JP3901898B2 - Cdma通信方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、ワイヤレス通信のためのCDMAシステムにおける拡散符号の使用法に関し、特に、フェージング環境での受信を改善するために複数の送信アンテナを有効に使用するように、ダウンリンクで伝送されるメッセージを符号化する方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
ワイヤレス通信システムにおける受信の品質は、送信アンテナと受信アンテナの間の伝搬チャネルにおけるゆらぎの結果として劣化することがある。この現象を「フェージング」という。理論的には、フェージング環境における受信は、通信リンクの送信端もしくは受信端またはその両方で複数のアンテナを使用することによって改善することができる。複数のアンテナは、リンクの両端の間に複数の独立なパスを設けることにより有効となることがある。このような独立のパスが存在することを「ダイバーシティ」という。
【0003】
最近では、CDMAシステムの容量およびデータレートを増大させるためにこのようなダイバーシティを応用することに関心がある。
【0004】
一般に移動電話システム、特にCDMAシステムに関して、経済的な制限に加えて空間的な制限により、移動局よりもむしろ基地局に複数のアンテナを設置することが実際的となる。CDMAシステムのアップリンク(すなわち、移動局から基地局へ)では、複数の基地局アンテナは実際にデータレートを改善し誤り確率を低減するために有効に使用される。しかし、ダウンリンク方向で所望のダイバーシティ利益を達成するのは困難となる。従来提案されている方式では、ダイバーシティ利得(すなわち、移動局における瞬間的な信号対ノイズ比の統計分布における改善による受信の改善)はほとんどないか、あるいは、あまりに多くの資源の消費を必要とするか、あるいは、既存のCDMA標準への実質的な変更を伴うものである。
【0005】
これらの従来提案されている方式の制限のうちのいくつかについて次の例で説明する。この例では、単純化された用語で、CDMA手続きによるベースバンドレベルでのデータシンボルの処理について説明する。ここでは、周知の手続きによるデータシンボルによる拡散符号の変調に焦点を当てる。使用される正確な拡散符号については、利得あるいはパルス形状については説明しない。当業者には認識されるように、これらの詳細は、符号化された信号を搬送波に乗せて送信する方法とともに、周知である。
【0006】
ここで説明する単純化された例では、2個のユーザのみがある。マルチパス効果のない物理伝搬チャネルを通じて1個の実数値スカラーデータシンボルを各ユーザへ送信することを扱う。これにより、各ユーザに対する1つのフェージング(すなわち、伝搬)係数が適当にモデル化される。
【0007】
図1において、基地局10は、実数値スカラーデータシンボルb1およびb2をそれぞれユーザU1(参照符号15.1)およびU2(参照符号15.2)へ送信する。ベクトルc1およびc2で表される2つの正規直交拡散符号を設ける。ここで説明する単純化された例では、データシンボルb1に符号c1を乗じ、データシンボルb2に符号c2を乗じる。
【0008】
一般的なCDMA通信では、単一の基地局アンテナがベクトル和b1c1+b2c2を送信する。ベクトル和のスカラー要素は、一般にチップレートと呼ばれるレートで連続的に送信される。この場合、U1における受信されるベースバンド信号はベクトルr1=h1(b1c1)+n1で与えられ、同様に、U2では、ベクトルr2=h2(b2c2)+n2で与えられる。ただし、h1およびh2はそれぞれ(添字はそれぞれのユーザに対応する)フェージング(すなわち、伝搬)係数であり、ベクトルn1およびn2はそれぞれの加法的受信機ノイズである。
【0009】
各移動局による受信信号の逆拡散は、数学的には、その基地局に属するそれぞれの拡散符号の複素転置の左乗算として表現される。この演算後、それぞれの受信信号d1およびd2は、d1=h1b1+ν1、d2=h2b2+ν2で与えられる。ただし、ν1=c1 +n1、ν2=c2 +n2であり、「+」は複素転置を表す。
【0010】
データシンボルを効果的に回復するためには、移動受信機は、関連するフェージング係数を、例えばパイロット信号の測定から知ることが有効である。また、この目的のためには、比較的高いチャネル利得(すなわち、関連するフェージング係数の絶対値)を有することが好ましい。この条件は一般には保証することはできない。以下で、ダイバーシティを用いて、信頼性の高い通信をサポートするのに十分なだけ瞬間的な信号対ノイズ比が高くなる可能性を増大させる例示的な方式について説明する。簡単のため、2つだけの送信アンテナがあり、数波長分の距離だけ離れており、ユーザへのそれぞれのパスがかなりの程度統計的に独立であると仮定する。
【0011】
この点に関して、フェージング係数は一定の量ではなく、適当な確率分布で確率的に記述されることに注意すべきである。ここでは、フェージング係数は、振幅がレイリー分布で位相が一様分布の複素ガウシアン変数であると仮定した場合のいくつかの解析的結果を示す。また、加法的受信機ノイズはゼロ平均複素ガウシアンであると仮定する。
【0012】
これらの仮定のもとで、個々のフェージング係数h1あるいはh2の2乗は、自由度2のカイ2乗分布に従う。2つの自由度は、フェージング係数の実部および虚部のそれぞれの2乗から生じる。一般に、M個の独立な、平均0、分散1のガウシアン確率変数の2乗和は、自由度Mのカイ2乗分布に従う。有効なフェージング係数の2乗和が自由度2Mのカイ2乗確率変数に比例する場合、ダイバーシティは「M重」であるという。ダイバーシティは、CDMA伝送において有効である。その理由は、ダイバーシティが増大すると、信号対ノイズ比の確率密度はその平均値付近に鋭いピークを有するからである。その結果、信号対ノイズ比が、信頼性のある通信が妨げられるほど低い値の範囲に入る可能性はほとんどなくなる。
【0013】
我々の単純化されたモデルで説明を続ける。2アンテナのアレイの各アンテナがベースバンド信号(1/21/2)(b1c1+b2c2)を送信すると仮定する。ただし、正規化因子(1/21/2)は、全送信パワーを単一のアンテナの場合と同じにすることを意味する。k番目の移動局(k=1,2)で受信される信号dkは、逆拡散後、dk=(1/21/2)(h1 (k)+h2 (k))bk+νで与えられる。この式で、h1 (k)およびh2 (k)は、それぞれ、アンテナ1およびアンテナ2からユーザ(すなわち、移動局)kへの複素ガウシアンチャネル利得である。ただし、ここでも、マルチパス効果はないと仮定している。記法を簡単にするため、逆拡散前の受信ノイズ項nおよび逆拡散後のノイズ項νからは添字k(すなわち、ユーザインデックス)を落とす。ここで、および以下の説明で、フェージング係数の添字はそれぞれのアンテナに関するものであり、それぞれのユーザに関するものではないことに注意すべきである。
【0014】
2つのアンテナが大きく離れている場合、それぞれのフェージング係数は統計的に独立であるため、それらの和(を1/21/2で正規化したもの)は、それぞれの1つと同じ統計分布を有する。その結果、この方式によるダイバーシティ利得はほとんどあるいは全くない。
【0015】
次に、図2において、ユーザ1(この図では参照符号20.1で表す)およびユーザ2(参照符号20.2で表す)にはそれぞれ、2つのアンテナのそれぞれに対するそれぞれの直交拡散符号が割り当てられ、従って全部で4個の符号があると仮定する。(アンテナはそれぞれ、この図では、参照符号25.1および25.2で表す。)この場合、アンテナm(m=1,2)で送信されるベースバンド信号は(1/21/2)(b1cm1+b2cm2)で与えられ、k番目の移動局における(逆拡散前の)受信信号rkは、rk=(1/21/2)[h1 (k)(b1c11+b2c12)+h2 (k)(b1c21+b2c22)]+nで与えられる。ユーザkはそれぞれベクトルc1kおよびc2kを逆拡散して、有効な受信信号dk (1)およびdk (2)を得る。これらは、dk (1)=(1/21/2)h1 (k)bk+c1k +n、dk (2)=(1/21/2)h2 (k)bk+c2k +nで与えられる。この式で、記号dk (1)およびdk (2)では、それぞれのユーザを下付き添字で示し、それぞれの拡散符号を上付き添字で示していることに注意すべきである。
【数1】
と定義することによって簡便な記法を導入する。すると、この行列記法では、逆拡散後の信号は
【数2】
で表される。
【0016】
2×1行列dkに左からh+を乗じてh+dk=(1/21/2)(|h1|2+|h2|2)bk+h+νを求めると、(ユーザkに対する)ダイバーシティ利得が得られる。記法を簡単にするため、この式からは上付き添字(k)を落としている。
【0017】
前の数学的表式は、簡潔にするために選択された特定の正規化で定式化されていたことに注意すべきである。当業者には認識されるように、例えば、加法的ノイズの分散が1になるような特定の有用性のある別の正規化もある。
【0018】
(|h1|2+|h2|2)の統計分布は自由度2Mが4のカイ2乗分布であるため、単一アンテナの場合に比べて2重ダイバーシティ利得が得られる。実際、この利得は、一方のユーザが他方のユーザシンボルを復号することを必要とせずに達成される。
【0019】
しかし、このダイバーシティ利得を達成するにはかなりの不利益を伴う。すなわち、ユーザあたり2つの拡散符号がなければならない。一般的には、M個の送信機アンテナがある場合、ユーザあたりM種類の符号がなければならない。利用可能な符号の総数が制限されている場合、単一アンテナの場合に比べてM分の1のユーザ数しか同時にサポートすることすることができない。
【0020】
【発明が解決しようとする課題】
従って、複数の送信機アンテナを使用するときに、ユーザあたりに割り当てなければならない符号の数における不利益をあまり受けずに、ダイバーシティ利益を十分に達成する方式が必要とされている。
【0021】
【課題を解決するための手段】
本発明は、そのような方式を実現する。
【0022】
本発明の方式について説明するために、まず、上記のように、単純化されたモデル、すなわち、2個の送信機アンテナおよび2個のユーザがあり、送信されるデータシンボルが実数値である場合を考える。(上記のように、この単純化されたモデルではマルチパス効果はないとする。後述のように、本発明の方式は、マルチパス伝搬環境に適用されるように直ちに拡張される。)
【0023】
図3において、アンテナ1(参照符号25.1で表す)は信号(1/21/2)(b1c1+b2c2)を送信し、アンテナ2(参照符号25.2で表す)は信号(1/21/2)(b2c1−b1c2)を送信する。このように、拡散符号は2個しか使用していないが、2つの符号はユーザ1宛のデータシンボルのために使用されるとともに、これらの2つの符号はユーザ2宛のデータシンボルのためにも使用される。(この図では、ユーザはそれぞれ参照符号20.1および20.2で表す。ユーザkは、それぞれの拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して、次式で与えられる受信信号dk (1)およびdk (2)を得る。
【数3】
【0024】
ベクトルdkおよびνを上記のように定義し、フェージング係数を次式のように行列Hにまとめる。
【数4】
記法を簡単にするため、ここでは、およびこの説明の残りの部分では上付き添字(k)を落とす。Hの第k列をベクトルhk(k=1,2)で表し、H+の第k行をベクトルhk +(k=1,2)で表す。すると、受信信号ベクトルdkからシンボルbk(k=1,2)を回復するためには、受信機は、dkに、ベクトルhkの共役転置を左乗算し、その結果の実部をとる。すなわち、Re(hk +dk)=(1/21/2)(|h1|2+|h2|2)bk+Re(hk +ν)、を計算する。すると、シンボルbkは、周知のCDMA信号処理技術に従って、ハード(硬判定)復号またはソフト(軟判定)復号することができる。
【0025】
図3において、H+の第1行を用いたシンボル回復はブロック30.1および35.1によって表され、H+の第2行を用いたシンボル回復はブロック30.2および35.2によって表される。
【0026】
ここまでは、与えられたユーザが他のユーザ宛のシンボルを知る必要がないような2重ダイバーシティ符号化方式について説明した。ユーザkは、拡散符号c1およびc1のそれぞれを用いて生の受信信号を逆拡散し、逆拡散された信号にH+の第k行を左乗算し、その結果として得られるスカラーの実部をとる。この方式の1つの利点は、追加の拡散符号が不要であることである。(しかし、後で理解されるように、この方式のある拡張は、対応するユーザ数より多くの拡散符号を必要とすることがある。)
【0027】
上記の方式は、K個のユーザ(ただし、Kは2より大きい偶数)用に直ちに拡張される。ユーザkをユーザk+1と対にして、ユーザの対をK/2個形成する(k=1,3,5,...,K−1)。アンテナ1では、信号
【数5】
を送信し、アンテナ2では、信号
【数6】
を送信する。各移動局ユーザは、対になっている相手と共有する2個の拡散符号で着信信号を逆拡散する。逆拡散された信号の処理は上記と同様である。
【0028】
上記の方式は、2個の送信機アンテナがあり、1つのユーザグループあたり2個のユーザがあり、データシンボルbkが実数値である場合に適用される。実際には、本発明の技術は、より多くの送信機アンテナや、2個より多くのユーザからなるグループにも適用されるように拡張することができる。本発明の技術は、データシンボルが複素数値の場合にも適用されるように拡張することも可能である。このような拡張については後述する。
【0029】
なお、今のところ、各送信アンテナから各ユーザまでに有効なパスはただ1つしかないと仮定していることに注意すべきである。後で理解されるように、本発明の方法は、各アンテナから各ユーザまでにマルチパスがある場合(一般に、遅延拡散を伴う)にも直ちに拡張される。
【0030】
このように、本発明の第1の特徴によれば、1個以上のユーザグループに編成されたユーザへデータシンボルのセットをCDMA送信する方法が実現される。各ユーザグループは、拡散符号のグループ(「符号グループ」という。)と対にされる。与えられたユーザグループのそれぞれのユーザ宛の各データシンボルセットは、複数の相異なる信号系列の形式で送信される。これらの各信号系列は、複数の送信アンテナのうちの相異なる1つからそれぞれ送信される。各信号系列は、対応する符号グループに属する拡散符号系列の線形結合である。これらの線形結合のそれぞれにおいて、現れる各拡散符号系列はスカラー係数を有する。これらの各スカラー係数は、関連するデータシンボル(すなわち、与えられたユーザグループのユーザ宛のデータシンボル)の、または、関連するデータシンボルの複素共役の、線形結合である。
【0031】
本発明の第2の特徴によれば、これらのセットに属するデータシンボルをCDMA受信する方法が実現される。与えられたユーザグループに属するユーザは、その与えられたユーザグループと対にされた符号グループの各拡散符号系列を用いて、受信信号系列を逆拡散する。その結果として得られるそれぞれの逆拡散されたスカラー信号値の線形結合を形成する。この線形結合における各スカラー信号値はスカラー係数を有する。これらの各スカラー係数は、フェージング係数の、または、フェージング係数の複素共役の、線形結合である。この演算の系列の結果は、所望のデータシンボルに比例する。
【0032】
【発明の実施の形態】
以下の説明では、Mは送信アンテナの数を表し、Kはユーザの総数を表し、Lは使用される拡散符号の総数を表す。
【0033】
本発明によれば、上記の方法は、2個より多くの送信アンテナ、および、(1つのユーザグループあたり)2個より多くのユーザに拡張することができる。しかし、いくつかの制約がある。
【0034】
拡散符号の総数Lは、ユーザの総数K以上でなければならない。拡散符号の使用を節約するため、これらの数は可能なかぎり等しくすると有利である。アンテナ数Mが2のとき、上記のように、L=Kとすることが可能である。しかし、2個より多くのアンテナがある場合には必ずしもこの通りになるとは限らない。
【0035】
図4を参照して、前の例(データシンボルが実数値であることが重要である)に戻って、送信されるデータシンボル40を、次式で定義される行列Bにまとめ、使用される拡散符号系列45をC=[c1 c2]で定義される行列Cにまとめる。
【数7】
拡散符号系列の長さがPである場合、(ベースバンド表現で)送信される信号50は、S=CBで与えられるP×2行列Sとして表される。(簡単のため、ここでは、定数の正規化因子は省略している。)Bの第k列は、k番目のアンテナから送信するために符号化されるデータシンボルを含み、Sの第k列は、k番目のアンテナから送信される拡散されたシンボルである。Sの第i行は、符号系列のチップiにおけるそれぞれのアンテナに対する信号のベースバンド表現である。
【0036】
図5において、移動局ユーザ60で受信される生のベースバンド信号55はベクトルSh+nであり、これはベクトルCBh+nに等しい。(物理伝送チャネルの性質をベクトルhで表している。)この信号は、C+(これは、
【数8】
とも書くことができる)を左乗算することによって逆拡散される。すなわち、C+(Sh+n)=Hb+νである。(ここで、定義
【数9】
と、Bh=Hbという重要な事実を用いた。)最後に、k番目の移動局ユーザは、上記のように、逆拡散された信号にH+の第k行を左乗算してその実部をとることにより、シンボルを復号する。
【0037】
次に、アンテナ数が2より大きいときに、送信されるデータシンボルに対する符号化、逆拡散、および回復に対するこれらの関係を実数値データシンボルに適用することができるように、行列BおよびHを構成する規則について説明する。
【0038】
K個のユーザを、それぞれK′個のユーザを含むK/K′個のユーザグループにまとめ、各ユーザグループに、L′個の拡散符号を割り当てるとする。ただし、L′はK′以上である。(与えられたアンテナ数に対して、L′はできるだけK′に近くするのが好ましい。)
【0039】
それぞれの送信アンテナからk番目の移動局ユーザへのM個のフェージング係数を、次式のようにベクトルhで表す。(上記のように、ユーザインデックスkを示す上付きまたは下付きの添字は記法を簡単にするため省略する。)
【数10】
与えられたユーザグループのそれぞれのユーザ宛のK′個のデータシンボルを、次式のようにベクトルbで表す。
【数11】
【0040】
Bを、その各成分がデータシンボルのある線形結合であるL′×M行列とし、Hを、その各成分がフェージング係数のある線形結合であるL′×K′行列とする。
【0041】
規則1: 行列HのK′個の列の各列は、ベクトルhにL′×M行列Ai(H生成行列という。)を左乗算することによって生成される。すなわち、H=[A1h A2h ... AK'h]である。なお、ここで説明している例ではH生成行列は実行列であるが、他の可能性を排除するものではない。
【0042】
規則2: 各H生成行列Aiは、関係式Ai TAi=Iを満たす。ただし、IはM×M単位行列である。また、i≠jの場合、Ai TAjは歪対称行列である(すなわち、Ai TAj=−(Ai TAj)T)。
【0043】
規則3: 行列BのM個の列の各列は、ベクトルbにL′×K′行列〜Ai(B生成行列という。)を左乗算することによって生成される。すなわち、B=[〜A1b 〜A2b ... 〜AMb]である。
【0044】
規則4: 各B生成行列は、H生成行列と同じく、歪対称性と、転置行列が逆行列になる性質とを有する。さらに、〜Aiの第j列は、行列Ajの第i列と同じである。
【0045】
規則1〜4の1つの重要な結果は、Bh=Hbとなることである。さらに、HTH=(h1 2+h2 2+・・・+hM 2)Iであり(ここでIはK′×K′単位行列である)、BTB=(b1 2+b2 2+・・・+bK' 2)Iである(ここでIはM×M単位行列である)。
【0046】
規則1を適用し、H生成行列が実行列であるとき、HTH=(h1 2+h2 2+・・・+hM 2)Iという性質は、Re(H+H)=(|h1|2+|h2|2+・・・+|hM|2)Iというさらなる性質の十分条件である。後者の性質は、上記のように、シンボル回復にとって重要である。
【0047】
もう1つの重要な結果は、B生成行列はH生成行列から直ちに導出され、その逆も同様であることである。
【0048】
さらにもう1つの重要な結果は、生成行列のセットが与えられると、送信機は直ちに行列Bを構成することが可能であり、受信機は(関連するフェージング係数を既に求めていると仮定すると)直ちに行列Hを構成することができることである。
【0049】
図6に、上記の規則1〜4に従ってB生成行列(参照符号70で表す)をかけることによってベクトルb(参照符号65で表す)から構成される行列Bを示す。このような行列Bが与えられると、送信される信号の行列Sは、上記のように、S=CBで与えられる。ただし、ここでは、C=[c1 c2 ... cL']である。(当業者には認識されるように、この表式は適当な正規化を含むべきであるが、ここでは簡潔にするために省略している。)行列Sの各列は、アンテナ75.1〜75.Mのそれぞれから送信される拡散されたシンボルを与える。
【0050】
一般に、CDMAシステムにおいてK個のユーザすべてに対するM重ダイバーシティを得るには、まず、符号グループの特定のサイズ(すなわち、1つのユーザグループあたりに割り当てられる拡散符号の数L′)を選択するのが有効である(上記のように、L′は、1つのユーザグループあたりのユーザ数K′以上でなければならない)。その後、上記のように、K個のユーザを、それぞれK′個のユーザを含むユーザグループに分け、各グループに、L′個の拡散符号を含む符号グループを割り当てる。各移動局ユーザは、どの拡散符号が自分の符号グループに属するかを知らなければならず、それに従って逆拡散を行わなければならない。逆拡散器は例えば周知のRake受信器である。一般に、K′個のユーザを含む完全なグループを形成しない残りのユーザにも、L′個の拡散符号を含む完全な符号グループを割り当てる必要がある。
【0051】
本発明の技術により理論的に達成可能なダイバーシティ利得は、フェージングに依存する信号対ノイズ比を用いて記述することが可能である。1アンテナの場合、この比は|h|2に比例する。2アンテナの場合、(|h1|2+|h2|2)/2に比例する。そして、Mアンテナの場合、(|h1|2+・・・+|hM|2)/Mに比例する。これらの各場合で比例定数は同一である。
【0052】
単純な復号アルゴリズムを有するM重ダイバーシティ送信機信号を設計するためには、行列Bの設計から始めることも、あるいは、行列Hの設計から始めることも可能である。少なくともいくつかの場合には、行列Hの設計から始めるのが有効である。その理由は、移動局(すなわち、受信器)は一般に、処理電力および複雑さに対する制約が最も厳しいからである。図7に、ブロック80で、行列Hを入力として与えることによって開始される信号設計手続きを示す。
【0053】
例えば、行列
【数12】
は、L′=K′=M=4(重)ダイバーシティ方式を実現するために有効である。(なお、この行列の各列は、関連するすべてのフェージング係数の置換に、+1または−1を乗じたものからなる。H行列は必ずしも常にこの形である必要はないが、一般に、このような形が有効であることが多い。)
【0054】
行列Bを構成するため、まず、行列HからA1,...,A4を導出して次式を得る。
【数13】
これから、次式を得る。
【数14】
これにより次式が得られる。
【数15】
【0055】
図7に示すように、ブロック85でH生成行列が導出され、ブロック90でB生成行列が導出され、ブロック95で行列Bが生成される。
【0056】
従って、4個のアンテナで送信されるS行列信号は次式のようになる。
【数16】
【0057】
図7に示すように、ブロック100で行列Sが構成される。
【0058】
このM=4ダイバーシティ方式をM=3個のアンテナに適合させるには、上記のH行列においてベクトルh4を0で置き換え、前と同様に処理する。その結果、行列Bは最後の列を失い、次のようになる。
【数17】
【0059】
このように、M=3であるかM=4であるかにかかわらず、L′=K′=4であり、従って、各移動局において3重または4重のダイバーシティを得るのに追加の拡散符号は不要である。
【0060】
M=3のときに、各移動局で3個のみの符号を逆拡散することによって3重ダイバーシティを得ることができるようにL′=K′=3とすることが可能であるかどうかと問うことが当然考えられる。その答えは、これは可能な解ではないというものである。この場合、行列Hは、列が3変数の直交デザインを形成する3×3正方行列であることが要求される。このようなデザインは存在しないことが知られている。実際、L′=K′=Mである正方デザインはM=2、4、または8の場合にのみ存在する。
【0061】
上記の例は、データシンボルb1,...,bK'が実数値であるときに適用可能である。次に、データシンボルが複素数値であるときに適用可能ないくつかの例について説明する。これらの例は、M>2の場合には追加の拡散符号(すなわち、L′>K′)を使用することが必要になることはあるが、M重ダイバーシティが実現可能であることを示す。複素シンボルに対応するために、行列Hは
H+H=(|h1|2+|h2|2+・・・+|hM|2)I
に従うことを要求する。
【0062】
まず、M=2とする。この場合、L′=K′=2として完全なダイバーシティを達成することができる。
【0063】
M=2の場合、行列
【数18】
は、H+Hに対する上記の条件を満たす。しかし、積
【数19】
から明らかなように、Hb=Bhとなるような行列Bはない。従って、その代わりに、上記の積のベクトルの第2成分の複素共役をとって、次式を得る。
【数20】
【0064】
この場合、送信信号は次式のようになることは明らかである。
【数21】
実数値シンボルの場合と同様に、移動局は受信ベースバンド信号を行列C+で逆拡散して、
【数22】
を得る。しかし、実数値シンボルの場合とは異なり、この結果の第2成分の複素共役をとって
【数23】
を得る。
【0065】
k番目のユーザは、H+の第k行を左から乗じることによってデータシンボルを抽出する。実シンボルの場合とは異なり、結果の実部および虚部の両方が情報を含む。これにより、L′=K′=M=2が達成される。
【0066】
次に、M=3、K′=3、およびL′=4の例示的な方式について説明する。この場合、3個のユーザを含むグループと、4個の拡散符号とを対にすることによって3重ダイバーシティが達成される。
【0067】
送信されるB行列は次式の通りである。
【数24】
移動局は、受信信号を行列C+で逆拡散した後、その結果のベクトルの第2、第3および第4成分をとって次式を得る。
【数25】
【0068】
明らかに、H+H=(|h1|2+|h2|2+|h3|2)Iであり、従って、所望の3重ダイバーシティが得られる。
【0069】
以上の説明では、各送信アンテナから受信局へはただ1つの有効なパスしか存在しないという伝搬モデルが成り立つと仮定している。複数のパスが効いてくる場合、一般にそれぞれのパスが、固有の時間遅延および固有のフェージング係数によって特徴づけられる。マルチパス受信に対する周知の技術を、上記の受信技術と容易に組み合わせることが可能である。
【0070】
例えば、各時間遅延が各アンテナからの1つのパスに等しく、各時間遅延が送信アンテナアレイからの1つのパスセットを定義するような場合、本発明の受信技術の簡単な拡張は、例えばRake受信器によって直ちに実現される。(これは、代替パスがアレイのサイズに比べて大きい空間的スケールで分かれている場合には合理的な仮定である。)この場合、逆拡散手続きを、各パスセットで受信される信号に個別に適用して、
【数26】
の形の複数の項(と、干渉およびノイズの項)が得られる。(すなわち、Rake受信器は、各時間遅延ごとに個別のH行列を実現する。)ここで、添字lはすべてのパスセットにわたる。シンボル回復は、上記と同様に、Hl +の必要な行をこれらの項のそれぞれにかけてその実部をとることによって実行される。その後、結果として得られた項をすべてのパスセットにわたって総和して、回復されたシンボルが得られる。
【0071】
【実施例】
図8は、上記のような技術を実行したときに、期待される信号対ノイズ比(SNR)の関数として、BPSK誤り確率について実行した理論的計算の結果を示すグラフである。受信データ信号のSNRよりもSNRが10デシベル高くなるように十分強いパイロット信号があると仮定している。この計算は、M、K、およびLがすべて1、2、および4に等しい場合について実行した。全送信パワーは各場合で同一である。
【0072】
例として、図から明らかなように、これらの条件下で、1%の誤り確率レベルで、1個のアンテナから2個のアンテナになると、SNRの有効利得は約5デシベルであり、1個のアンテナから4個のアンテナになると、有効利得は約7デシベルである。
【0073】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、複数の送信機アンテナを使用するときに、ユーザあたりに割り当てなければならない符号の数における不利益をあまり受けずに、ダイバーシティ利益を十分に達成する方式が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図1】基地局からユーザ(特に移動局)への伝送のためのCDMAシステムの概略ブロック図である。
【図2】従来技術の多重アンテナ送信システムの概略ブロック図である。
【図3】本発明の一実施例による2アンテナ送信システムの概略ブロック図である。
【図4】本発明の実施例による、送信される拡散符号系列、データシンボル、およびベースバンド信号行列の間の関係の概念図である。
【図5】本発明の実施例により、ベースバンド受信信号を逆拡散するプロセスの概念図である。
【図6】本発明の実施例による送信のためのベースバンド信号行列の構成の概念図である。
【図7】送信のためのベースバンド信号行列を構成する例示的手続きの流れ図である。
【図8】本発明の技術により通信される信号において、期待される信号対ノイズ比に対する誤り確率の理論的計算結果を示すグラフの図である。
【符号の説明】
10 基地局
15 ユーザ
20 ユーザ
25 アンテナ
40 データシンボル
45 拡散符号系列
50 送信信号
55 ベースバンド信号
60 移動局ユーザ
65 ベクトルb
70 B生成行列
75 アンテナ
Claims (10)
- それぞれ複数のデータシンボルからなる少なくとも1つのデータシンボルグループ(40)がユーザグループ内の複数のユーザ(20.1、20.2)へまとめて送信され、各データシンボルが特定のユーザを宛先とするCDMA通信方法において、
前記方法は、各データシンボルグループおよび各ユーザグループごとに、
i)複数の信号系列(50)を形成するステップであって、データシンボルに関連する情報を、全ての信号系列に共通する、少なくとも2つの拡散符号からなるグループを利用して拡散符号(45)で変調することにより、各信号系列を形成するステップと、
ii)搬送波周波数上に変調した後、複数の送信アンテナ(25.1、25.2)のそれぞれから前記複数の信号系列の各々を送信するステップとを有し、
前記各信号系列の形成は、前記共通するグループ内の全ての拡散符号を、送信されるべきシンボルと線形結合することを含むことを特徴とする、CDMA通信方法。 - 信号系列の形成は、少なくとも部分的には、行列の積S=CBによって記述され、行列Cの各列はそれぞれ異なる拡散符号系列であり、行列Bは、データシンボルまたはデータシンボルの複素共役に線形に関係する成分を有し、信号系列は行列Sの列に比例することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 行列Bの各成分は、データシンボルまたはデータシンボルの複素共役に、1、−1、または0を乗じたものであることを特徴とする請求項2に記載の方法。
- ユーザグループ内のユーザの数をKとし、それぞれのユーザ宛のデータシンボルをb1,...,bKとし、単位行列をIとして、行列Bは、式BTB=(b1 2+・・・+bK 2)Iを満たすことを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 2個の送信アンテナがあり、拡散符号の数は、データシンボルグループ内の相異なるデータシンボルの数に等しいことを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 複数のユーザグループがあり、
相異なる拡散符号グループがそれぞれのユーザグループに割り当てられ、
前記方法は、
各ユーザグループごとに、対応する拡散符号グループを使用して、各ユーザグループにそれぞれのデータシンボルグループを送信するステップをさらに有することを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 各データシンボルが特定のユーザを宛先とする、複数の送信アンテナからまとめて送信された1つのデータシンボルグループのうちから、少なくとも1つのデータシンボルが受信されるCDMA通信方法において、
前記方法は、
i)複数の共役な拡散符号からなる1つの拡散符号グループを用いて、受信されたベースバンド信号を逆拡散し、前記共役な拡散符号の各々に対応する逆拡散された合成信号を得るステップであって、前記逆拡散された合成信号の各々は、他のユーザを宛先とするデータシンボルに関連する成分と総和された、受信されるべきデータシンボルに関連する成分を含む、ステップと、
ii)シンボルを回復するステップとを有し、
前記シンボル回復ステップは、前記逆拡散された合成信号の成分又は前記逆拡散された合成信号の成分の複素共役を、結果として得られる線形結合が前記受信されるべきデータシンボルに比例する値となるよう線形結合するステップを含む、CDMA通信方法。 - 逆拡散された合成信号の成分の各々は、1つの逆拡散信号ベクトルの成分として表現され、
前記シンボル回復ステップは、少なくとも部分的には、前記逆拡散信号ベクトル、または、前記逆拡散信号ベクトルの1つ以上の成分の複素共役によって前記逆拡散信号ベクトルから導出されたベクトルと、別のベクトルとの乗算によって表現され、
前記別のベクトルの各成分は、送信アンテナに関連する少なくとも1つのフェージング係数、または、少なくとも1つの該フェージング係数の複素共役に線形に関係することを特徴とする請求項7に記載の方法。 - 前記シンボル回復ステップは、
前記逆拡散された合成信号の各成分にそれぞれの係数を乗算して総和することにより前記逆拡散された合成信号の成分のすべてからなる線形結合を形成するステップを含むことを特徴とする請求項7に記載の方法。 - 前記シンボル回復ステップは、
前記逆拡散された合成信号の少なくとも1つの成分の複素共役をとり、係数と、前記逆拡散された合成信号の複素共役な成分との少なくとも1つの積を含む線形結合を形成するステップを含むことを特徴とする請求項7に記載の方法。
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