KR100444121B1 - 센서 장치 - Google Patents

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KR100444121B1 KR10-2002-0074623A KR20020074623A KR100444121B1 KR 100444121 B1 KR100444121 B1 KR 100444121B1 KR 20020074623 A KR20020074623 A KR 20020074623A KR 100444121 B1 KR100444121 B1 KR 100444121B1
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Abstract

적외선 센서가 배열된 센서 어레이와, 이 센서 어레이의 출력 신호선 y에 접속된 검출 회로를 구비하며, 검출 회로는, 선택적으로 구동되는 충전 회로를 구비한 콘덴서 C2와, 출력 신호선 y에 흐르는 센서 전류의 변화를 검지 증폭하는 감지 증폭기 회로와, 감지 증폭기 회로의 출력 전류를 전압으로 변환하는 전류-전압 변환 회로와, 전류-전압 변환 회로의 출력 전압에 의해 제어되어 콘덴서 C2의 전하를 방전하는 방전 회로와, 콘덴서 C2의 단자 전압을 출력하는 출력 회로를 구비하여 구성된다.

Description

센서 장치{SENSOR DEVICE}
본 발명은 적외선 센서 등으로 대표되는 센서 장치에 관한 것으로, 특히 그 신호 검출 회로에 관한 것이다.
적외선 센서를 2차원 배열하여 구성되는 이미지 센서는, 야간에도 사용할 수있는 장점이 있지만, 가시광에 의한 이미지 센서와 비교하여, 감도나 다이내믹 범위 등에서 뒤떨어진다. 예를 들면, 감시 카메라 등에 적용하는 경우, 1K 정도의 NETD(Noise Equivalent Temperature Difference)와 30K 정도의 다이내믹 범위가 요구된다. 따라서, 센서 출력의 선형성을 높여, 한층 더한 고감도와 광다이내믹 범위의 적외선 센서의 개발이 요망되고 있다.
적외선 센서 어레이는, 실리콘 기판에 복수의 적외선 센서를 배열하여 구성된다. 적외선 센서는, 적외선 흡수부와, 이 적외선 흡수부에서 발생한 열을 전기 신호로 변환하는 열전 변환 소자로서의 다이오드(통상, 복수의 다이오드의 직렬 접속으로 구성됨)로 구성된다. 볼로미터형 비냉각 적외선 센서 장치의 경우, 각 센서는, 발생한 열을 유효하게 다이오드에 인가하기 위해, 중공(中空) 상태로 유지되도록 한다. 그 같은 중공 지지 구조는 마이크로머신 기술에 의해 제작된다.
물체로부터 방사된 적외선은, 센서 전면에 설치된 광학 렌즈에 의해 집광되어, 각 센서의 다이오드의 온도를 상승시킨다. 이 광학 렌즈로서는, 적외선 투과 효율이 높은 재질, 예를 들면 Ge막이 사용된다. 예를 들면, 파장이 8∼12㎛이고 투과율이 90%, F값 1.0인 Ge 렌즈를 이용한 경우, 물체의 표면 온도가 1K 변화한 경우의 다이오드의 온도 상승은, 약 1×10-3K로 된다. 다이오드는 정전류원에 의해 일정 전류가 흐르도록 구동된다. 다이오드에 흐르는 전류 밀도 J는, 온도 T의 함수로서, J=Js(eqV/kT-1), Js=T3+Y/2×exp(-Eg/kT)로 주어진다. 여기서, k는 볼트먼 상수, Eg는 실리콘의 대역 갭, γ는 소정의 상수이다.
다이오드가 온도 상승함으로써, 다이오드의 전압 강하 Vf는 저하된다. 지금, 8개를 직렬 접속한 다이오드의 1K의 상승에 대한 전압 강하 Vf가 약 20㎷/K인 것으로 한다. 이 때, 예를 들면 물체의 표면 온도가 30K 상승하면, 전압 강하로서 0.618㎷의 전위차가 발생한다. 이 전위차를 검출하여, 센서 출력으로 함으로써, 적외선상(像)이 검출된다.
그러나, 종래의 볼로미터형 비냉각 적외선 센서에서는, 다이오드의 온도 변화에 대한 센서 출력의 특성이 선형으로 되어 있지 않아, 고감도와 넓은 다이내믹 범위의 양립이 곤란하다.
본 발명은, 고감도와 넓은 다이내믹 범위의 양립을 가능하게 하는 검출 회로를 갖는 센서 장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 적외선 센서의 측정 회로를 도시하는 도면.
도 2는 그 실시예의 적외선 센서의 단위 센서 셀을 도시하는 평면도.
도 3은 도 2의 Ⅲ-Ⅲ' 단면도.
도 4는 그 실시예의 측정 회로의 동작 타이밍도.
도 5는 실시예의 방전 회로의 특성을 설명하기 위한 도면.
도 6은 본 실시예에 따른 센서 장치와의 비교예인 적외선 센서의 측정 회로를 도시하는 도면.
도 7은 도 6에 도시한 적외선 센서에서의 출력 전압-입력 전압 특성을 도시하는 도면.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 측정 회로를 도시하는 도면.
도 9a는 도 8에 도시한 측정 회로에 이용되는 바이폴라 트랜지스터의 구조를 도시하는 도면이고, 도 9b는 도 8에 도시한 측정 회로에 이용되는 바이폴라 트랜지스터의 다른 구조를 도시하는 도면.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 센서 장치가 적용되는 DNA 센서의 구성을 도시하는 도면.
도 11은 도 10에 도시한 DNA 센서의 동작 원리를 설명하기 위한 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 적외선 센서
2 : 드라이버
3 : 검출 회로
10 : 실리콘 기판
11 : 프레임부
14, 15 : 지지 빔
16, 17 : 신호 배선
18 : 다이오드
20 : 공극
31 : 감지 증폭기 회로
32 : 전류-전압 변환 회로
33 : 방전 회로
34 : 출력 회로
본 발명에 따른, 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치는, 상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와, 상기 전기 신호를 증폭하는 감지 증폭기 회로와, 제1 단과 제2 단을 구비한 전류 발생 회로로서 상기 제1 단에 상기 전기 신호에 기초하는 제1 전류를 출력하고 상기 제2 단에 상기 제1 전류에 대응하는 제2 전류를 출력하는 전류 발생 회로와, 상기 제2 전류를 제1 전압으로 변환하는 전류-전압 변환 회로와, 전하가 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서에 접속된 제1 부하 소자를 갖고, 상기 제1 전압에 기초하여, 상기 제1 부하 소자를 통해, 상기 콘덴서의 전하를방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와, 상기 제1 방전/충전 회로에 의한 상기 방전 또는 충전에 기초하는 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로를 포함한다.
본 발명에 따른, 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치는, 상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와, 전하가 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서에 전하를 충전하거나 또는 상기 콘덴서로부터 전하를 방전하는 제2 방전/충전 회로와, 상기 센서 어레이의 상기 전기 신호에 기초하는 구동 전압에 의해 구동되며, 상기 콘덴서의 전하를 방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와, 상기 콘덴서와 상기 제2 방전/충전 회로 사이의 노드의 전위에 기초하여 상기 구동 전압을 제어하는 제어 회로와, 상기 제1 방전/충전 회로에 의해 방전 또는 충전된 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로를 포함한다.
본 발명에 따른, 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치는, 상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와, 상기 전기 신호를 증폭하는 감지 증폭기 회로와, 제1 단과 제2 단을 구비한 전류 발생 회로로서 상기 제1 단에 상기 전기 신호에 기초하는 제1 전류를 출력하고 상기 제2 단에 상기 제1 전류에 대응하는 제2 전류를 출력하는 전류 발생 회로와, 상기 제2 전류를 제1 전압으로 변환하는 전류-전압 변환 회로와, 전하가 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서에 접속된 제1 부하 소자를 갖고, 상기 제1 전압에 기초하여, 상기 제1 부하 소자를 통해, 상기 콘덴서의 전하를방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와, 상기 콘덴서에 전하를 충전하거나 또는 상기 콘덴서로부터 전하를 방전하는 제2 방전/충전 회로와, 상기 콘덴서와 상기 제2 방전/충전 회로 사이의 노드의 전위에 기초하여, 상기 제1 전압을 제어하는 제어 회로와, 상기 제1 방전/충전 회로에 의한 상기 방전 또는 충전에 기초하는 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로를 포함한다.
<실시예>
이하, 도면을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 센서 장치를 설명한다.
도 1은 본 실시예에 따른 센서 장치(볼로미터형 비냉각 적외선 센서)의 주요부 구성을 도시한 도면이다. 센서 어레이의 단위 적외선 센서(1)는, 열전 변환 소자로서의 다이오드가 복수개 직렬로 접속된 다이오드 어레이를 갖고, 이것이 행렬 선택선 x, y의 교차부에 배치된다. 다이오드의 애노드는, 한쪽 선택선(구동선) x에 접속되고, 캐소드는 다른쪽 선택선(출력 신호선) y에 접속되어 있다.
도 2는 본 실시예의 적외선 센서 장치의 센서 어레이부의 일 화소 영역의 구조를 도시하는 평면도이다. 도 3은 도 2의 Ⅲ-Ⅲ' 단면도이다. 도시한 바와 같이 센서 어레이는, 반도체 기판으로서 단결정 실리콘 기판(10) 상에, 공극(20)을 두고 중공 상태로 지지되는 적외선 센서(1)가 형성된다. 적외선 센서(1)는, 실리콘층에 형성되어 복수개 직렬로 접속된 다이오드(18)로 이루어지는 열전 변환 소자를 갖고, 그 상부에 층간 절연막을 통해 형성된 실리콘 산화막(19a)과 실리콘 질화막(19b)의 적층막으로 이루어지는 적외선 흡수층(19)을 갖는다.
중공 상태의 적외선 센서(1)는, 화소 선택을 행하는 행, 열 선택선(12, 13)(도 1의 구동선 x, 출력 신호선 y에 대응함)이 매설된, 기판(10)에 고정된 상태의 프레임부(11)로 둘러싸인다. 그리고, 이 프레임부(11)와 적외선 센서(1) 사이를 연결하여 적외선 센서(1)를 중공 상태로 지지하기 위해, 지지 빔(14, 15)이 기판(1)으로부터 뜬 상태로 형성된다. 이 지지 빔(14, 15)에는, 적외선 센서(1)의 다이오드의 단자를 프레임부(11)의 행렬 선택선(12, 13)에 접속하기 위한 신호 배선(16, 17)이 매설되어 있다.
도 1은 이상과 같은 셀 어레이의 하나의 적외선 센서(1)에 주목한 측정 회로를 도시하고 있지만, 이 측정 회로도 센서 어레이와 동일한 실리콘 기판 상에, 센서 어레이의 주변에 형성된다. 구동선 x를 구동하는 드라이버(2)는, 수직 주사 레지스터의 출력인 "V 레지스터"가 입력되는 2단의 CMOS 인버터로 구성되어 있다. 출력 신호선 y에 흐르는 센서 전류의 변화를 검출하는 검출 회로(3)는, 주기적으로 예비 충전되는 축적 콘덴서 C2를 갖는다. 콘덴서 C2의 일단은 접지되며, 타단 N4에는, 선택적으로 충전하기 위한 충전용 NMOS 트랜지스터 MN5가 접속되어 있다. 검출 회로(3)는, 센서(1)가 선택되었을 때에, 그 출력에 따라 이 축적 콘덴서 C2의 전하를 방전시킴으로써, 센서 출력을 검출하게 된다.
검출 회로(3)의 초단에는, 전류선 센싱형의 감지 증폭기 회로(31)가 설치되어 있다. 감지 증폭기 회로(31)는, 출력 신호선 y에 접속된 부하 NMOS 트랜지스터 MN0, 이 부하 NMOS 트랜지스터 MN0에 의해 출력 신호선 y의 단자 N1에 얻어지는 전압을 검출하는 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1 등을 갖는다. 부하 NMOS 트랜지스터MN0은, 소스가 접지되며, 게이트에 고정된 바이어스 GL1이 인가되어 5극관 영역의 일정 전류 I0이 흐르도록 되어 있다. 따라서 단자 N1에는, 센서(1)의 다이오드의 전압 강하 Vf에 대응하여 변화되는 전압이 얻어진다. 이 단자 N1에 결합 콘덴서 C1을 통해 게이트가 접속된 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1을 갖는다.
NMOS 트랜지스터 MN1의 드레인과 전원 단자 사이에는, 게이트와 드레인이 접속된 전류원 부하 PMOS 트랜지스터 MP1이 설치되어 있다. NMOS 트랜지스터 MN1의 소스는, NMOS 트랜지스터 MN2를 통해, 선택적으로 제어 전압이 인가되는 단자 HAMP에 접속되어 있다. 감지 동작 시에는, 단자 HAMP가 접지로 된다. 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 게이트 단자 N2와 드레인 사이에는, 단자 N2를 소정 레벨로 초기 설정하여 5극관 동작시키기 위한 NMOS 트랜지스터 MN3이 설치되어 있다.
감지 증폭기 회로(31)의 출력 전류 I1을 전압으로 변환하기 위해, PMOS 트랜지스터 MP1과 함께 전류 미러 회로를 구성하는 PMOS 트랜지스터 MP2를 구비한 전류-전압 변환 회로(32)가 설치되어 있다. PMOS 트랜지스터 MP2의 드레인과 접지 단자 사이에는, 2개의 NMOS 트랜지스터 MN11, MN12가 접속되어 있다. 한쪽 NMOS 트랜지스터 MN11의 게이트에는 고정된 바이어스 전압 GL3이 인가되고, 다른 한쪽의 NMOS 트랜지스터 MN12의 게이트에는, 축적 콘덴서 C2의 단자 N4의 전압이 귀환된다.
PMOS 트랜지스터 MP2는, 전단의 PMOS 트랜지스터 MP1의 전류(11)를 반영한 전류 I2를 출력한다. PMOS 트랜지스터 MP1, MP2의 치수가 동일하면, I1=I2이다. 이 전류 I2는, NMOS 트랜지스터 MN11, MN12의 컨덕턴스에 따라 각각 I21, I22로서분류된다. 그리고 이 전류-전압 변환 회로(32)의 출력 단자 N3에는, NMOS 트랜지스터 MN11, MN12에 의한 전류 인입 능력과, PMOS 트랜지스터 MP2의 출력 전류 I2에 의해 결정되는 전압이 얻어지게 된다.
이 전류-전압 변환 회로(32)의 출력 단자 N3에 게이트가 접속된 NMOS 트랜지스터 MN13은, 축적 콘덴서 C2의 전하를 방전시키는 방전 회로(33)를 구성하고 있다. NMOS 트랜지스터 MN13의 소스는 저항 R을 통해 접지되고, 드레인은 선택 스위치 NMOS 트랜지스터 MN4를 통해 축적 콘덴서 C2의 단자 N4에 접속되어 있다.
콘덴서 C2의 단자 N4의 전압을 추출하기 위해 출력 회로(34)가 설치되어 있다. 출력 회로(34)는, 게이트가 선택 스위치 NMOS 트랜지스터 MN6을 통해 단자 N4에 접속된 NMOS 트랜지스터 MN8과, 이것에 직렬 접속된 NMOS 트랜지스터 MN9로 이루어지는 전압 팔로워이다. NMOS 트랜지스터 MN8의 게이트에는 리세트용 NMOS 트랜지스터 MN7이 접속되어 있다.
본 센서 장치의 동작은, 크게 2개로 나눌 수 있다. 하나는, 전류 I1에 대응하는 전류 I2에 기초하여 생성되는 전압과 저항 R에 의해, 방전 회로(33)가 방전하는 전류 I3을 선형 제어하는 것이다. 또 하나는, 축적 콘덴서 C2를 충전하는 충전 회로에서 발생하는 누설 전류에 의한 영향을 제거하기 위한 피드백계 제어이다. 이하, 이 2점을 중심으로, 도 4를 이용하여 본 센서 장치의 동작을 설명한다.
도 4는 센서 어레이가 m×n의 센서로 구성되는 경우의 2차원 주사의 측정 동작 파형을 도시하고 있다. Δt0은, 수직 주사 레지스터의 출력 "V 레지스터"에 의한 m개의 구동선 x의 전체 주사 기간으로, 각 구동선 x의 주사 주기 Δt1마다, 수평 주사 레지스터의 출력 "H 레지스터"에 의해, n개의 출력 신호선을 선택하는 수평 주사 판독이 행해진다.
구체적으로, 도 1의 1개씩의 구동선 x와 신호선 v에 주목하여 그 동작을 설명하면, 우선 주사 초기의 시각 t0에서, 단자 VRST, HAMP가 고레벨로 되며, NMOS 트랜지스터 NM5에 의해 축적 콘덴서 C2가 전압 VRS에 충전(리세트)된다. 콘덴서 C2의 리세트 동작은, 수직 주사의 각 주기마다 반복된다. 콘덴서 C2의 리세트가 종료된 후, 단자 HAMP를 고레벨로 유지한 상태 그대로, 단자 VFB, HASEL1이 고레벨로 된다(시각 t1). 이에 의해, NMOS 트랜지스터 MN2를 통해, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 소스가 승압되고, 드레인이 전원 전압 VDD 정도까지 승압되며, 동시에 NMOS 트랜지스터 MN3에 의해 게이트 단자 N2도 충전된다.
그리고, HAMP, VFB, HASEL1이 저레벨로 되돌아가면, NMOS 트랜지스터 MN2, MN3이 오프되고, 단자 N2는 소정의 전압으로 초기 설정된 상태에서 부유로 되며, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 소스도 오픈된다(시각 t2). 즉, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은, 게이트가 부유로 5극관 동작할 수 있는 바이어스 상태로 설정되며, 이 후, 센서(1)가 구동된다.
우선, 단자 VRST, HASEL2가 고레벨로 되며(시각 t3), 조금 지연되어 "V 레지스터"가 고레벨, 동시에 단자 HASEL1도 고레벨로 된다(시각 t4). 이에 의해, 축적 콘덴서 C2의 재차 충전이 행해지며, 동시에 방전용 NMOS 트랜지스터 MN13이 축적 콘덴서 C2의 단자 N4에 접속되고, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은 소스가 접지되어 활성화된다. NMOS 트랜지스터 MN1이 활성화될 때에는, 콘덴서 C2의 충전 동작은종료된다.
센서(1)의 출력 전류 I0은, NMOS 트랜지스터 MN0이 5극관 영역에 바이어스되어 있기 때문에, 거의 일정하게 된다. 적외선 입사에 의한 다이오드의 온도 상승 ΔTd에 의해 발생하는 다이오드의 전압 강하 nΔVf는, 결합 콘덴서 C1을 통해 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 게이트 단자 N2에 인가된다. 게이트 단자 N2의 초기 설정 전압을 Vref라고 하면, 센서 출력에 의해 이것이 Vref+nΔVf로 된다.
그리고, 감지 증폭기 회로(31)에서는, 게이트 단자 N2의 전압 변화에 의해, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1에 흐르는 전류가, I1+ΔI1로 변화된다. 종래의 회로와 달리, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 드레인에는, 전류원 부하 PMOS 트랜지스터 MP1이 있으므로, 이 감지 증폭기 회로(31)에서는, NMOS 트랜지스터 MN1의 드레인이 전원 전압의 범위에서 A급 증폭 동작이 가능하여, 선형성이 우수한 전압-전류 변환이 행해진다.
전류-전압 변환 회로(32)에서는, PMOS 트랜지스터 MP1의 전류를 반영한 전류 I2+ΔI2가 PMOS 트랜지스터 MP2에 의해 인가되므로, 단자 N3에는 이 전류와, NMOS 트랜지스터 MN11, MN12의 저항으로 결정되는 전압 V2가 얻어진다. 그리고 이 전압 V2에 의해 방전 회로(33)의 NMOS 트랜지스터 MN13이 구동되며, 축적 콘덴서 C2의 전하가 온되어 있는 NMOS 트랜지스터 MN4를 통해, NMOS 트랜지스터 MN13 및 저항 R을 통해 방전된다.
방전 회로(33)의 방전 전류 I3은, 단자 N3의 전압 V(N3) 및 콘덴서 C2의 단자 N4의 전압에 의해 변화된다. 이 방전 전류 I3과 콘덴서 C2의 전하 변화량(즉방전 전하량) ΔQ의 시간 변화의 저항 R에 대한 의존성을 나타내면, 도 5a, 5b와 같이 된다. 도 5a는, 저항 R이 없거나 또는 충분히 작은 경우이고, 도 5b는 저항 R이 충분히 큰 경우이다. 저항 R이 없거나 또는 충분히 작은 경우에는, V(N3)를 파라미터로 하여 방전 전류 I3의 변화는 도 5a와 같은 파형을 나타낸다. 이 경우, 센서(1)가 구동되고 있는 시각 t4-t5 사이의 콘덴서 C2의 전하량 변화 ΔQ1, ΔQ2는, 방전 전류 I3을 시각 t4로부터 t5까지 적분하여 얻어지지만, 도시한 바와 같이 반드시 선형으로 되지는 않는다.
이에 대하여, 저항 R이 충분히 큰 경우에는, 도 5b에 도시한 바와 같이, 방전 전류 I3의 변화가 선형으로 되며, 단자 N3의 전압 V(N3)와 전하량 변화 ΔQ도 거의 선형으로 된다. 또한, 단자 N4의 전압 V3은, V3=VRS-ΔQ/C로 주어지기 때문에, 단자 N4의 전압도 선형으로 변화된다. 이 단자 전압은, "V 레지스터"가 저레벨로 된 후, "H 레지스터"가 고레벨로 됨으로써, NMOS 트랜지스터 MN6을 통해, 출력 회로(34)로부터 출력 단자 Sout로 추출된다.
"H 레지스터"는, 수평 주사 레지스터의 출력으로, 도 4에 도시한 바와 같이 순차적으로 고레벨로 되며, n개의 출력 신호선 y의 출력이 주사되어 출력된다. 이 각 수평 주사 기간 Δt4의 후반에서는, 수평 주사 리세트 신호 HRST가 고레벨로 되며, NMOS 트랜지스터 MN7에 의해 출력 회로(34)의 입력 단자는 리세트된다.
본 실시예에 의해 다이내믹 범위가 개선되는 이유는, 다음과 같다. 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은, 본 실시예의 경우, 직접 콘덴서 C2를 방전하지 않고, 전류원 부하 PMOS 트랜지스터 MP1이 접속되어, 감지 증폭기 회로(31)를 구성하고 있다.따라서 감지 증폭기 회로(31)에서는, 콘덴서 C2의 단자 전압의 영향을 받지 않아, 선형성이 양호한 전압-전류 변환이 행해진다. 그 출력 전류 I1은, 전류 미러를 이용한 전류-전압 변환 회로(32)에 의해 전압으로 변환되고, 이에 의해 방전 회로(33)가 구동된다. 방전 회로(33)의 방전 전류 I3은, 입력 전압과 저항 R에 의해 결정되며, 이것도 선형성이 양호하다. 따라서, 넓은 입력 전압 범위에서 출력 전압이 직선적으로 변화되게 되어, 다이내믹 범위가 개선되게 된다.
또한, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 전류 미러를 이용한 전류-전압 변환 회로(32)에 의해 얻어지는 전압, 및 저항 R에 의해, 방전 전류 I3이 선형적으로 제어된다. 따라서, 콘덴서 C2의 용량을 크게 하지 않고 센서 출력의 선형성을 향상시킬 수 있어, 고감도화를 실현할 수 있다.
또한, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 전류-전압 변환 회로(32)의 NMOS 트랜지스터 MN11에 병설된 NMOS 트랜지스터 MN12가, 단자 N4의 전압 저하를 가속하는 작용을 한다. 즉, 단자 N4의 전압이 저하되면, NMOS 트랜지스터 MN12의 컨덕턴스가 저하되어, 단자 N3의 전압을 상승시킨다. 이것은 방전 회로(33)에 의한 콘덴서 C2의 방전 전류를 증가시켜, 단자 N4의 전압 저하를 가속하는 방향으로 작용한다. 이에 의해, 높은 입력 전압의 영역에서도 콘덴서 C2의 단자 N4를 충분히 낮은 레벨까지 저하시킬 수 있어, 다이내믹 범위의 확대가 도모된다.
또한, 도 1에서, 콘덴서 C2의 단자 N4의 전압이 저하되었을 때에, 충전용 NMOS 트랜지스터 MN5의 누설 전류가 커지고, 이것이 단자 N4의 전압 저하를 방해한다. 그러나, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 다음과 같은 작용에 의해, 콘덴서 C2를 충분히 방전시켜 전위 저하시킬 수 있다. 즉, 전류-전압 변환 회로(32)의 NMOS 트랜지스터 MN11에 병설된 NMOS 트랜지스터 MN12가, 단자 N4의 전압 저하를 가속하는 작용을 한다. 단자 N4의 전압이 저하되면, NMOS 트랜지스터 MN12의 컨덕턴스가 저하되어, 단자 N3의 전압을 상승시킨다. 이것은 방전 회로(33)에 의한 콘덴서 C2의 방전 전류를 증가시켜, 단자 N4의 전압 저하를 가속하는 방향으로 작용한다. 이에 의해, 높은 입력 전압의 영역에서도 콘덴서 C2의 단자 N4를 충분히 낮은 레벨까지 저하시킬 수 있어, 다이내믹 범위의 확대가 도모된다.
도 6은, 본 실시예에 따른 센서 장치의 비교예를 도시하고 있으며, 종래의 전형적인 센서 장치의 주요부 구성(센서 어레이의 하나의 적외선 센서(1)에 주목한 측정 회로)을 도시한 도면이다. 센서(1)는 상술한 바와 같이 직렬 접속된 복수의 다이오드를 갖고, 이것이 행렬 선택선 x, y의 교차부에 배치된다. 다이오드의 애노드는, 한쪽 선택선(구동선) x에 접속되며, 캐소드는 다른쪽 선택선(출력 신호선) y에 접속된다.
구동선 x에는, 수직 주사 레지스터의 출력 "V 레지스터"에 의해 구동되는 드라이버(2)가 접속되고, 선택 시에 PMOS 트랜지스터 MP102에 의해 센서(1)에 전류가 인가된다. 출력 신호선 y의 단자 N1은, NMOS 트랜지스터 MN0을 통해 접지되며, 단자 N1이 결합 콘덴서 C1을 통해 검출 회로(3)의 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 게이트에 접속된다. 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은, 센서 출력에 따라, 축적 콘덴서 C2의 전하를 방전하는 동작을 행한다. 이 축적 콘덴서 C2의 방전에 의한 전압 변화를, NMOS 트랜지스터 MN8, MN9로 이루어지는 전압 팔로워에서 출력 Sout로서 추출하도록 되어 있다.
간단하게 측정 동작을 설명하면, 센서(1)의 선택에 앞서, 축적 콘덴서 C2에는, NMOS 트랜지스터 MN5를 통해, 일정 전압 VRS의 충전이 행해진다. 또한, N MOS 트랜지스터 MN3, MN2를 온으로 하여, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 소스에 단자 HAMP로부터 정전압을 인가하여, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 게이트를 충전한 후, 그 게이트를 부유로 한다. 구체적으로, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1을, 5극관 동작하는 조건으로 게이트 바이어스되도록 초기 설정한다.
이 상태에서 센서(1)가 선택되면, 다이오드의 전압 강하 Vf에 대응하여, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 게이트 전압 Vg가 변화된다. NMOS 트랜지스터 MN4를 온으로 하면, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1에 의해 축적 콘덴서(2)가 방전되어, 전위가 저하된다. 따라서 콘덴서 C2에 남은 전하에 의한 전압을, 선택 트랜지스터 MN6을 통해, 전압 팔로워를 통해 판독함으로써, 온도를 측정할 수 있다.
도 7은, 도 6에 도시한 종래의 센서 장치의 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1의 입력 전압 Vin과, 축적 콘덴서 C2의 출력 전압 Vout의 관계를 실선으로 도시하고 있다. 도 7의 전압-전류 곡선의 경사가 온도 감도가 된다. 도면으로부터 명백해진 바와 같이, 온도 변화가 작은 영역(입력 전압 Vin이 작은 영역)에서는, 감도는 낮게 되어 있다. 또한, 입력 전압이 높아지면, 출력 전압 Vout가 포화되어 감도는 낮아진다. 따라서, 다이내믹 범위는 작아지게 된다. 바람직하게는, 도 7에 파선으로 나타낸 바와 같이, 넓은 입력 전압 범위에서 일정한 감도가 얻어지는 것이 바람직하다.
이상 설명한 종래의 센서 장치와 본 실시예에 따른 센서 장치를 비교한 경우, 크게 다음의 두가지로, 구성상의 차이가 있다.
첫번째는, 축적 콘덴서 C2의 방전이 선형이 되도록 제어하여, 센서 장치의 고감도화 및 넓은 다이내믹 범위를 달성하기 위한 기구의 유무이다.
즉, 종래의 센서 장치에서는, 상술된 바와 같이 넓은 전압 범위에서 고감도가 얻어지지 않는다. 주된 원인은, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1에 의해 직접 축적 콘덴서 C2를 방전시키고 있는 것에 있다. 상술한 바와 같이, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은 5극관 동작을 하고 있으며, 그 방전 전류 I1은 입력 게이트 전압의 거의 제곱으로 결정된다. 다이오드의 전압 강하 Vf의 변화는 기껏해야 수백㎶이고, 입력 게이트 전압의 변화도 작으므로, 하나의 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1에서는, 방전 전류 I1의 큰 변화를 얻을 수 없다.
이에 대하여, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 상술한 바와 같이, 감지용 NMOS 트랜지스터 MN1은, 직접 콘덴서 C2를 방전시키지 않고, 전류원 부하 PMOS 트랜지스터 MP1이 접속되어, 감지 증폭기 회로(31)를 구성하고 있다. 그 출력 전류 I1은, 전류 미러를 이용한 전류-전압 변환 회로(32)에 의해 전압으로 변환되고, 이에 의해 방전 회로(33)가 구동된다. 따라서, 출력 전압을 넓은 입력 전압 범위에서 직선적으로 변화시킬 수 있어, 넓은 다이내믹 범위를 확보할 수 있다.
또한, 종래의 센서 장치에서 고감도화·다이내믹 범위의 확대를 실현하고자 하면, 축적 콘덴서 C2의 용량을 조정하는 것을 생각할 수 있다. 즉, 축적 콘덴서 C2의 용량을 작게 하면, 작은 입력 전압 범위에서 큰 감도를 얻을 수 있다. 그러나, 여기서는 입력 전압이 높아지게 되면 용이하게 출력 전압이 포화되게 된다. 또한, 축적 콘덴서 C2의 용량을 크게 하면, 높은 입력 전압 범위까지 출력 전압을 포화시키지 않도록 할 수 있지만, 이것은 반대로 작은 입력 전압 범위에서의 감도를 희생시키게 된다.
이에 대하여, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 전류 미러를 이용한 전류-전압 변환 회로(32)에 의해 얻어지는 전압, 및 저항 R에 의해, 방전 전류 I3이 선형적으로 제어된다. 따라서, 콘덴서 C2의 용량을 크게 하지 않고 센서 출력의 선형성을 향상시킬 수 있어, 고감도화·넓은 다이내믹 범위를 실현할 수 있다.
두번째는, 축적 콘덴서 C2를 충전하는 충전 회로에서 발생하는 누설 전류에 의한 영향을 제거하기 위한 피드백계의 유무이다. 즉, 종래의 측정 회로에서는, 축적 콘덴서 C2가 방전에 의해 전위가 저하되었을 때에, NMOS 트랜지스터 MN5의 누설 전류가 커지고, 이 누설 전류가 축적 콘덴서 C2의 전위 저하를 방해한다. 이에 의해 고입력 전압 영역에서의 출력 전압 포화값이 충분히 낮아지지 않는 원인이 되고 있다.
이에 대하여, 본 실시예에 따른 센서 장치에서, 콘덴서 C2의 단자 N4의 전압이 저하되었을 때에, 충전용 NMOS 트랜지스터 MN5의 누설 전류가 커지게 되고, 이것이 단자 N4의 전압 저하를 방해하는 것은, 종래와 다르지 않다. 그러나, 본 실시예에 따른 센서 장치에서는, 상술한 바와 같이, 누설 전류의 영향에 의해 단자 N4의 전압이 저하되면, NMOS 트랜지스터 MN12의 컨덕턴스가 저하되어, 단자 N3의 전압을 상승시키는 피드백계를 갖고 있다. 이 피드백계의 작용에 의해, 방전회로(33)에 의한 콘덴서 C2의 방전 전류는 증가되어, 단자 N4의 전압 저하는 가속된다. 이에 의해, 높은 입력 전압의 영역에서도 콘덴서 C2의 단자 N4를 충분히 낮은 레벨까지 저하시킬 수 있어, 다이내믹 범위의 확대가 도모된다.
다음으로, 도 8은, 도 1에서의 감지 증폭기 회로(31)의 구성을 변형한 실시예이다. 본 실시예에서는, 감지 증폭기 회로(31)에 바이폴라 트랜지스터를 이용하고 있다. 베이스와 콜렉터를 출력 신호선 y에 접속하고, 에미터를 접지한 npn 트랜지스터 Q1은, 출력 신호선 y에 얻어지는 센서 전류 I0을 전압 V0으로 변환하는 다이오드로서 동작한다. 이 트랜지스터 Q1과 전류 미러 회로를 구성하는 npn 트랜지스터 Q2와, 그 콜렉터에 접속된 전류원 PMOS 트랜지스터 MP1에 의해, 전압 V0은 전류 I1로 변환된다.
전압-전류 변환 회로(32)는, 트랜지스터 Q2의 콜렉터에 의해 게이트가 구동되는 NMOS 트랜지스터 MN14와, 그 드레인측에 설치된 전류원 PMOS 트랜지스터 MP2와, 소스측에 부하 소자로서 병설된 NMOS 트랜지스터 MN11, MN12를 갖는다.
또한, 본 실시예에서는 앞의 실시예와 같은 정전류원 NMOS 트랜지스터 MN0을 이용하지 않고, 적외선 입사에 의한 다이오드 온도 상승 ΔTd에 의해 발생하는 센서(1)에서의 다이오드 전류 I0의 변화를, 직접 트랜지스터 Q1의 전압 변화로 하여, 즉 트랜지스터 Q2의 콜렉터·에미터 전류 I1의 변화로서 추출하고 있다. 이 때문에, 센서(1)의 다이오드의 전압 강하를 검출하지 않아도 되고, 따라서 다이오드를 직렬 접속할 필요도 없어진다. 이에 의해, 센서(1)의 면적을 축소할 수 있고, 또한 드라이버(2)의 전원 전압을 낮게 하여, 소비 전력을 억제할 수 있다.
본 실시예의 감지 증폭기 회로(31)도, 출력 전류 I0의 변화에 응답하는 출력 전류 I1을 내보낸다. 그리고 이 전류 I1이 전류-전압 변환 회로(32)에 의해 앞의 실시예와 마찬가지로 전압으로 변환되어, 방전 회로(33)의 제어가 행해진다. 본 실시예의 회로에 의해서도, 앞의 실시예와 마찬가지의 이유로, 출력 전류 I0의 변화와 콘덴서 C2의 전하량의 변화는 선형성이 양호해진다.
본 실시예의 감지 증폭기 회로(31)에 이용되는 바이폴라 트랜지스터 Q1, Q2는, 센서 어레이와 동일한 기판(10)에, 도 9a 혹은 도 9b의 구조로 형성할 수 있다. 도 8은, n형 콜렉터층(21), 이 n형 콜렉터층(21) 내에 형성된 p형 베이스층(22), 이 p형 베이스층(22) 내에 형성된 n+형 에미터층(23)을 구비하여 구성되는 종형 트랜지스터를 도시하고 있다. 도 9는, p형 베이스층(24) 내에, n+형 콜렉터층(25)과 n+형 에미터층(26)을 형성한 횡형 트랜지스터를 도시하고 있다.
여기까지의 실시예에서는, 센서 어레이로서, 비냉각형 적외선 센서 어레이를 설명하였지만, 본 발명의 회로는 다른 각종 센서에도 적용할 수 있다. 예를 들면, 도 10은 DNA 센서를 도시하고 있다. DNA 센서(DNA 칩)는, 유전자 등의 염기 배열을 검출하기 위해 이용되는 것으로, 그 구조는 예를 들면 미국 특허 제5,776,672호 명세서, 미국 특허 제5,972,692호 명세서 등에 상세히 설명되어 있다.
각 셀은, 프로브 전극(101)과, 그 3변에 대향하는 대향 전극(102), 나머지 1변에 대향하는 참조 전극(103)을 갖는다. 용액 중에 배치되는 센서는, 포텐시오스태트(104)에 의해, 대향 전극(102)과 참조 전극(103)에 전압을 인가하여, 프로브전극(101)과 참조 전극(103) 사이의 전압을 고정할 수 있도록 되어 있다. 프로브 전극(101) 상에는, 다종의 DNA 프로브가 단일쇄 상태로 접착되어 있고, 검체(檢體) DNA를 적하(滴下)했을 때에, 이것이 DNA 프로브와 동일한 염기 배열인 경우에만 이중쇄를 형성하는 것을 이용하여, 검체 DNA를 판정하게 된다.
구체적으로는, 도 11에 도시한 바와 같이, 프로브 전극(101) 상에 접착한 DNA 프로브에, 검체 DNA를 적하하면, 이들이 동일한 염기 배열인 경우에 이중쇄를 형성한다. 또한 여기에 어떤 종류의 삽입제(揷入劑) 분자를 첨가하면, 이것이 이중쇄에 결합한다. 이 상태에서, 수직 주사 레지스터(105)와 수평 주사 레지스터(106)에 의해 선택된 셀의 프로브 전극(101)에 전압을 인가하면, 전기 화학 반응에 의해 삽입제인 전자가 프로브 전극으로 유입되어 전류가 흐른다.
이에 의해, 도 10의 행렬 신호선 x, y 중, 수평 주사 레지스터(106)에 의해 선택되는 신호선 y에 출력 전류가 흐른다. 이 출력 전류를, 데이터선 DL에 접속된 검출 회로(107)에서 검출함으로써, 검체 DNA를 판정할 수 있다. 데이터선 DL로부터 추출되는 출력 전류를 도 1 또는 도 8에 도시하는 전류 I1로 하고, 검출 회로(107)를 도 1 혹은 도 8에서 설명한 검출 회로(3)와 마찬가지의 구성으로 함으로써, 고정밀도의 측정이 가능해진다.
또한, 상기 실시예에서는, 센서(1)에서 발생한 전압 강하에 기초하여 콘덴서 C2에 충전된 전하를 방전시키고, 그 콘덴서 C2에 남은 전하에 의한 전압을 판독함으로써, 적외선상을 생성하는 것으로서 설명하였다. 이에 대하여, 콘덴서 C2의 초기 상태를 전하 제로로 하여, 센서(1)에서 발생한 전압 강하에 기초하여 콘덴서 C2에 전하를 충전하여, 그 콘덴서 C2에 축적된 전하에 의한 전압을 판독함으로써, 적외선상을 생성할 수도 있다. 이 경우, 상기 실시예에 따른 센서 장치와 마찬가지의 구성으로 하고, 콘덴서 C2의 GND 전위 및 리세트 전위의 레벨을 마이너스로 하는 제어를 행한다. 이 제어에 의해, 예를 들면 도 1에서, NMOS 트랜지스터(13)의 개폐에 의해 제어되는 전류 I3은, 상기 실시예의 경우와는 역 방향으로 흐르게 되어, 충전 구조의 센서 장치를 실현할 수 있다.
본 발명에 따르면, 고감도와 넓은 다이내믹 범위의 양립을 가능하게 하는 검출 회로를 갖는 센서 장치를 제공할 수 있다.

Claims (20)

  1. 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치에 있어서,
    상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와,
    상기 전기 신호를 증폭하는 감지 증폭기 회로와,
    제1 단과 제2 단을 구비하고, 상기 제1 단에 상기 전기 신호에 기초하는 제1 전류를 출력하고 상기 제2 단에 상기 제1 전류에 대응하는 제2 전류를 출력하는 전류 발생 회로와,
    상기 제2 전류를 제1 전압으로 변환하는 전류-전압 변환 회로와,
    전하가 충전되는 콘덴서와 상기 콘덴서에 접속된 제1 부하 소자를 갖고, 상기 제1 전압에 기초하여 상기 제1 부하 소자를 통해 상기 콘덴서의 전하를 방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와,
    상기 제1 방전/충전 회로에 의한 상기 방전 또는 충전에 기초하는 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로
    를 포함하는 센서 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 콘덴서에 전하를 충전하거나 또는 상기 콘덴서로부터 전하를 방전하는 제2 방전/충전 회로와,
    상기 콘덴서와 상기 제2 방전/충전 회로 사이의 노드의 전위에 기초하여, 상기 제1 전압을 제어하는 제어 회로
    를 더 포함하는 센서 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 감지 증폭기 회로는, 상기 센서 어레이에 전기적으로 접속되며, 상기 전기 신호를 제2 전압으로 변환하는 5극관 영역으로 바이어스된 부하 MOS 트랜지스터와,
    상기 제2 전압이 게이트에 인가되는 감지용 MOS 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류 발생 회로는, 상기 감지용 MOS 트랜지스터의 드레인에 접속된 제1 전류원 부하 트랜지스터와,
    상기 제1 전류원 부하 트랜지스터와 함께 상기 전류 발생 회로를 전류 미러 회로로서 구성하며, 그 드레인을 상기 제2 단으로 하는 제2 전류원 부하 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류-전압 변환 회로는, 상기 제2 전류가 인가되는 제2 부하 소자를 갖는 센서 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2 부하 소자는, 고정의 게이트 바이어스가 인가되는 제1 NMOS 트랜지스터와, 이 제1 NMOS 트랜지스터와 병렬 접속되고 상기 콘덴서의 단자 전압에 의해게이트가 구동되는 제2 NMOS 트랜지스터를 갖는 센서 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 감지 증폭기 회로는, 콜렉터 및 베이스가 상기 센서 어레이에 전기적으로 접속되며, 에미터가 기준 전위에 접속되고, 상기 전기 신호를 제2 전압으로 변환하는 제1 바이폴라 트랜지스터와,
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터와 전류 미러 회로를 구성하며, 상기 제2 전압이 베이스에 인가되는 제2 바이폴라 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류 발생 회로는, 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 접속된 제1 전류원 부하 트랜지스터와,
    상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 게이트가 접속된 NMOS 트랜지스터와,
    상기 NMOS 트랜지스터의 드레인에 접속되며, 상기 제1 전류원 부하 트랜지스터와 상기 전류 발생 회로를 구성하는 제2 전류원 부하 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류-전압 변환 회로는, 상기 NMOS 트랜지스터의 소스에 접속된 제2 부하 소자를 갖는 센서 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2 부하 소자는, 고정의 게이트 바이어스가 인가되는 제1 NMOS 트랜지스터와, 이 제1 NMOS 트랜지스터와 병렬 접속되고 상기 콘덴서의 단자 전압에 의해게이트가 구동되는 제2 NMOS 트랜지스터를 갖는 센서 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 방전/충전 회로는, 상기 전류-전압 변환 회로의 출력에 의해 게이트가 구동되는 방전용/충전용 트랜지스터를 갖고,
    상기 제1 부하 소자는, 상기 방전용 트랜지스터의 소스와 기준 전위 단자 사이에 접속되는 저항인 센서 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 센서는 열전 변환 소자로서 다이오드를 이용한 적외선 센서인 센서 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 센서는, DNA 프로브와 검체 DNA와의 전기 화학적 반응에 의한 전류를 출력하는 DNA 센서인 센서 장치.
  10. 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치에 있어서,
    상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와,
    전하가 충전되는 콘덴서와,
    상기 콘덴서에 전하를 충전하거나 또는 상기 콘덴서로부터 전하를 방전하는 제2 방전/충전 회로와,
    상기 센서 어레이의 상기 전기 신호에 기초하는 구동 전압에 의해 구동되며, 상기 콘덴서의 전하를 방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와,
    상기 콘덴서와 상기 제2 방전/충전 회로 사이의 노드의 전위에 기초하여, 상기 구동 전압을 제어하는 제어 회로와,
    상기 제1 방전/충전 회로에 의해 방전 또는 충전된 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로
    를 포함하는 센서 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 센서는 열전 변환 소자로서 다이오드를 이용하는 적외선 센서인 센서 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 센서는 DNA 프로브와 검체 DNA와의 전기 화학적 반응에 의한 전류를 출력하는 DNA 센서인 센서 장치.
  13. 물리적 변화량 또는 화학적 변화량을 검출하는 센서 장치에 있어서,
    상기 물리적 변화량 또는 상기 화학적 변화량을 검출하여 전기 신호를 출력하는 센서가 배열된 센서 어레이와,
    상기 전기 신호를 증폭하는 감지 증폭기 회로와,
    제1 단과 제2 단을 구비하고, 상기 제1 단에 상기 전기 신호에 기초하는 제1 전류를 출력하고 상기 제2 단에 상기 제1 전류에 대응하는 제2 전류를 출력하는 전류 발생 회로와,
    상기 제2 전류를 제1 전압으로 변환하는 전류-전압 변환 회로와,
    전하가 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서에 접속된 제1 부하 소자를 갖고, 상기 제1 전압에 기초하여 상기 제1 부하 소자를 통해 상기 콘덴서의 전하를 방전하거나 또는 상기 콘덴서에 전하를 충전하는 제1 방전/충전 회로와,
    상기 콘덴서에 전하를 충전하거나 또는 상기 콘덴서로부터 전하를 방전하는 제2 방전/충전 회로와,
    상기 콘덴서와 상기 제2 방전/충전 회로 사이의 노드의 전위에 기초하여, 상기 제1 전압을 제어하는 제어 회로와,
    상기 제1 방전/충전 회로에 의한 상기 방전 또는 충전에 기초하는 상기 콘덴서의 전압 변화를 출력하는 출력 회로
    를 포함하는 센서 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 감지 증폭기 회로는, 상기 센서 어레이에 전기적으로 접속되며, 상기전기 신호를 제2 전압으로 변환하는 5극관 영역으로 바이어스된 부하 MOS 트랜지스터와,
    상기 제2 전압이 게이트에 인가되는 감지용 MOS 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류 발생 회로는, 상기 감지용 MOS 트랜지스터의 드레인에 접속된 제1 전류원 부하 트랜지스터와,
    상기 제1 전류원 부하 트랜지스터와 함께 상기 전류 발생 회로를 전류 미러 회로로서 구성하고, 그 드레인을 상기 제2 단으로 하는 제2 전류원 부하 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류-전압 변환 회로는, 상기 제2 전류가 인가되는 제2 부하 소자를 갖는 센서 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제2 부하 소자는, 고정의 게이트 바이어스가 인가되는 제1 NMOS 트랜지스터와, 이 제1 NMOS 트랜지스터와 병렬 접속되어 상기 콘덴서의 단자 전압에 의해 게이트가 구동되는 제2 NMOS 트랜지스터를 갖는 센서 장치.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 감지 증폭기 회로는, 콜렉터 및 베이스가 상기 센서 어레이에 전기적으로 접속되며, 에미터가 기준 전위에 접속되고, 상기 전기 신호를 제2 전압으로 변환하는 제1 바이폴라 트랜지스터와,
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터와 전류 미러 회로를 구성하며, 상기 제2 전압이 베이스에 인가되는 제2 바이폴라 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류 발생 회로는, 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 접속된 제1 전류원 부하 트랜지스터와,
    상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 게이트가 접속된 NMOS 트랜지스터와,
    상기 NMOS 트랜지스터의 드레인에 접속되며, 상기 제1 전류원 부하 트랜지스터와 상기 전류 발생 회로를 구성하는 제2 전류원 부하 트랜지스터를 갖고,
    상기 전류-전압 변환 회로는, 상기 NMOS 트랜지스터의 소스에 접속된 제2 부하 소자를 갖는 센서 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제2 부하 소자는, 고정의 게이트 바이어스가 인가되는 제1 NMOS 트랜지스터와, 이 제1 NMOS 트랜지스터와 병렬 접속되어 상기 콘덴서의 단자 전압에 의해 게이트가 구동되는 제2 NMOS 트랜지스터를 갖는 센서 장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 제1 방전/충전 회로는, 상기 전류-전압 변환 회로의 출력에 의해 게이트가 구동되는 방전용/충전용 트랜지스터를 갖고,
    상기 제1 부하 소자는, 상기 방전용 트랜지스터의 소스와 기준 전위 단자 사이에 접속되는 저항인 센서 장치.
  19. 제13항에 있어서,
    상기 센서는 열전 변환 소자로서 다이오드를 이용하는 적외선 센서인 센서 장치.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 센서는, DNA 프로브와 검체 DNA와의 전기 화학적 반응에 의한 전류를 출력하는 DNA 센서인 센서 장치.
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7332717B2 (en) * 2004-10-18 2008-02-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Infrared sensor and infrared sensor array
JP4372097B2 (ja) * 2005-12-27 2009-11-25 株式会社東芝 赤外線センサ、赤外線カメラ、赤外線センサの駆動方法および赤外線カメラの駆動方法
US20070235771A1 (en) * 2006-04-05 2007-10-11 Yan-Hsiu Liu Semiconductor image sensor and method for fabricating the same
WO2009041914A1 (en) * 2007-09-26 2009-04-02 Agency For Science, Technology And Research A biosensor and a method for determining the ohmic resistance of a sensing circuit of a biosensor
US7863909B2 (en) * 2008-03-04 2011-01-04 Synaptics Incorporated System and method for measuring a capacitance by transferring charge from a fixed source
JP4516625B1 (ja) * 2009-08-11 2010-08-04 正幸 安部 電子装置
KR101750990B1 (ko) 2010-10-04 2017-07-12 삼성디스플레이 주식회사 표시장치 및 이의 구동방법
CN102865927B (zh) * 2012-09-07 2015-05-27 北京空间机电研究所 一种基于交流耦合的tdi红外探测器信号处理系统
KR101456375B1 (ko) * 2013-04-18 2014-11-03 한국원자력연구원 내방사선 센싱장치
US9952097B1 (en) * 2016-10-25 2018-04-24 Institut National D'optique Infrared scene projector and conversion chip therefore
EP3746813A4 (en) * 2018-02-03 2021-08-11 Shenzhen Xpectvision Technology Co., Ltd. METHOD OF RECOVERING A RADIATION DETECTOR
CN112212987A (zh) * 2020-10-10 2021-01-12 江苏创芯海微科技有限公司 红外敏感单元及其阵列测温电路
CN113451422B (zh) * 2021-06-30 2023-06-06 中国科学技术大学 一种光电探测器的调节方法及其应用
TWI818596B (zh) * 2022-06-22 2023-10-11 嘉碩生醫電子股份有限公司 具有槽結構的剪切模式液相感測器、其製造方法及其使用方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5926217A (en) * 1993-07-27 1999-07-20 Drs Technologies, Inc. Focal plane array integrated circuit with individual pixel signal processing
FR2722635B1 (fr) * 1994-07-12 1996-08-23 Thomson Csf Semiconducteurs Circuit de suppression de courant d'obscurite de photodetecteur
US6300615B1 (en) * 1998-08-31 2001-10-09 Canon Kabushiki Kaisha Photoelectric conversion apparatus
US6704050B1 (en) * 1999-04-23 2004-03-09 Polaroid Corporation Active-pixel image sensing device with linear mode voltage to current conversion
US6348682B1 (en) * 1999-11-12 2002-02-19 Institute Of Microelectronics Photodetector circuit and methods
US6759657B2 (en) * 2001-03-27 2004-07-06 Kabushiki Kaisha Toshiba Infrared sensor
JP3866069B2 (ja) * 2001-09-26 2007-01-10 株式会社東芝 赤外線固体撮像装置
US6956417B2 (en) * 2003-11-21 2005-10-18 International Business Machines Corporation Leakage compensation circuit

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