JP3887016B2 - 閾値拡大ｆｍ復調器およびこれを具える受信機 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は90度の位相関係にあるＦＭ変調入力信号を受信する第１および第２入力端子および並びに復調ＦＭ信号を供給する出力端子を有するＦＭ復調器において、第１および第２入力端子並びに出力端子を有し、第１入力端子を前記ＦＭ復調器の第１入力端子に結合するとともに出力端子を前記ＦＭ復調器の出力端子に結合する位相比較器と、前記ＦＭ復調器の第２入力端子および前記位相比較器の第２入力端子間に結合され、同調周波数が制御される同調制御入力端子を具える第１可同調移相手段と、ループフィルタを具え前記位相比較器の出力端子から前記同調制御入力端子に至るフィードバック経路とを具えるＦＭ復調器に関するものである。
【０００２】
また、本発明はＲＦ段、ＩＦ段、ＦＭ復調器およびＬＦ段を具え、ＦＭ信号を受信する受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
上述したＦＭ復調器はヨーロッパ特許出願公開EP-A 574 083から既知である．このヨーロッパ特許出願では第１および第２に対応する並びに出力端子を有するＦＭ復調器が記載されている。これら入力端子には90度の位相関係を有するＦＭ変調入力信号が供給されている。この既知のＦＭ復調器では、第１および第２移相手段を同相兼直角位相入力端子および出力端子並びに同調周波数を制御する同調制御入力端子を有する多相フィルタに組合せるようにする。この多相フィルタの同相兼直角位相入力端子を第１および第２入力端子にそれぞれ結合するとともにこの多相フィルタの同相兼直角位相出力端子を第２および第１位相比較器の第２入力端子にそれぞれ結合する。第１および第２位相比較器の出力端子はフィードバック経路を経て多相フィルタの同調制御入力端子に結合する。この多相フィルタの同調周波数はこのフィードバック経路を経てＦＭ入力信号の瞬時周波数を追跡する。これがため、同調制御ループが達成される。第２移相手段、第２位相比較器および減算段を省略することによって、非対称ＦＭ復調器が得られるようになる。その理由はこれらの構成素子が特にそれ自体ＦＭ復調機能には重要ではないからである。この非対称ＦＭ復調器では、移相手段、位相比較器およびループフィルタを具える同調制御ループを同一とすることができる。ＦＭ復調器のＦＭ閾値は移相手段の帯域幅によってa.o.決定されるようになる。これがため、移相手段の帯域幅を減少すると、ＦＭ閾値が減少する。しかし、かかる減少は同調制御ループで不安定となり、従って既知のＦＭ復調器が実際の用途に不適当となる。
【発明の開示】
【０００４】
本発明の目的は同調制御ループの安定性が移相手段の帯域幅とはほぼ無関係となるようなＦＭ復調器を提供せんとするにある。
【０００５】
本発明ＦＭ復調器はベースバンドにトランスポーズされた前記第１可同調移相手段の逆振幅−周波数伝達特性にほぼ相当する振幅−周波数伝達特性を有する補償フィルタを前記フィードバック経路にさらに設けるようにしたことを特徴とし、これにより上記目的を達成する。
【０００６】
本発明は、ＦＭ入力信号の変調用の移相手段の伝達特性をベースバンドにトランスポーズされた移相手段の伝達特性に等しい伝達特性を有する低域通過フィルタによって概算することができる。これがため、この低域通過フィルタの伝達特性は同調制御ループの一部分となる。移相手段の帯域幅がループフィルタの帯域幅に近い値に低減すると、不安定性が生ずるようになる。本発明手段を用いることにより同調制御ループの移相手段の伝達特性は前記補償フィルタによってほぼ打消されるようになる。これがため、移相手段は最早同調制御ループの一部分とはならず、従って、同調制御ループの安定性は移相手段によって最早影響を受けなくなる。
【０００７】
本発明ＦＭ復調器の対称的な例は請求項２に記載された通りである。
この手段によって搬送周波数の高調波は減算段の出力側で自動的に打消されるようになる。多相フィルタの対称伝達特性は復調されたＦＭ信号の歪みを減少するために有利に用いられる。共振増幅器は一次帯域通過伝達特性を有する多相フィルタの集積化を容易とするものである。
【０００８】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項３に記載されている。
補償フィルタを追加することにより、同調制御ループの次数はループフィルタによって決まる。本発明手段を用いることによってＦＭ復調器の出力信号の振幅が同調制御ループの利得を低減させて同調制御ループの帯域幅を低減させることにより殆ど悪影響を受けないようにした一次同調制御ループを得ることができる。
【０００９】
本発明ＦＭ復調器の他の例は請求項４に記載されている。
この積分器はループフィルタの特定の達成例である。積分器を用いることにより、出力信号の振幅はループ帯域幅内にある変調周波数の同調制御ループの利得とはほぼ無関係となる。さらに、低い周波数での利得を極めて高くすることにより変調のない場合でも移相手段を正しく同調させることができる。
【００１０】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項５に記載されている。
本発明手段によって補償フィルタと組合せた積分器を得るための簡単な回路を提供することができる。かかる積分器と補償フィルタとの組合せは一次低域通過フィルタ、例えば請求項２に記載の共振増幅器を具える移相手段と共同して用いられる。
【００１１】
同調制御ループ、従ってＦＭ復調器の帯域幅を外部的に調整し得る本発明ＦＭ復調器の一例は請求項６に記載されている。
同調制御ループの帯域幅はループの利得を変化させることによって変更することができる。ＦＭ復調器では、このループ利得はＦＭ復調器に可変ループ利得を供給するとともに適切な制御信号を第１制御端子に供給する手段を追加することによって変化させることができる。この手段は、ループ利得の変化によって同調制御ループの帯域幅のみを変化させる際に、ＦＭ復調器の出力信号の振幅に悪影響を及ぼすことなく、積分器を具える一次同調積分器ループに特に有利である。
【００１２】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項７に記載されている。
この手段によって、移相手段の帯域幅を連続的に変化させることができる。移相手段の帯域幅のかかる連続的な制御させるためには、補償フィルタの伝達特性を適宜調整して移相手段の伝達特性を補償フィルタによって正しく補償し得るようにする。
【００１３】
本発明によるＦＭ信号を受信する受信機はＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項１，２，３，４，５，６または７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具えることを特徴とする。本発明ＦＭ復調器は受信機の信号対雑音比をa.o.改善するために受信機に有利に用いることができる。
【００１４】
本発明によれば、ＦＭ復調器の帯域幅を変化し得るようにしたＦＭ信号を受信する受信機は、ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項６に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第１制御端子に結合され、このＦＭ復調器の帯域幅を制御する復調器帯域幅制御手段を具えることを特徴とする。
【００１５】
本発明によれば、ＦＭ復調器の帯域幅を変化し得るようにしたＦＭ信号を受信する受信機は、ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第２制御端子に結合され、帯域幅制御信号を前記第２制御端子に供給する帯域幅制御手段を具えることを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は本発明ＦＭ復調器の第１例を示す。このＦＭ復調器は同相および直角位相関係にあるＦＭ入力信号を受信する第１入力端子（11）および第２入力端子（12）を具える。さらにＦＭ復調器はＦＭ復調器の復調されたＦＭ出力信号を供給する出力端子13を具える。また、ＦＭ復調器は第１入力端子が復調器の第１入力端子11の結合された出力端子が復調器の出力端子13に結合された位相比較器１と、復調器の第２入力端子12および位相比較器１の第２入力端子間に結合された第１可同調移相手段２を具える。この第１可同調移相手段２はその同調周波数を制御する同調制御入力端子17を具え、位相比較器１の出力端子はループフィルタ３および補償フィルタ５を具えるフィードバック経路を経て本発明による同調制御入力端子17に結合する。第１移相手段２の同調周波数はこのフィードバック経路を経てＦＭ入力信号の変調を追跡する。これがため、第１可同調移相手段２、位相比較器１、ループフィルタ３および補償フィルタ５を具える同調制御ループは同一とすることができる。
【００１７】
補償フィルタ５はベースバンドにトランスポーズされた前記第１可同調移相手段２の逆伝達特性にほぼ相当する伝達特性を有する。前述したヨーロッパ特許出願公開EP-A 574 083から既知のＦＭ復調器では、第１移相手段２の帯域幅を減少することによりＦＭ閾値の拡大を行っている。しかし、この帯域幅を減少することは、同調制御ループが不安定となり得ると云う事実のために、制限される。移相手段２の帯域幅が同調制御ループの帯域幅と同一の大きさを有する場合には、同調制御ループのリンギングまたは不安定性をも発生するようになる。これがため既知のＦＭ復調器はＦＭ閾値の拡大には不適当である。
【００１８】
ＦＭ入力信号に含まれる変調周波数に第１移相手段２が及ぼす影響はベースバンドにトランスポーズされた前記移相手段２の伝達特性を有するフィルタの影響とほぼ同様となる。本発明による補償フィルタ５を同調制御ループの設けることによって前記移相手段２の伝達特性を同調制御ループから有効に除去することができる。これがため、同調制御ループの安定性および次数は移相手段２の帯域幅とは無関係となり、同調制御ループの次数はループフィルタ３の次数によって決まる。図２および３は上述した補償の影響を示す。
【００１９】
図２は、第１移相手段２、本例では帯域通過フィルタの振幅対周波数特性の関係を示す。この第１移相手段２はＦｏの中心または同調周波数およびＢＷに等しい帯域幅を有する。
【００２０】
図３はベースバンドにトランスポーズされた第１移相手段２の振幅対周波数特性の関係を破線で示し、補償フィルタ５の振幅対周波数特性の関係を実線で示す。両曲線の積は周波数軸に閉口な水平ラインとなり、従って補償フィルタ５の振幅対周波数特性がベースバンドにトランスポーズされた第１移相手段２の振幅対周波数特性とは逆となることを示す。図３から明らかなように、補償フィルタ５は第１移相手段２のロールオフを補償する。これは前記追跡が第１移相手段２の帯域幅によって最早悪影響を受けないことを示す。従って第１移相手段２の帯域幅を減少することによって不安定性の危険なくＦＭ閾値を拡大することができる。
【００２１】
図４は本発明ＦＭ復調器の第２の例を示す。増幅器４をループフィルタ３に直列に配置する。しかし、増幅器４の位置は本質的なものではなく、これを同調制御ループの任意の箇所に設けることができ、かつ、同調制御ループに利得を設ける手段として用いることができる。ループフィルタ３はＦＭ変調された入力信号の変調の最低周波数よりも低いカット−オフ周波数を有する一次低域通過フィルタを具える。米国特許4,079,330に記載されているように、カット−オフ周波数の高い低域通過フィルタは、増幅器４の利得を減少することにより、同調制御ループの帯域幅を減少するだけでなく、同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対するＦＭ復調器の出力信号の振幅をも減少し、更には第１移相手段２の同調制御に対応する17に供給される信号に振幅をも減少する欠点を有する。これは、低域通過フィルタのカット−オフ周波数を高く選定し過ぎると云う事実に起因するものである。これがため、同調制御ループの帯域幅を減少することによって追跡性能を減少するようになる。斯様に追跡性能を減少することはＦＭ入力信号の搬送波が第１移相手段２の通過帯域の中央に最早位置せず、従って、通過帯域の傾斜を余分に減衰するようになることを意味する。これがため、信号電力、従って第１移相手段２の出力側の信号対雑音比を低減し、その結果ＦＭ復調器の信号対雑音比をも低減しする。これは、ループ帯域幅が減少してもＦＭ閾値を更には拡大しないことを意味する。
【００２２】
本発明によれば、ループフィルタ３はＦＭ変調された入力信号の変調の最低周波数よりも低いカット−オフ周波数を有する一次低域通過フィルタを具える。これがため、低域通過フィルタは積分器として機能する。一次ループの積分器はこのループの帯域幅が、同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対しＦＭ復調器の出力信号の振幅に悪影響を与えることなく、増幅器４の利得によって制御されると云う主な利点を有する。これは、ループ帯域幅がカーラジオの受信状態の変化に応答して例えばダイナミックに変化する箇所に適用する際に本質的な特徴となる。これがため、増幅器４の利得を低減することによりループ帯域幅が減少する際に、上記追跡が影響されず、第１移相手段２の出力信号の信号電力は同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対し減少しなくなる。これはループ帯域幅が低くなる際に低い変調周波数が高い変調周波数よりも通常強くなるため、特に有利である。従ってループ帯域幅が減少するとＦＭ閾値がさらに拡大されるようになる。更に、低い変調周波数での利得が比較的高いため、これら低い周波数での追跡が改善されるようになる。理想的な積分器の場合には、積分器の直流利得が極めて高いため、変調が行われない場合でも、ＦＭ入力信号の周波数を正確に追跡することができる。
【００２３】
本発明によれば、補償フィルタ５と一次低域通過フィルタ（または積分器）３を組合せることによって移相手段の帯域幅または同調制御ループの帯域幅のいずれか、あるいは両帯域幅をも互いに独立して減少し、ひいてはＦＭ閾値を拡大させることができる。図５は本発明ＦＭ復調器の第３例を示す。図１のＦＭ復調器は他の位相比較器６、第２移相手段７および減算段８を追加することによって対称ＦＭ復調器に拡大したものである。他の位相比較器６の第１入力端子を第２入力端子12に結合し、位相比較器１の出力端子を減算段８の第２入力端子に結合する。位相比較器１の出力端子を減算段８の第１入力端子に結合する。第２移相手段７は第１入力端子11および第２位相比較器６の第２入力端子間に結合する。第１および第２移相手段２，７の同調制御入力端子17および18の双方を減算段８の出力端子に結合する。復調器の構成を対称とすることによって、ＦＭ入力信号が正弦波信号である場合には、ＦＭ入力信号の搬送波周波数の高調波を減算段８の出力側で除去することができる。図示のＦＭ復調器のフィードバック経路は積分器３および補償フィルタ５の双方を具える。この組合せによって同調制御ループの次数をフィードバック経路の次数によって決めるようにする。このフィードバック経路が補償フィルタとは異なり積分器を具えるため、同調制御ループは一次となる。この積分器は、直流におけるその高利得のため移相手段２の同調周波数によってこの信号が変調されていない場合でもＦＭ入力信号の周波数を正確に追跡するようになる。
【００２４】
また、図５の実施例は可変ループ利得を提供する手段を具える。この可変ループ利得を提供する手段は可変利得段４の形態で実施し、この可変利得段の利得は可変利得段の利得制御入力端子を経て帯域幅制御信号を供給することにより制御し、この利得制御入力端子はＦＭ復調器の第１制御端子14を構成する。これにより同調制御ループの帯域幅、従って可能にはＦＭ復調器の帯域幅を外部的に制御する。可変ループ利得を提供する手段は種々の態様で実行することができる。即ち、可変利得段４は第１移相手段２の前後または入力端子11および位相比較器１の第１端子間にも設けることができる。実際上、図４の他のブロックの任意のものの利得を変化させて可変ループ利得を得ることができる。積分器３（または図４の低域通過フィルタ）および同調制御ループの補償フィルタ５の双方を設けることにより、同調制御ループの帯域幅を既知のＦＭ復調器の場合よりも広い範囲に亘って変化させることができる。その理由は補償フィルタ５を同調制御ループに加えることにより同調制御ループが移相手段２の帯域幅とは無関係とするからである。
【００２５】
第１および第２移相手段は多相フィルタ９の一部とすることができ、この多相フィルタ９はその同調周波数を中心とする対称帯域通過特性を有し、かつ、同相兼直角位相入出力端子を具えるとともに同調制御入力端子17を具える。これを第１および第２移相手段２，７を囲むブロック９で示す。斯様に同調周波数を中心とする対称帯域通過特性を有する多相フィルタを用いることによって非対称により生ずる歪みを防止することができる。かかる多相フィルタは米国特許4,914,408から既知である。多相フィルタに対する注意を引く解決策は米国特許5,220,686から既知のように共振増幅器である。
【００２６】
かかる共振増幅器は一次帯域通過特性を有する。可変ループ利得を提供する手段のような図５に示す手段および積分器（または図４の低域通過フィルタ）および補償フィルタの双方を同調制御ループに含めることは対称構成の例に限定されるものではなく、例えば図１および図４のＦＭ復調器に適用することができること勿論である。
【００２７】
図６は本発明ＦＭ復調器に用いる積分器および補償フィルタの組合せを示す。このＦＭ復調器は可同調一次帯域通過フィルタを移相手段として具える。かかる一次帯域通過フィルタを上述した共振増幅器とすることができる。かかる積分器および補償フィルタの組合せは可制御電流源43を具え、この可制御電流源43の電流は前後ＲＣフィルタの入力信号に比例して接合する。積分器および図５の補償フィルタは以下に説明するように組合せる場合には、かかるＲＣフィルタの入力信号は可変利得段４の出力信号となる。さらに、積分器および補償フィルタの組合せには電流源43に結合された抵抗42に直列に設けられたコンデンサ41を具えるＲＣフィルタを設ける。このＲＣフィルタは一次帯域通過フィルタのロールオフを補償するに好適な一次フィルタとする。この目的のため、抵抗42およびコンデンサ41の値の積によって決まるＲＣフィルタのカット−オフ周波数を一次帯域通過フィルタの帯域幅の１／２に等しくなるように選択する。ＲＣフィルタの出力信号は電流源43の両端間の電圧に比例し、この出力電圧を共振増幅器９の同調制御入力端子17に供給し得るようにする。図７において、電流源43の利得も利得制御端子14を経て制御可能とする。斯様にして可変ループ利得を提供する手段を積分器３および補償フィルタ５と組合せて図５のブロック３，４および５を簡単且つ有効に得るようにする。
【００２８】
図７は本発明ＦＭ信号を受信する受信機を示す。この受信機は周波数変調された入力信号を受けるＲＦ段10を具え、この入力信号をＩＦ周波数に変換するとともにＩＦ段20に通過させ、ここでこの信号をフィルタ処理し次いで前述したように第１制御端子14を具えるＦＭ復調器30に通過させるようにする。さらに、この受信機には第１制御端子14に結合され受信状態に応答してＦＭ復調器30の帯域幅を制御する復調器帯域幅制御手段50を設ける。良好な受信状態では、かかる帯域幅は高い変調周波数で良好に追跡し得るに充分な大きさに保持することができるが、悪い受信状態のもとでは、ＦＭ復調器30の変調された出力信号の干渉はＦＭ復調器30の帯域幅を減少することにより低減することができる。悪い受信状態とは、例えばＦＭ入力信号が（特に、ＦＭ入力信号の電界強度が低い際）雑音、強い隣接チャネルまたは多重経路からの干渉を受けることを意味するが、良好な受信状態とは、例えばＦＭ入力信号が“明瞭”で、干渉を殆どあるいは全く受けないことを意味する。ＦＭ復調器の帯域幅を自動制御するためには、復調器帯域幅制御手段50には受信状態の情報を含む信号を受信するための入力端子を設ける。この信号はＩＦ段20の電界強度出力端子により供給される電界供給されるに依存する信号とすることができ、またこれをＦＭ復調器の出力信号とすることができる。例えば、ＦＭ復調器の出力信号は悪い受信状態のもとでは、ＦＭ入力信号のオーディオ情報のみを含むようになる。これは、例えばオーディオ情報以上の周波数帯域に存在し得る出力信号の他の成分が干渉から発生し、この成分の電界強度は干渉の量の目安となる。これらの成分の強度を評価し、且つこれに従ってＦＭ復調器30の帯域幅を調整することにより、復調器の帯域幅を連続的に制御して干渉を減少することができる；干渉の強度が増大する場合には復調器の帯域幅は減少するか、またはその逆となる。復調器の帯域幅を制御する電界強度依存信号も同ように評価することができる。
【００２９】
また、ＦＭ復調器をパルス状雑音の除去に適用することができる。この目的のために、パルス状雑音が検出されると直ちにＦＭ復調器の帯域幅をほぼ零に減少する。この帯域幅の減少はパルス状雑音の持続幅中継続する。斯様に帯域幅を瞬時に零値に減少させることによってＦＭ復調器30の出力側の機能を“保持”する；即ち、帯域幅を零値に減少するため、ＦＭ復調器30の出力信号は一定値に保持される。斯様にして従来の受信機の場合のように、個別のミュート回路を用いることなく、干渉吸収回路をＦＭ復調器と組合せて用いることができる。かかる使用のため、例えばフィリップスTDA 1001またはTDA1592/1592型集積回路から既知のように、高域通過フィルタ兼検出回路を用いることによりパルス状雑音の検出に復調器帯域幅制御手段50を最適化することができる。
【００３０】
図７においては、他の制御手段60をＦＭ復調器30の第２制御端子15に結合し、この第２制御端子15を移相手段（図示せず）の帯域幅制御端子に結合する。これがため、この他の制御手段60によってＦＭ復調器30の移相手段の帯域幅を制御する。前述したように、移相手段の帯域幅を減少することによってＦＭ復調器30の出力側の信号対雑音比を改善する。さらに、これによって強力な隣接チャネルの影響を減少する。その理由はこのチャネルが移相手段の伝達特性の傾斜を減少するからである。しかし、斯様に移相手段の帯域幅を減少すると、特に高い変調周波数においてＦＭ復調器の出力側の歪みが増大するようになる。その理由は補償フィルタ５が移相手段の変調周波数に及ぼす影響のみをほぼ補償するからである。かかる歪みの増大にもかかわらず、帯域幅の減少によって聴取者の知覚のオーディオ品質をも増大する。その理由は移相手段の帯域幅が減少されない場合に存在する干渉にこの歪みが変換されるからである。従って、これら受信状態のもとで移相手段の帯域幅を減少させる必要がある。さもないと、重大な干渉が生ずるようになる。この目的のため、他の制御手段60には、ＦＭ復調器の出力側に結合され、またはＩＦ段20の電界強度出力端子に結合され、受信状態を表わす信号を受信する入力端子を設ける。この他の制御手段60は帯域幅制御手段50と同様ではなく、隣接するチャネルの干渉、多重経路の干渉または他の種類の干渉を検出する干渉検出器の形態とすることができる。
【００３１】
本発明は上述した例にのみ限定されるものではない。図２および図３は発明を明瞭とする例として示した。図３の２つの曲線の積は図示のような利得１で水平ラインとする必要はなく、このラインが水平である限り任意の値の利得とすることができる。
移相手段は使用される補償フィルタ５を提供する任意の次数および型のフィルタとすることができる。
【００３２】
フィードバックループにおける機能ブロックの順序は任意に選択することができる。さらに、数個のブロックを１つのブロックに組合せることができ、その１例を図６に示す。
ＦＭ復調器の出力信号の振幅は、位相比較器１の第２入力端子または両入力端子の前段にリミッタ（図示せず）を設けることによりＦＭ入力信号の振幅の変化とは無関係とすることができる。
【００３３】
同調制御ループに追加の低域通過フィルタ（図示せず）を設けて搬送波周波数の高調波を除去することができるが、これはＦＭ復調器の対称配置には必要ない。追加の低域通過フィルタを用いる場合には、この低域通過フィルタのカット−オフ周波数は不安定性を防止するために同調制御ループの帯域幅よりも高くなるように選択するのが好適である。
【００３４】
また、本発明受信機は本発明ＦＭ復調器を具えるが、復調器の帯域幅またはＦＭ復調器の移相手段の帯域幅を制御することはない。さらに、本発明受信機は図７に示すような復調器の帯域幅制御手段50および他の制御手段60の一方または双方を具える。その理由はこれら復調器の帯域幅制御手段50および他の制御手段60が互いに独立して作動し得るからである。
【００３５】
また、本発明受信機の帯域幅制御手段50および／または他の制御手段60には、第２同調器または第２ＦＭ復調器の出力のような受信状態に関する情報を含む他の情報源に結合された入力端子を設けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明ＦＭ復調器の第１例の構成を示すブロック図である。
【図２】第１移相手段の振幅対周波数特性を示すグラフである。
【図３】第１移相手段とともに使用する補償フィルタの振幅対周波数特性を示すグラフである。
【図４】本発明ＦＭ復調器の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明ＦＭ復調器の第３実施例の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明ＦＭ復調器に用いられる積分器および補償フィルタの組合せを示すブロック回路図である。
【図７】本発明受信機の一例を示すブロック回路図である。
【０００１】
本発明は90度の位相関係にあるＦＭ変調入力信号を受信する第１および第２入力端子および並びに復調ＦＭ信号を供給する出力端子を有するＦＭ復調器において、第１および第２入力端子並びに出力端子を有し、第１入力端子を前記ＦＭ復調器の第１入力端子に結合するとともに出力端子を前記ＦＭ復調器の出力端子に結合する位相比較器と、前記ＦＭ復調器の第２入力端子および前記位相比較器の第２入力端子間に結合され、同調周波数が制御される同調制御入力端子を具える第１可同調移相手段と、ループフィルタを具え前記位相比較器の出力端子から前記同調制御入力端子に至るフィードバック経路とを具えるＦＭ復調器に関するものである。
【０００２】
また、本発明はＲＦ段、ＩＦ段、ＦＭ復調器およびＬＦ段を具え、ＦＭ信号を受信する受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
上述したＦＭ復調器はヨーロッパ特許出願公開EP-A 574 083から既知である．このヨーロッパ特許出願では第１および第２に対応する並びに出力端子を有するＦＭ復調器が記載されている。これら入力端子には90度の位相関係を有するＦＭ変調入力信号が供給されている。この既知のＦＭ復調器では、第１および第２移相手段を同相兼直角位相入力端子および出力端子並びに同調周波数を制御する同調制御入力端子を有する多相フィルタに組合せるようにする。この多相フィルタの同相兼直角位相入力端子を第１および第２入力端子にそれぞれ結合するとともにこの多相フィルタの同相兼直角位相出力端子を第２および第１位相比較器の第２入力端子にそれぞれ結合する。第１および第２位相比較器の出力端子はフィードバック経路を経て多相フィルタの同調制御入力端子に結合する。この多相フィルタの同調周波数はこのフィードバック経路を経てＦＭ入力信号の瞬時周波数を追跡する。これがため、同調制御ループが達成される。第２移相手段、第２位相比較器および減算段を省略することによって、非対称ＦＭ復調器が得られるようになる。その理由はこれらの構成素子が特にそれ自体ＦＭ復調機能には重要ではないからである。この非対称ＦＭ復調器では、移相手段、位相比較器およびループフィルタを具える同調制御ループを同一とすることができる。ＦＭ復調器のＦＭ閾値は移相手段の帯域幅によってa.o.決定されるようになる。これがため、移相手段の帯域幅を減少すると、ＦＭ閾値が減少する。しかし、かかる減少は同調制御ループで不安定となり、従って既知のＦＭ復調器が実際の用途に不適当となる。
【発明の開示】
【０００４】
本発明の目的は同調制御ループの安定性が移相手段の帯域幅とはほぼ無関係となるようなＦＭ復調器を提供せんとするにある。
【０００５】
本発明ＦＭ復調器はベースバンドにトランスポーズされた前記第１可同調移相手段の逆振幅−周波数伝達特性にほぼ相当する振幅−周波数伝達特性を有する補償フィルタを前記フィードバック経路にさらに設けるようにしたことを特徴とし、これにより上記目的を達成する。
【０００６】
本発明は、ＦＭ入力信号の変調用の移相手段の伝達特性をベースバンドにトランスポーズされた移相手段の伝達特性に等しい伝達特性を有する低域通過フィルタによって概算することができる。これがため、この低域通過フィルタの伝達特性は同調制御ループの一部分となる。移相手段の帯域幅がループフィルタの帯域幅に近い値に低減すると、不安定性が生ずるようになる。本発明手段を用いることにより同調制御ループの移相手段の伝達特性は前記補償フィルタによってほぼ打消されるようになる。これがため、移相手段は最早同調制御ループの一部分とはならず、従って、同調制御ループの安定性は移相手段によって最早影響を受けなくなる。
【０００７】
本発明ＦＭ復調器の対称的な例は請求項２に記載された通りである。
この手段によって搬送周波数の高調波は減算段の出力側で自動的に打消されるようになる。多相フィルタの対称伝達特性は復調されたＦＭ信号の歪みを減少するために有利に用いられる。共振増幅器は一次帯域通過伝達特性を有する多相フィルタの集積化を容易とするものである。
【０００８】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項３に記載されている。
補償フィルタを追加することにより、同調制御ループの次数はループフィルタによって決まる。本発明手段を用いることによってＦＭ復調器の出力信号の振幅が同調制御ループの利得を低減させて同調制御ループの帯域幅を低減させることにより殆ど悪影響を受けないようにした一次同調制御ループを得ることができる。
【０００９】
本発明ＦＭ復調器の他の例は請求項４に記載されている。
この積分器はループフィルタの特定の達成例である。積分器を用いることにより、出力信号の振幅はループ帯域幅内にある変調周波数の同調制御ループの利得とはほぼ無関係となる。さらに、低い周波数での利得を極めて高くすることにより変調のない場合でも移相手段を正しく同調させることができる。
【００１０】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項５に記載されている。
本発明手段によって補償フィルタと組合せた積分器を得るための簡単な回路を提供することができる。かかる積分器と補償フィルタとの組合せは一次低域通過フィルタ、例えば請求項２に記載の共振増幅器を具える移相手段と共同して用いられる。
【００１１】
同調制御ループ、従ってＦＭ復調器の帯域幅を外部的に調整し得る本発明ＦＭ復調器の一例は請求項６に記載されている。
同調制御ループの帯域幅はループの利得を変化させることによって変更することができる。ＦＭ復調器では、このループ利得はＦＭ復調器に可変ループ利得を供給するとともに適切な制御信号を第１制御端子に供給する手段を追加することによって変化させることができる。この手段は、ループ利得の変化によって同調制御ループの帯域幅のみを変化させる際に、ＦＭ復調器の出力信号の振幅に悪影響を及ぼすことなく、積分器を具える一次同調積分器ループに特に有利である。
【００１２】
本発明ＦＭ復調器の一例は請求項７に記載されている。
この手段によって、移相手段の帯域幅を連続的に変化させることができる。移相手段の帯域幅のかかる連続的な制御させるためには、補償フィルタの伝達特性を適宜調整して移相手段の伝達特性を補償フィルタによって正しく補償し得るようにする。
【００１３】
本発明によるＦＭ信号を受信する受信機はＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項１，２，３，４，５，６または７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具えることを特徴とする。本発明ＦＭ復調器は受信機の信号対雑音比をa.o.改善するために受信機に有利に用いることができる。
【００１４】
本発明によれば、ＦＭ復調器の帯域幅を変化し得るようにしたＦＭ信号を受信する受信機は、ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項６に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第１制御端子に結合され、このＦＭ復調器の帯域幅を制御する復調器帯域幅制御手段を具えることを特徴とする。
【００１５】
本発明によれば、ＦＭ復調器の帯域幅を変化し得るようにしたＦＭ信号を受信する受信機は、ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第２制御端子に結合され、帯域幅制御信号を前記第２制御端子に供給する帯域幅制御手段を具えることを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は本発明ＦＭ復調器の第１例を示す。このＦＭ復調器は同相および直角位相関係にあるＦＭ入力信号を受信する第１入力端子（11）および第２入力端子（12）を具える。さらにＦＭ復調器はＦＭ復調器の復調されたＦＭ出力信号を供給する出力端子13を具える。また、ＦＭ復調器は第１入力端子が復調器の第１入力端子11の結合された出力端子が復調器の出力端子13に結合された位相比較器１と、復調器の第２入力端子12および位相比較器１の第２入力端子間に結合された第１可同調移相手段２を具える。この第１可同調移相手段２はその同調周波数を制御する同調制御入力端子17を具え、位相比較器１の出力端子はループフィルタ３および補償フィルタ５を具えるフィードバック経路を経て本発明による同調制御入力端子17に結合する。第１移相手段２の同調周波数はこのフィードバック経路を経てＦＭ入力信号の変調を追跡する。これがため、第１可同調移相手段２、位相比較器１、ループフィルタ３および補償フィルタ５を具える同調制御ループは同一とすることができる。
【００１７】
補償フィルタ５はベースバンドにトランスポーズされた前記第１可同調移相手段２の逆伝達特性にほぼ相当する伝達特性を有する。前述したヨーロッパ特許出願公開EP-A 574 083から既知のＦＭ復調器では、第１移相手段２の帯域幅を減少することによりＦＭ閾値の拡大を行っている。しかし、この帯域幅を減少することは、同調制御ループが不安定となり得ると云う事実のために、制限される。移相手段２の帯域幅が同調制御ループの帯域幅と同一の大きさを有する場合には、同調制御ループのリンギングまたは不安定性をも発生するようになる。これがため既知のＦＭ復調器はＦＭ閾値の拡大には不適当である。
【００１８】
ＦＭ入力信号に含まれる変調周波数に第１移相手段２が及ぼす影響はベースバンドにトランスポーズされた前記移相手段２の伝達特性を有するフィルタの影響とほぼ同様となる。本発明による補償フィルタ５を同調制御ループの設けることによって前記移相手段２の伝達特性を同調制御ループから有効に除去することができる。これがため、同調制御ループの安定性および次数は移相手段２の帯域幅とは無関係となり、同調制御ループの次数はループフィルタ３の次数によって決まる。図２および３は上述した補償の影響を示す。
【００１９】
図２は、第１移相手段２、本例では帯域通過フィルタの振幅対周波数特性の関係を示す。この第１移相手段２はＦｏの中心または同調周波数およびＢＷに等しい帯域幅を有する。
【００２０】
図３はベースバンドにトランスポーズされた第１移相手段２の振幅対周波数特性の関係を破線で示し、補償フィルタ５の振幅対周波数特性の関係を実線で示す。両曲線の積は周波数軸に閉口な水平ラインとなり、従って補償フィルタ５の振幅対周波数特性がベースバンドにトランスポーズされた第１移相手段２の振幅対周波数特性とは逆となることを示す。図３から明らかなように、補償フィルタ５は第１移相手段２のロールオフを補償する。これは前記追跡が第１移相手段２の帯域幅によって最早悪影響を受けないことを示す。従って第１移相手段２の帯域幅を減少することによって不安定性の危険なくＦＭ閾値を拡大することができる。
【００２１】
図４は本発明ＦＭ復調器の第２の例を示す。増幅器４をループフィルタ３に直列に配置する。しかし、増幅器４の位置は本質的なものではなく、これを同調制御ループの任意の箇所に設けることができ、かつ、同調制御ループに利得を設ける手段として用いることができる。ループフィルタ３はＦＭ変調された入力信号の変調の最低周波数よりも低いカット−オフ周波数を有する一次低域通過フィルタを具える。米国特許4,079,330に記載されているように、カット−オフ周波数の高い低域通過フィルタは、増幅器４の利得を減少することにより、同調制御ループの帯域幅を減少するだけでなく、同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対するＦＭ復調器の出力信号の振幅をも減少し、更には第１移相手段２の同調制御に対応する17に供給される信号に振幅をも減少する欠点を有する。これは、低域通過フィルタのカット−オフ周波数を高く選定し過ぎると云う事実に起因するものである。これがため、同調制御ループの帯域幅を減少することによって追跡性能を減少するようになる。斯様に追跡性能を減少することはＦＭ入力信号の搬送波が第１移相手段２の通過帯域の中央に最早位置せず、従って、通過帯域の傾斜を余分に減衰するようになることを意味する。これがため、信号電力、従って第１移相手段２の出力側の信号対雑音比を低減し、その結果ＦＭ復調器の信号対雑音比をも低減しする。これは、ループ帯域幅が減少してもＦＭ閾値を更には拡大しないことを意味する。
【００２２】
本発明によれば、ループフィルタ３はＦＭ変調された入力信号の変調の最低周波数よりも低いカット−オフ周波数を有する一次低域通過フィルタを具える。これがため、低域通過フィルタは積分器として機能する。一次ループの積分器はこのループの帯域幅が、同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対しＦＭ復調器の出力信号の振幅に悪影響を与えることなく、増幅器４の利得によって制御されると云う主な利点を有する。これは、ループ帯域幅がカーラジオの受信状態の変化に応答して例えばダイナミックに変化する箇所に適用する際に本質的な特徴となる。これがため、増幅器４の利得を低減することによりループ帯域幅が減少する際に、上記追跡が影響されず、第１移相手段２の出力信号の信号電力は同調制御ループの帯域幅内にある変調周波数に対し減少しなくなる。これはループ帯域幅が低くなる際に低い変調周波数が高い変調周波数よりも通常強くなるため、特に有利である。従ってループ帯域幅が減少するとＦＭ閾値がさらに拡大されるようになる。更に、低い変調周波数での利得が比較的高いため、これら低い周波数での追跡が改善されるようになる。理想的な積分器の場合には、積分器の直流利得が極めて高いため、変調が行われない場合でも、ＦＭ入力信号の周波数を正確に追跡することができる。
【００２３】
本発明によれば、補償フィルタ５と一次低域通過フィルタ（または積分器）３を組合せることによって移相手段の帯域幅または同調制御ループの帯域幅のいずれか、あるいは両帯域幅をも互いに独立して減少し、ひいてはＦＭ閾値を拡大させることができる。図５は本発明ＦＭ復調器の第３例を示す。図１のＦＭ復調器は他の位相比較器６、第２移相手段７および減算段８を追加することによって対称ＦＭ復調器に拡大したものである。他の位相比較器６の第１入力端子を第２入力端子12に結合し、位相比較器１の出力端子を減算段８の第２入力端子に結合する。位相比較器１の出力端子を減算段８の第１入力端子に結合する。第２移相手段７は第１入力端子11および第２位相比較器６の第２入力端子間に結合する。第１および第２移相手段２，７の同調制御入力端子17および18の双方を減算段８の出力端子に結合する。復調器の構成を対称とすることによって、ＦＭ入力信号が正弦波信号である場合には、ＦＭ入力信号の搬送波周波数の高調波を減算段８の出力側で除去することができる。図示のＦＭ復調器のフィードバック経路は積分器３および補償フィルタ５の双方を具える。この組合せによって同調制御ループの次数をフィードバック経路の次数によって決めるようにする。このフィードバック経路が補償フィルタとは異なり積分器を具えるため、同調制御ループは一次となる。この積分器は、直流におけるその高利得のため移相手段２の同調周波数によってこの信号が変調されていない場合でもＦＭ入力信号の周波数を正確に追跡するようになる。
【００２４】
また、図５の実施例は可変ループ利得を提供する手段を具える。この可変ループ利得を提供する手段は可変利得段４の形態で実施し、この可変利得段の利得は可変利得段の利得制御入力端子を経て帯域幅制御信号を供給することにより制御し、この利得制御入力端子はＦＭ復調器の第１制御端子14を構成する。これにより同調制御ループの帯域幅、従って可能にはＦＭ復調器の帯域幅を外部的に制御する。可変ループ利得を提供する手段は種々の態様で実行することができる。即ち、可変利得段４は第１移相手段２の前後または入力端子11および位相比較器１の第１端子間にも設けることができる。実際上、図４の他のブロックの任意のものの利得を変化させて可変ループ利得を得ることができる。積分器３（または図４の低域通過フィルタ）および同調制御ループの補償フィルタ５の双方を設けることにより、同調制御ループの帯域幅を既知のＦＭ復調器の場合よりも広い範囲に亘って変化させることができる。その理由は補償フィルタ５を同調制御ループに加えることにより同調制御ループが移相手段２の帯域幅とは無関係とするからである。
【００２５】
第１および第２移相手段は多相フィルタ９の一部とすることができ、この多相フィルタ９はその同調周波数を中心とする対称帯域通過特性を有し、かつ、同相兼直角位相入出力端子を具えるとともに同調制御入力端子17を具える。これを第１および第２移相手段２，７を囲むブロック９で示す。斯様に同調周波数を中心とする対称帯域通過特性を有する多相フィルタを用いることによって非対称により生ずる歪みを防止することができる。かかる多相フィルタは米国特許4,914,408から既知である。多相フィルタに対する注意を引く解決策は米国特許5,220,686から既知のように共振増幅器である。
【００２６】
かかる共振増幅器は一次帯域通過特性を有する。可変ループ利得を提供する手段のような図５に示す手段および積分器（または図４の低域通過フィルタ）および補償フィルタの双方を同調制御ループに含めることは対称構成の例に限定されるものではなく、例えば図１および図４のＦＭ復調器に適用することができること勿論である。
【００２７】
図６は本発明ＦＭ復調器に用いる積分器および補償フィルタの組合せを示す。このＦＭ復調器は可同調一次帯域通過フィルタを移相手段として具える。かかる一次帯域通過フィルタを上述した共振増幅器とすることができる。かかる積分器および補償フィルタの組合せは可制御電流源43を具え、この可制御電流源43の電流は前後ＲＣフィルタの入力信号に比例して接合する。積分器および図５の補償フィルタは以下に説明するように組合せる場合には、かかるＲＣフィルタの入力信号は可変利得段４の出力信号となる。さらに、積分器および補償フィルタの組合せには電流源43に結合された抵抗42に直列に設けられたコンデンサ41を具えるＲＣフィルタを設ける。このＲＣフィルタは一次帯域通過フィルタのロールオフを補償するに好適な一次フィルタとする。この目的のため、抵抗42およびコンデンサ41の値の積によって決まるＲＣフィルタのカット−オフ周波数を一次帯域通過フィルタの帯域幅の１／２に等しくなるように選択する。ＲＣフィルタの出力信号は電流源43の両端間の電圧に比例し、この出力電圧を共振増幅器９の同調制御入力端子17に供給し得るようにする。図７において、電流源43の利得も利得制御端子14を経て制御可能とする。斯様にして可変ループ利得を提供する手段を積分器３および補償フィルタ５と組合せて図５のブロック３，４および５を簡単且つ有効に得るようにする。
【００２８】
図７は本発明ＦＭ信号を受信する受信機を示す。この受信機は周波数変調された入力信号を受けるＲＦ段10を具え、この入力信号をＩＦ周波数に変換するとともにＩＦ段20に通過させ、ここでこの信号をフィルタ処理し次いで前述したように第１制御端子14を具えるＦＭ復調器30に通過させるようにする。さらに、この受信機には第１制御端子14に結合され受信状態に応答してＦＭ復調器30の帯域幅を制御する復調器帯域幅制御手段50を設ける。良好な受信状態では、かかる帯域幅は高い変調周波数で良好に追跡し得るに充分な大きさに保持することができるが、悪い受信状態のもとでは、ＦＭ復調器30の変調された出力信号の干渉はＦＭ復調器30の帯域幅を減少することにより低減することができる。悪い受信状態とは、例えばＦＭ入力信号が（特に、ＦＭ入力信号の電界強度が低い際）雑音、強い隣接チャネルまたは多重経路からの干渉を受けることを意味するが、良好な受信状態とは、例えばＦＭ入力信号が“明瞭”で、干渉を殆どあるいは全く受けないことを意味する。ＦＭ復調器の帯域幅を自動制御するためには、復調器帯域幅制御手段50には受信状態の情報を含む信号を受信するための入力端子を設ける。この信号はＩＦ段20の電界強度出力端子により供給される電界供給されるに依存する信号とすることができ、またこれをＦＭ復調器の出力信号とすることができる。例えば、ＦＭ復調器の出力信号は悪い受信状態のもとでは、ＦＭ入力信号のオーディオ情報のみを含むようになる。これは、例えばオーディオ情報以上の周波数帯域に存在し得る出力信号の他の成分が干渉から発生し、この成分の電界強度は干渉の量の目安となる。これらの成分の強度を評価し、且つこれに従ってＦＭ復調器30の帯域幅を調整することにより、復調器の帯域幅を連続的に制御して干渉を減少することができる；干渉の強度が増大する場合には復調器の帯域幅は減少するか、またはその逆となる。復調器の帯域幅を制御する電界強度依存信号も同ように評価することができる。
【００２９】
また、ＦＭ復調器をパルス状雑音の除去に適用することができる。この目的のために、パルス状雑音が検出されると直ちにＦＭ復調器の帯域幅をほぼ零に減少する。この帯域幅の減少はパルス状雑音の持続幅中継続する。斯様に帯域幅を瞬時に零値に減少させることによってＦＭ復調器30の出力側の機能を“保持”する；即ち、帯域幅を零値に減少するため、ＦＭ復調器30の出力信号は一定値に保持される。斯様にして従来の受信機の場合のように、個別のミュート回路を用いることなく、干渉吸収回路をＦＭ復調器と組合せて用いることができる。かかる使用のため、例えばフィリップスTDA 1001またはTDA1592/1592型集積回路から既知のように、高域通過フィルタ兼検出回路を用いることによりパルス状雑音の検出に復調器帯域幅制御手段50を最適化することができる。
【００３０】
図７においては、他の制御手段60をＦＭ復調器30の第２制御端子15に結合し、この第２制御端子15を移相手段（図示せず）の帯域幅制御端子に結合する。これがため、この他の制御手段60によってＦＭ復調器30の移相手段の帯域幅を制御する。前述したように、移相手段の帯域幅を減少することによってＦＭ復調器30の出力側の信号対雑音比を改善する。さらに、これによって強力な隣接チャネルの影響を減少する。その理由はこのチャネルが移相手段の伝達特性の傾斜を減少するからである。しかし、斯様に移相手段の帯域幅を減少すると、特に高い変調周波数においてＦＭ復調器の出力側の歪みが増大するようになる。その理由は補償フィルタ５が移相手段の変調周波数に及ぼす影響のみをほぼ補償するからである。かかる歪みの増大にもかかわらず、帯域幅の減少によって聴取者の知覚のオーディオ品質をも増大する。その理由は移相手段の帯域幅が減少されない場合に存在する干渉にこの歪みが変換されるからである。従って、これら受信状態のもとで移相手段の帯域幅を減少させる必要がある。さもないと、重大な干渉が生ずるようになる。この目的のため、他の制御手段60には、ＦＭ復調器の出力側に結合され、またはＩＦ段20の電界強度出力端子に結合され、受信状態を表わす信号を受信する入力端子を設ける。この他の制御手段60は帯域幅制御手段50と同様ではなく、隣接するチャネルの干渉、多重経路の干渉または他の種類の干渉を検出する干渉検出器の形態とすることができる。
【００３１】
本発明は上述した例にのみ限定されるものではない。図２および図３は発明を明瞭とする例として示した。図３の２つの曲線の積は図示のような利得１で水平ラインとする必要はなく、このラインが水平である限り任意の値の利得とすることができる。
移相手段は使用される補償フィルタ５を提供する任意の次数および型のフィルタとすることができる。
【００３２】
フィードバックループにおける機能ブロックの順序は任意に選択することができる。さらに、数個のブロックを１つのブロックに組合せることができ、その１例を図６に示す。
ＦＭ復調器の出力信号の振幅は、位相比較器１の第２入力端子または両入力端子の前段にリミッタ（図示せず）を設けることによりＦＭ入力信号の振幅の変化とは無関係とすることができる。
【００３３】
同調制御ループに追加の低域通過フィルタ（図示せず）を設けて搬送波周波数の高調波を除去することができるが、これはＦＭ復調器の対称配置には必要ない。追加の低域通過フィルタを用いる場合には、この低域通過フィルタのカット−オフ周波数は不安定性を防止するために同調制御ループの帯域幅よりも高くなるように選択するのが好適である。
【００３４】
また、本発明受信機は本発明ＦＭ復調器を具えるが、復調器の帯域幅またはＦＭ復調器の移相手段の帯域幅を制御することはない。さらに、本発明受信機は図７に示すような復調器の帯域幅制御手段50および他の制御手段60の一方または双方を具える。その理由はこれら復調器の帯域幅制御手段50および他の制御手段60が互いに独立して作動し得るからである。
【００３５】
また、本発明受信機の帯域幅制御手段50および／または他の制御手段60には、第２同調器または第２ＦＭ復調器の出力のような受信状態に関する情報を含む他の情報源に結合された入力端子を設けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明ＦＭ復調器の第１例の構成を示すブロック図である。
【図２】第１移相手段の振幅対周波数特性を示すグラフである。
【図３】第１移相手段とともに使用する補償フィルタの振幅対周波数特性を示すグラフである。
【図４】本発明ＦＭ復調器の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明ＦＭ復調器の第３実施例の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明ＦＭ復調器に用いられる積分器および補償フィルタの組合せを示すブロック回路図である。
【図７】本発明受信機の一例を示すブロック回路図である。
Claims (10)
- 90度の位相関係にあるＦＭ変調入力信号を受信する第１および第２入力端子並びに復調ＦＭ信号を供給する出力端子を有するＦＭ復調器において、第１および第２入力端子並びに出力端子を有し、第１入力端子を前記ＦＭ復調器の第１入力端子に結合するとともに出力端子を前記ＦＭ復調器の出力端子に結合する位相比較器と、前記ＦＭ復調器の第２入力端子および前記位相比較器の第２入力端子間に結合され、同調周波数が制御される同調制御入力端子を具える第１可同調移相手段と、ループフィルタを具え前記位相比較器の出力端子から前記同調制御入力端子に至るフィードバック経路とを具えるＦＭ復調器において、前記フィードバック経路には、ベースバンドにトランスポーズされた前記第１可同調移相手段の逆振幅−周波数伝達特性にほぼ相当する振幅−周波数伝達特性を有する補償フィルタをさらに設けるようにしたことを特徴とするＦＭ復調器。
- 前記ＦＭ復調器は、第１および第２入力端子並びに出力端子を有し、第１入力端子が前記ＦＭ復調器の第２入力端子に結合された他の位相比較器と；前記ＦＭ復調器の第１入力端子および前記他の位相比較器の第２入力端子間に結合され、前記第１可同調移相手段にほぼ相当する同調周波数が制御される同調制御入力端子を具える第２可同調移相手段と；前記フィードバック経路に設けられた第１および第２入力端子並びに出力端子を有する減算段とを具え、この減算段はその第１入力端子を前記位相比較器の出力端子に結合し、第２入力端子を前記他の位相比較器の出力端子に結合し、出力端子を前記第１および第２移相手段の双方の同調制御入力端子にフィードバックし、前記第１および第２移相手段は共振増幅器の一部とし、この共振増幅器はその同調周波数を中心とする対称伝達特性を有するとともに同相兼直角位相入力端子および出力端子を有する多相フィルタとし、この多相フィルタの同相兼直角位相入力端子を前記ＦＭ復調器の第１入力端子および第２入力端子に夫々結合するとともに同相兼直角位相出力端子を前記第１および第２移相手段の第２入力端子に夫々結合するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調器。
- 前記ループフィルタはＦＭ変調された入力信号の変調の最低周波数よりも低いカットオフ周波数を有する一次低域通過フィルタを具えることを特徴とする請求項１または２に記載のＦＭ復調器。
- 前記一次低域通過フィルタを積分器とすることを特徴とする請求項３に記載のＦＭ復調器。
- 前記積分器および前記補償フィルタはRCフィルタに組合せ、このＲＣフィルタは、電流がこのフィルタの入力信号に比例して制御される電流源と、抵抗に直列接続されたコンデンサとを具え、電流源の両端の電圧を前記ＲＣフィルタに印加するとともに、前記ＲＣフィルタの出力を前記同調制御入力端子に印加して、前記共振増幅器を同調するようにしたことを特徴とする請求項４に記載のＦＭ復調器。
- ＦＭ復調器は可変ループ利得を提供する手段と、第１制御端子とを具え、この制御端子を前記可変ループ利得手段の可変利得制御入力端子に結合するようにしたことを特徴とする請求項３，４または５に記載のＦＭ復調器。
- ＦＭ復調器は第２制御端子を具え、前記第２制御端子は前記第１および第２可同調移相手段の帯域幅制御入力端子に結合され、前記第１および第２可同調移相手段の帯域幅を制御するとともに、前記前記補償フィルタの制御入力端子に結合され、前記第１および第２可同調移相手段の帯域幅に従って前記補償フィルタの伝達特性を調整する第２制御端子を具えることを特徴とする請求項２に記載のＦＭ復調器。
- ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項１，２，３，４，５，６または７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具えることを特徴とするＦＭ信号を受信する受信機。
- ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項６に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第１制御端子に結合され、このＦＭ復調器の帯域幅を制御する復調器帯域幅制御手段を具えることを特徴とするＦＭ信号を受信する受信機。
- ＲＦ段と、ＩＦ段と、請求項７に記載のＦＭ復調器と、ＬＦ段とを具え、さらに前記ＦＭ復調器の第２制御端子に結合され、帯域幅制御信号を前記第２制御端子に供給する帯域幅制御手段を具えることを特徴とするＦＭ信号を受信する受信機。
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