨げる。しかしながら、本実施形態に係るセンサ装置では、次の様な作用にて、コンデンサＣ２を十分に放電させ電位低下させることができる。すなわち、電流−電圧変換回路３２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１に併設したＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２が、端子Ｎ４の電圧低下を加速する働きをする。端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させる。これは放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流を増加させ、端子Ｎ４の電圧低下を加速する方向に働く。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００３９】
図６は、本実施形態に係るセンサ装置の比較例を示しており、従来の典型的なセンサ装置の要部構成（センサアレイの一つの赤外線センサ１に着目して測定回路）を示した図である。センサ１は前述のように直列接続された複数のダイオードを有し、これが行列選択線ｘ，ｙの交差部に配置される。ダイオードのアノードは、一方の選択線（駆動線）ｘに接続され、カソードは他方の選択線（出力信号線）ｙに接続されている。
【００４０】
駆動線ｘには、垂直走査レジスタの出力“Ｖレジスタ”により駆動されるドライバ２が接続され、選択時にＰＭＯＳトランジスタＭＰ１０２によりセンサ１に電流が供給される。出力信号線ｙの端子Ｎ１は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０を介して接地され、端子Ｎ１が結合コンデンサＣ１を介して検出回路３のセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートに接続される。センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、センサ出力に応じて、蓄積コンデンサＣ２の電荷を放電する動作を行う。この蓄積コンデンサＣ２の放電による電圧変化を、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ８，ＭＮ９からなる電圧フォロアで出力Ｓｏｕｔとして取り出すようになっている。
【００４１】
簡単に測定動作を説明すると、センサ１の選択に先立ち、蓄積コンデンサＣ２には、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５を介して、一定電圧ＶＲＳの充電が行われる。また、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ２をオンにして、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースに端子ＨＡＭＰから正電圧を与えて、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートを充電した後、そのゲートをフローティングにする。具体的に、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を、５極管動作する条件にゲートバイアスされるように初期設定される。
【００４２】
この状態でセンサ１が選択されると、ダイオードの電圧降下Ｖｆに対応して、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート電圧Ｖｇが変化する。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ４をオンにすると、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１により蓄積コンデンサ２が放電され、電位低下する。従ってコンデンサＣ２に残った電荷による電圧を、選択トランジスタＭＮ６を介し、電圧フォロアを介して読み出すことにより、温度測定ができる。
【００４３】
図７は、図６に示した従来のセンサ装置のセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１の入力電圧Ｖｉｎと、蓄積コンデンサＣ２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係を実線で示している。同図の電圧−電流曲線の傾斜が温度感度になる。図から明らかなように、温度変化が小さい領域（入力電圧Ｖｉｎが小さい領域）では、感度は低くなっている。また、入力電圧が高くなると、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和して感度は低くなる。従って、ダイナミックレンジは小さくなってしまう。好ましくは、図７に破線で示したように、広い入力電圧範囲で一定の感度が得られることが好ましい。
【００４４】
以上述べた従来のセンサ装置と本実施形態に係るセンサ装置とを比較した場合、大きく次の二点において、構成上の差異がある。
【００４５】
第１点は、蓄積コンデンサＣ２の放電が線形となるように制御して、センサ装置の高感度化及び広いダイナミックレンジを達成するための機構の有無である。
【００４６】
すなわち、従来のセンサ装置において、上述のように広い電圧範囲で高感度が得られない。主な原因は、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１により直接蓄積コンデンサＣ２を放電させていることにある。前述のように、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は５極管動作させており、その放電電流Ｉ１は入力ゲート電圧のほぼ２乗で決まる。ダイオードの電圧降下Ｖｆの変化は高々数１００μＶであり、入力ゲート電圧の変化も小さいから、一つのセンス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１では、放電電流Ｉ１の大きな変化を得ることができない。
【００４７】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置では、上述の様に、センス用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、直接コンデンサＣ２を放電せず、電流源負荷ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１が接続されて、センスアンプ回路３１を構成している。その出力電流Ｉ１は、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により電圧に変換され、これにより放電回路３３が駆動される。従って、出力電圧を広い入力電圧範囲で直線的に変化させることができ、広いダイナミックレンジを確保することができる。
【００４８】
また、従来のセンサ装置において高感度化・ダイナミックレンジの拡大を実現しようとすれば、蓄積コンデンサＣ２の容量を調整することが考えられる。すなわち、蓄積コンデンサＣ２の容量を小さくすれば、小さい入力電圧範囲で大きな感度を得ることができる。しかし、これでは入力電圧が高くなると容易に出力電圧が飽和してしまう。また、蓄積コンデンサＣ２の容量を大きくすれば、高い入力電圧範囲まで出力電圧を飽和させないようにできるが、これは逆に小さい入力電圧範囲での感度を犠牲にすることになる。
【００４９】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置では、カレントミラーを用いた電流−電圧変換回路３２により得られる電圧、及び抵抗Ｒによって、放電電流Ｉ３が線形的に制御される。従って、コンデンサＣ２の容量を大きくすることなくセンサ出力の線形性を向上させることができ、高感度化・広いダイナミックレンジを実現することができる。
【００５０】
第２点は、蓄積コンデンサＣ２を充電する充電回路において発生するリーク電流による影響を除去するためのフィードバック系の有無である。すなわち、従来の測定回路では、蓄積コンデンサＣ２が放電により電位低下したときに、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、このリーク電流が蓄積コンデンサＣ２の電位低下を妨げる。これにより高入力電圧領域での出力電圧飽和値が十分に低くならない原因となっている。
【００５１】
これに対し、本実施形態に係るセンサ装置において、コンデンサＣ２の端子Ｎ４の電圧が低下したときに、充電用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のリーク電流が大きくなり、これが端子Ｎ４の電圧低下を妨げることは、従来とかわらない。しかしながら、本実施形態に係るセンサ装置では、上述した様に、リーク電流の影響により端子Ｎ４の電圧が低下すると、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１２のコンダクタンスが低下し、端子Ｎ３の電圧を上昇させるフィードバック系を有している。このフィードバック系の作用により、放電回路３３によるコンデンサＣ２の放電電流は増加され、端子Ｎ４の電圧低下は加速される。これにより、高い入力電圧の領域でもコンデンサＣ２の端子Ｎ４を十分に低いレベルまで低下させることができ、ダイナミックレンジの拡大が図られる。
【００５２】
次に、図８は、図１におけるセンスアンプ回路３１の構成を変形した実施の形態である。この実施の形態では、センスアンプ回路３１にバイポーラトランジスタを用いている。ベースとコレクタを出力信号線ｙに接続し、エミッタを接地したｎｐｎトランジスタＱ１は、出力信号線ｙに得られるセンサ電流Ｉ０を電圧Ｖ０に変換するダイオードとして動作する。このトランジスタＱ１とカレントミラー回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ２と、そのコレクタに接続された電流源ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１により、電圧Ｖ０は電流Ｉ１に変換される。
【００５３】
電圧−電流変換回路３２は、トランジスタＱ２のコレクタによりゲートが駆動されるＮＭＯＳトランジスタＭＮ１４と、そのドレインに側に設けられた電流源ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２と、ソース側に負荷素子としての併設されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２とを有する。
【００５４】
また、この実施の形態では先の実施の形態のような定電流源ＮＭＯＳトランジスタＭＮ０を用いることなく、赤外線入射によるダイオード温度上昇ΔＴｄにより生じるセンサ１におけるダイオード電流Ｉ０の変化を、直接トランジスタＱ１の電圧変化として、従ってトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ電流Ｉ１の変化として取り出している。このため、センサ１のダイオードの電圧降下を検出しなくてもよく、従ってダイオードを直列接続する必要もなくなる。これにより、センサ１の面積を縮小でき、更にはドライバ２の電源電圧を低くして、消費電力を抑えることができる。
【００５５】
この実施の形態のセンスアンプ回路３１も、出力電流Ｉ０の変化に応答する出力電流Ｉ１を出す。そしてこの電流Ｉ１が電流−電圧変換回路３２によって先の実施の形態と同様に電圧に変換されて、放電回路３３の制御が行われる。この実施の形態の回路によっても、先の実施の形態と同様の理由で、出力電流Ｉ０の変化とコンデンサＣ２の電荷量の変化は線形性がよいものとなる。
【００５６】
この実施の形態のセンスアンプ回路３１に用いられるバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２は、センサアレイと同じ基板１０に、図９（ａ）或いは図９（ｂ）の構造で形成することができる。図８は、ｎ型コレクタ層２１、このｎ型コレクタ層２１の中に形成されたｐ型ベース層２２、このｐ型ベース層２２の中に形成されたｎ+型エミッタ層２３を備えて構成される縦型トランジスタを示している。図９は、ｐ型ベース層２４内に、ｎ+型コレクタ層２５とｎ+型エミッタ層２６を形成した横型トランジスタを示している。
【００５７】
ここまでの実施の形態では、センサアレイとして、非冷却型赤外線センサアレイを説明したが、この発明の回路は他の各種センサにも適用できる。例えば、図１０は、例えばＤＮＡの様な核酸を検出するＤＮＡセンサを示している。ＤＮＡセンサ（ＤＮＡチップ）は、遺伝子等の塩基配列を検出するために用いられるもので、その構造は例えば米国特許第５７７６６７２号明細書，米国特許第５９７２６９２号明細書等に詳細に説明されている。
【００５８】
各セルは、プローブ電極１０１と、その３辺に対向する対向電極１０２、残り１辺に対向する参照電極１０３を有する。溶液中に配置されるセンサは、ポテンショスタット１０４により、対向電極１０２と参照電極１０３に電圧を印加して、プローブ電極１０１と参照電極１０３間の電圧を固定できるようになっている。プローブ電極１０１上には、多種のＤＮＡプローブが一本鎖の状態で貼り付けられており、検体ＤＮＡを滴下したときに、これがＤＮＡプローブと同じ塩基配列である場合にのみ二重鎖を形成することを利用して、検体ＤＮＡを判定することになる。
【００５９】
具体的には、図１１に示すように、プローブ電極１０１上に貼り付けたＤＮＡプローブに、検体ＤＮＡを滴下すると、検体ＤＮＡはＤＮＡプローブと交配され、二重鎖を形成する。更にここにある種の挿入剤分子を添加すると、これが二重鎖に結合する。この状態で、垂直走査レジスタ１０５と水平走査レジスタ１０６により選択されたセルのプローブ電極１０１に電圧を印加すると、電気化学反応により挿入剤の電子がプローブ電極に流れ込んで電流が流れる。
【００６０】
これにより、図１０の行列信号線ｘ，ｙのうち、水平走査レジスタ１０６により選択される信号線ｙに、出力電流が流れる。この出力電流を、データ線ＤＬに接続された検出回路１０７で検出することにより、検体ＤＮＡを判定することができる。データ線ＤＬから取りだされる出力電流を図１又は図８に示す電流Ｉ１とし、検出回路１０７を図１或いは図８で説明した検出回路３と同様の構成とすることにより、高精度の測定が可能になる。
【００６１】
なお、上記実施形態においては、センサ１において発生した電圧降下に基づいてコンデンサＣ２に充電された電荷を放電させ、当該コンデンサＣ２に残った電荷による電圧を読み出すことで、赤外線像を生成するものとして説明した。これに対し、コンデンサＣ２の初期状態を電荷ゼロとし、センサ１において発生した電圧降下に基づいてコンデンサＣ２に電荷を充電し、当該コンデンサＣ２に蓄積された電荷による電圧を読み出すことで、赤外線像を生成することもできる。この場合、上記実施形態に係るセンサ装置と同様の構成とし、コンデンサＣ２のＧＮＤ電位及びリセット電位のレベルを負とする制御を行う。この制御により、例えば図１において、ＮＭＯＳトランジスタ１３の開閉によって制御される電流Ｉ３は、上記実施形態の場合とは逆向きに流れることになり、充電構造のセンサ装置を実現することができる。
【００６２】
以上、本発明を実施形態に基づき説明したが、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変形例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。例えば以下に示す（１）、（２）のように、その要旨を変更しない範囲で種々変形可能である。
【００６３】
また、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合組合わせた効果が得られる。さらに、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果の少なくとも１つが得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
【００６４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、高感度と広いダイナミックレンジの両立を可能とした検出回路を持つセンサ装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施の形態による赤外線センサの測定回路を示す図である。
【図２】図２は、同実施の形態の赤外線センサの単位センサセルを示す平面図である。
【図３】図３は、図２のIII−III’断面図である。
【図４】図４は、同実施の形態の測定回路の動作タイミング図である。
【図５】図５（ａ）、（ｂ）は、実施の形態の放電回路の特性を説明するための図である。
【図６】図６は、本実施形態に係るセンサ装置との比較例である赤外線センサの測定回路を示す図である。
【図７】図７は、図６に示した赤外線センサでの出力電圧−入力電圧特性を示す図である。
【図８】図８は、本発明の他の実施の形態による測定回路を示す図である。
【図９】図９（ａ）は、図８に示す同測定回路に用いられるバイポーラトランジスタの構造を示す図である。図９（ｂ）は、図８に示す同測定回路に用いられるバイポーラトランジスタの他の構造を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施形態に係るセンサ装置が適用されるＤＮＡセンサの構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図１０に示すＤＮＡセンサの動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１…赤外線センサ
２…ドライバ
３…検出回路
１０…単結晶シリコン基板
１２、１３…行、列選択線
１４、１５…支持ビーム
１６、１７…信号配線
１８…ダイオード
１９ａ…シリコン酸化膜
１９ｂ…シリコン窒化膜
１９…赤外線吸収層
２０…空隙
２１、２５…コレクタ層
２２、２４…ベース層
２３、２６…型エミッタ層
３１…センスアンプ回路
３２…電流−電圧変換回路
３３…放電回路
３４…出力回路
９０…透過率
１０１…プローブ電極
１０２…対向電極
１０３…参照電極
１０４…ポテンショスタット
１０５…垂直走査レジスタ
１０６…水平走査レジスタ
１０７…検出回路
Claims (10)
- 物理的変化量又は化学的変化量を検出し電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、
前記電気信号を増幅するセンスアンプ回路と、
第１の段と第２の段とを備えた電流転送回路であって、増幅された前記電気信号に基づいて前記第１の段に出現する第１の電流を、前記第２の段に第２の電流として転送する電流転送回路と、
前記第２の電流を第１の電圧に変換する電流―電圧変換回路と、
電荷が充電されるコンデンサと、当該コンデンサに接続された第１の負荷素子と、を有し、前記第１の電圧に基づいて、前記第１の負荷素子を介して、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、
前記第１の放電／充電回路による前記放電又は充電に基づく前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路と、
を具備することを特徴とするセンサ装置。 - 前記コンデンサに電荷を充電する又は前記コンデンサから電荷を放電する第２の放電／充電回路と、
前記コンデンサと前記第２の放電／充電回路との間のノードの電位に基づいて、前記電流―電圧変換回路を制御する制御回路と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。 - 前記センスアンプ回路は、前記センサアレイに電気的に接続され、前記電気信号を第２の電圧に変換する５極管領域にバイアスされた負荷ＭＯＳトランジスタと、
前記第２の電圧をゲートに受けるセンス用ＭＯＳトランジスタと、を有し、
前記電流転送回路は、前記センス用ＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１の電流源負荷トランジスタと、
前記第１の電流源負荷トランジスタと共にカレントミラー回路として構成し、そのドレインを前記第２の段とする第２の電流源負荷トランジスタと、を有し、
前記電流−電圧変換回路は、前記第２の電流が供給される第２の負荷素子を有すること、
を特徴とする請求項１又は２記載のセンサ装置。 - 前記第２の負荷素子は、固定のゲートバイアスが与えられた第１のＮＭＯＳトランジスタと、この第１のＮＭＯＳトランジスタと並列接続されて前記コンデンサの端子電圧に基づいてゲートが駆動される第２のＮＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする請求項３記載のセンサ装置。
- 前記センスアンプ回路は、コレクタ及びベースがそれぞれ前記センサアレイに電気的に接続され、エミッタが基準電位に接続され、前記電気信号を第２の電圧に変換する第１のバイポーラトランジスタと、
前記第１のバイポーラトランジスタとカレントミラー回路を構成し、前記第２の電圧がベースに供給される第２のバイポーラトランジスタと、を有し、
前記電流転送回路は、前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタに接続された第１の電流源負荷トランジスタと、
前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタにゲートが接続された第１のＮＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＮＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、前記第１の電流源負荷トランジスタと前記電流転送回路を構成する第２の電流源負荷トランジスタと、
前記電流−電圧変換回路は、前記第１のＮＭＯＳトランジスタのソースに接続された第２の負荷素子を有すること、
を特徴とする請求項１又は２記載のセンサ装置。 - 前記第２の負荷素子は、固定のゲートバイアスが与えられた第２のＮＭＯＳトランジスタと、当該第２のＮＭＯＳトランジスタと並列接続されて前記コンデンサの端子電圧に基づいてゲートが駆動される第３のＮＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする請求項５記載のセンサ装置。
- 前記第１の放電／充電回路は、前記電流−電圧変換回路の出力によりゲートが駆動される放電用／充電用トランジスタを有し、
前記第１の負荷素子は、前記放電用／充電用トランジスタのソースと基準電位端子の間に接続される抵抗であること、
を特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか一項記載のセンサ装置。 - 物理的変化量又は化学的変化量を検出し、電気信号を出力するセンサが配列されたセンサアレイと、
コンデンサと、
前記センサアレイの前記電気信号に基づく駆動電圧により駆動し、前記コンデンサの電荷を放電する又は前記コンデンサに電荷を充電する第１の放電／充電回路と、
前記コンデンサに電荷を充電する又は前記コンデンサから電荷を放電する第２の放電／充電回路と、
前記コンデンサと前記第２の放電／充電回路との間のノードの電位に基づいて、前記駆動電圧を制御する制御回路と、
前記第１の放電／充電回路によって放電又は充電された前記コンデンサの電圧変化を出力する出力回路と、
を具備することを特徴とするセンサ装置。 - 前記センサは、熱電変換素子としてダイオードを用いた赤外線センサであることを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか一項記載のセンサ装置。
- 前記センサは、ＤＮＡプローブと検体ＤＮＡとの電気化学的反応による電流を出力するＤＮＡセンサであることを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか一項記載のセンサ装置。
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