JP3881346B2 - 電動パワーステアリング制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータによりハンドル操舵時のアシスト力を発生する自動車用の電動パワーステアリング制御装置に関するものである。

自動車用パワーステアリング装置として、車速と、操舵軸に作用する操舵トルクとを検出し、この検出車速および検出トルクに応じて定めた駆動電流によりモータを駆動し、モータの回転力により操舵軸にアシスト力を付与し、運転者に快適な操舵感覚を提供する電動パワーステアリング装置が開発されている。

従来、この種の電動パワーステアリング装置においては、操舵軸にアシスト力を付与するモータとして、主に整流子モータなどのブラシ付き直流電動機が用いられてきたが、ブラシが存在するためモータ自身に故障や異常が発生する可能性がある。

このため最近は、ブラシ付き直流電動機に代わりブラシレスモータを用いることも提案されているが、モータや制御装置が複雑高価となり、パワーステアリング装置に適した制御を実現するにはコスト面や性能面で克服すべき特有の問題が残されている。

電動パワーステアリング制御装置では、操舵アシスト用のモータが減速ギアを介してステアリングに結合されている。ステアリングを直接運転者が触っているためモータのトルク変動や振動が小さいことが要求される。また、モータの回転は、ステアリング操舵速度に追従しているため、操舵状況によっては急激にモータが回されたり停止したりする。

ブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング制御装置の制御系の構成について考えると、ブラシレスモータはモータ電流が交流であることから電流制御系の構成方法によっては操舵状況により電流制御性が悪化し、トルク制御誤差や過渡振動が大きくなり電動パワーステアリング制御装置の操舵アシスト性能が悪化する場合がある。

例えば、図４に示すように操舵アシストモータとしてＰＭ（永久磁石）ブラシレスモータを用い、３相交流で電流制御を行うように電動パワーステアリング制御装置を構成した場合について考える。
図４において、ＰＭブラシレスモータ５はＰＷＭ駆動部１０１によってＰＷＭ駆動されるとともに、制御コンピュータ２００が車速センサ６により検出された車速、トルクセンサ３により検出された操舵トルク、位置センサ１０３により検出されたブラシレスモータ５の回転位置、電流センサ１０２ａ，１０２ｂにより検出された３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖに基づき、３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算し、この３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊によってＰＷＭ駆動部１０１を制御する。

制御コンピュータ２００は、操舵トルクと車速とに基づいて所定の特性に対応した操舵アシスト力を発生するためのｄ軸及びｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を演算するｄｑ軸電流指令部２００ａと、位置センサ１０３により検出されたブラシレスモータ５の回転位置に対応した電気角信号θを演算する電気角演算部２００ｂと、電気角信号θに基づきｄ軸及びｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊のｄｑ座標逆変換を行って３相電流指令値Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊を演算するｄｑ座標逆変換部２００ｃと、３相電流指令値Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊とブラシレスモータ５に入力される３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖとの偏差値に応じて３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する３相電圧指令部２００ｄとを含んでいる。

ＰＭブラシレスモータ５は、例えば図６に示すように電気角に応じて３相に正弦波電流を流すことによりトルクを発生する。モータ出力トルクは正弦波電流の振幅に比例するので、ＰＭブラシレスモータ５の出力トルクは電流振幅を制御することにより制御される。

ここで、電気角はＰＭブラシレスモータにおけるロータのＳ極-Ｎ極の一極対を３６０度とする角度である。例として、図５に８極モータの場合の電気角と機械角との関係を示す。

このような電動パワーステアリング制御装置において、保舵時は、ブラシレスモータ５を回転させずにトルクを発生させて操舵アシストを行う。例えば、このとき電気角が５０［ｄｅｇ］の位置にあったとする（図６の破線の位置）と、３相に流れる電流は図７に示すような直流となるため、電流制御特性の悪化はなく電流指令値と実電流は一致し、操舵アシスト特性が損なわれることはない。

ステアリング回転状態においては、ブラシレスモータ５が回転し３相電流は上述の通り正弦波とする必要があるが、高速走行時等の比較的緩やかに操舵する状況では電流制御系が追従でき、操舵アシスト特性が損なわれることはない。

しかしながら、ブラシレスモータ５が高速回転する場合、３相交流による制御は電流制御特性によっては、電流指令値と実電流の間に位相ずれが生じる場合がある。

すなわち、電動パワーステアリング制御装置ではステアリングの回転速度にブラシレスモータ５の回転速度が追従しているため、急操舵時にはモータの回転速度性能以上の速度にまで急激にモータが回される。モータは減速ギア（例えばギア比２８）を介してステアリングに接続されているので、モータに流れる正弦波電流の周波数はステアリング回転周波数のギア比倍（２８倍）×極対数倍（８極モータの場合４倍）＝１１２倍の周波数となる。従って、ブラシレスモータ５に通電する３相交流の周波数は急激に上がるため、図４のような３相交流で電流制御を行う装置では電流制御が追従できず、電流指令値と実電流の間に位相ずれが生じる。

ＰＭブラシレスモータでは、位相ずれは無効電流の増加を意味し、理想的な電流位相に対する位相ずれをαとすると、出力トルクはＣＯＳαに比例する。すなわち、位相ずれが生じると操舵アシストモータの出力トルクが低下し、結果としてステアリング操舵が重くなる。

電動パワーステアリング制御装置では、緊急回避動作を想定して急操舵時にもステアリング操舵トルクが増加しないことが要求され、急操舵時にも操舵トルクが増加しないように電動パワーステアリング制御装置を構成することは重要である。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、操舵アシスト力を発生するモータとしてブラシレスモータを用い、急操舵時においてもトルク制御誤差や過渡振動が小さい電動パワーステアリング制御装置を提供することにある。

この発明は、操舵軸に作用する操舵トルクと車速に基づいて操舵アシスト力を発生するブラシレスモータの駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング制御装置において、前記操舵トルクと前記車速とに基づいて所定の特性に対応した操舵アシスト力を発生するためのｄ軸及びｑ軸電流指令値を演算する第１の装置と、前記ブラシレスモータの回転位置信号に基づいて電気角信号を演算する電気角演算部と、前記ブラシレスモータに入力される３相交流電流に対応した検出電流信号と前記電気角信号とに基づきｄｑ座標変換を行い、ｄ軸及びｑ軸検出電流値を得る第２の装置と、前記ｄ軸及びｑ軸電流指令値と前記ｄ軸及びｑ軸検出電流値との電流偏差値に応じてｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する第３の装置と、前記ｄ軸及びｑ軸電圧指令値と前記電気角信号とに基づきｄｑ座標逆変換を行い、３相電圧指令値を演算する第４の装置と、前記３相電圧指令値に応じて前記ブラシレスモータをＰＷＭ駆動する第５の装置とを含み、前記第２ないし第５の装置によるモータ制御処理を、前記第１の装置によるｄｑ軸電流指令値演算処理周期の約１／１０の周期で実行する。
以上

この発明の電動パワーステアリング制御装置によれば、急操舵時においてもトルク制御誤差および過渡振動が小さく、信頼性の高い電動パワーステアリング制御装置を得ることができると共に、モータ制御をより精密に行い、トルク変動やトルクリップルの発生を少なくできる。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１の電動パワーステアリング制御装置について、図面を参照しながら説明する。

図１は実施の形態１に係る電動パワーステアリング制御装置の構成図である。操舵アシストトルクを発生するＰＭブラシレスモータ５は減速ギア４を介してステアリングシャフト２の一端に結合されており、ステアリングシャフト２の他端にはステアリングホイール１が接続されている。また、ステアリングシャフト２にはステアリングホイール１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられている。

コントローラ１０はトルクセンサ３によって検出された操舵トルク値と車速センサ６によって検出された車速値とに基づいて操舵アシストトルクを決定し、ブラシレスモータ５をＰＷＭ駆動することによりステアリングホイール１の操舵をアシストする。
なお、コントローラ１０には、バッテリ７、イグニッションキースイッチ８などが接続されている。

図２は実施の形態１に係る電動パワーステアリング制御装置の機能ブロック図であり、コントローラ１０内の制御コンピュータ１００は、ｑ軸電流演算部１００ａと、ｄ軸電流設定部１００ｂと、電気角演算部１００ｃと、ｄｑ座標変換部１００ｄと、ｄｑ軸電圧指令部１００ｅと、ｄｑ座標逆変換部１００ｆとを含んでいる。

ｑ軸電流演算部１００ａは、トルクセンサ３のトルク検出信号及び車速センサ６の車速検出信号とに基づき所定の特性に従う演算を行って、ブラシレスモータ５を駆動するための電流指令値Ｉｑ^＊を決定し、決定した電流指令値をｄｑ軸電圧指令部１００ｅに供給する。

ｄ軸電流設定部１００ｂは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＝０（ゼロ）をｄｑ軸電圧指令部１００ｅに供給する。

電気角演算部１００ｃは、ブラシレスモータ５に取り付けられた位置センサ１０３により検出した回転位置信号に基づいて電気角を演算し、演算した電気角信号θをｄｑ座標変換部１００ｄおよびｄｑ座標逆変換部１００ｆに供給する。

ｄｑ座標変換部１００ｄは、電流センサ１０２ａ，１０２ｂにより検出された検出電流信号ＩＵ，ＩＶと電気角信号θとに基づきｄｑ座標変換を行う演算式を記憶しており、検出電流信号ＩＵ，ＩＶと電気角信号θとに基いてｄｑ座標変換を行い、変換後のｄ軸及びｑ軸検出電流値Ｉｄ，Ｉｑをｄｑ軸電圧指令部１００ｅに供給する。

ｄｑ座標変換は、３相交流座標系から二軸直流座標系に座標変換するもので、図８に示すように、ｄｑ座標変換により３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖは二軸直流電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。

ｄｑ軸電圧指令部１００ｅは、ｄ軸及びｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊と変換後のｄ軸及びｑ軸検出電流値Ｉｄ，Ｉｑとの電流偏差値を演算し、演算した偏差値にそれぞれ比例制御および積分制御を施した信号を加算処理することによりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を求め、ｄｑ座標逆変換部１００ｆに供給する。

ｄｑ座標逆変換部１００ｆは、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊と電気角信号θとに基づきｄｑ座標逆変換を行う演算式を記憶しており、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊と電気角信号θとに基いてｄｑ座標逆変換を行い、３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する。

そして、ＰＷＭ駆動部１０１は制御コンピュータ１００からの３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じてブラシレスモータ５の駆動制御を行い、操舵アシスト力を発生させる。

図３は、制御コンピュータ１００の動作を説明するためのフローチャートであり、同図（ａ）はｄｑ軸電流指令演算処理フローを示し、同図（ｂ）はモータ制御処理フローを示している。ｄｑ軸電流指令演算処理、モータ制御処理とも一定周期の割り込み動作として実行されるが、モータ制御処理はｄｑ軸電流指令演算処理の割り込み周期の１／１０倍程度の短周期で行われる。

図３（ａ）のｄｑ軸電流指令演算処理フローにおいて、ｄｑ軸電流指令演算処理開始指令が出されると、ステップＳ１でトルクセンサ３によって検出された操舵トルクデータを取込み、ステップＳ２において車速センサ６によって検出された車速データを取込む。

次にステップＳ３において取込まれた操舵トルクと車速に基づき、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を演算する。最後にステップＳ４において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊をゼロに設定して、ｄｑ軸電流指令演算処理を終了する。

図３（ｂ）のモータ制御処理フローにおいて、モータ制御処理開始指令が出されると、
まずステップＳ１１でｄｑ軸電流指令演算処理において得られたｄ軸及びｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を取込む。

次にステップＳ１２において、位置センサ１０３から位置センサデータを取込み、ステップＳ１３でその位置センサデータに基づき電気角θを演算する。ステップＳ１４において、電流センサ１０２ａ，１０２ｂからのＵ相，Ｖ相検出電流Ｉｕ，Ｉｖデータを取込み、ステップＳ１５において電気角θ，Ｕ相，Ｖ相検出電流Ｉｕ，Ｉｖに基づきｄｑ座標変換を行い、ｄ軸及びｑ軸検出電流値Ｉｄ，Ｉｑを求める。

さらに、ステップＳ１６，１７において、それぞれｄ軸及びｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算し、ステップＳ１８において電気角θとｄ軸及びｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊とに基づきｄｑ座標逆変換を行い、３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を得る。

最後にステップＳ１９においてそれらを３相ＰＷＭ電圧指令値としてＰＷＭ駆動部１０１に出力して、モータ制御処理を終了する。

このモータ制御処理の割り込み周期はｄｑ軸電流指令演算処理の割り込み周期が例えば１ｍｓであれば、その約１０倍程度、１００μｓの短周期で行うことにより、モータ制御をより精密に行い、トルク変動やトルクリップルの発生を少なくできる。

なお、ｄｑ座標変換の演算式は、３相電流検出Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの場合には次の数式３で示される。

また、２相電流検出Ｉｕ，Ｉｖの場合には、数式４または５で示される。

これらの数式３，４，５において、数式３，４はｓｉｎテーブルとｃｏｓテーブルが必要であるが、数式５の場合はｓｉｎテーブルのみで済み、演算負荷が小さい。

また、ｄｑ座標逆変換の演算式は、次の数式６または７で示される。

この場合も、数式６がｓｉｎテーブルとｃｏｓテーブルを必要とするのに対し、数式７はｓｉｎテーブルのみで済むので、演算負荷が小さい利点がある。

以上のように、実施形態１における電動パワーステアリング制御装置では、操舵アシスト力を発生するモータとしてブラシレスモータを用いているので、従来のブラシ付き直流モータを用いるものに比べて格段に故障が少なくなる上、モータ回転時も直流量で電流を取り扱うことができるｄｑ座標軸上で電流制御を行うように構成したので、３相交流による電流制御に比べ、特に急操舵時におけるトルク制御誤差および過渡振動の増加を抑えることができる。

この発明の実施の形態１を示す構成図である。 この発明の実施の形態１を示す機能ブロック図である。 実施の形態１における要部の動作を説明するためのフローチャートである。 ３相交流で電流制御を行う場合の一例を示す概略機能ブロック図である。 ブラシレスモータの機械角と電気角との関係の一例を示す説明図である。 ３相交流による電流制御の場合の動作を説明するための電流波形図である。 ３相交流による電流制御の場合の動作を説明するための電流波形図である。 ｄｑ座標変換の動作を説明するための電流波形図である。

符号の説明

１ ステアリングホイール
２ ステアリングシャフト
３ トルクセンサ
４ 減速ギア
５ ＰＭブラシレスモータ
６ 車速センサ
１０ コントローラ
１００ 制御コンピュータ
１００ａ ｑ軸電流指令部
１００ｂ ｄ軸電流設定部
１００ｃ 電気角演算部
１００ｄ ｄｑ座標変換部
１００ｅ ｄｑ軸電圧指令部
１００ｆ ｄｑ座標逆変換部
１０１ ＰＷＭ駆動部
１０２ａ，１０２ｂ 電流センサ
１０３ 位置センサ

Claims (7)

1. 操舵軸に作用する操舵トルクと車速に基づいて操舵アシスト力を発生するブラシレスモータの駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング制御装置において、
   前記操舵トルクと前記車速とに基づいて所定の特性に対応した操舵アシスト力を発生するためのｄ軸及びｑ軸電流指令値を演算する第１の装置と、
   前記ブラシレスモータの回転位置信号に基づいて電気角信号を演算する電気角演算部と、前記ブラシレスモータに入力される３相交流電流に対応した検出電流信号と前記電気角信号とに基づきｄｑ座標変換を行い、ｄ軸及びｑ軸検出電流値を得る第２の装置と、
   前記ｄ軸及びｑ軸電流指令値と前記ｄ軸及びｑ軸検出電流値との電流偏差値に応じてｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する第３の装置と、
   前記ｄ軸及びｑ軸電圧指令値と前記電気角信号とに基づきｄｑ座標逆変換を行い、３相電圧指令値を演算する第４の装置と、
   前記３相電圧指令値に応じて前記ブラシレスモータをＰＷＭ駆動する第５の装置とを含み、
   前記第２ないし第５の装置によるモータ制御処理を、前記第１の装置によるｄｑ軸電流指令値演算処理周期の約１／１０の周期で実行する
   ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
2. 前記第１の装置は、前記操舵トルクと前記車速とに基づいて所定の特性に対応した操舵アシスト力を発生するためのｑ軸電流指令値を演算すると共に、ｄ軸電流指令値としてゼロを設定することを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
3. 前記第２の装置は、予め記憶された演算式に従って前記検出電流信号と前記電気角信号とに基づくｄｑ座標変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
4. 前記演算式として次の数式を用いることを特徴とする請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置。
   

   

   但し、Ｉｄ，Ｉｑ：ｄ軸及びｑ軸検出電流値
   Ｉｕ，Ｉｖ：ブラシレスモータに入力されるＵ相及びＶ相検出電流値
   θ：ブラシレスモータの回転位置に対応した電気角
5. 前記第３の装置は、前記電流偏差値に比例制御及び積分制御を施した信号を加算処理することを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
6. 前記第４の装置は、予め記憶された演算式に従って前記ｄ軸及びｑ軸目標電圧と前記電気角信号とに基づくｄｑ座標逆変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
7. 前記演算式として次の数式を用いることを特徴とする請求項６記載の電動パワーステアリング制御装置。
   

   

   但し、Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧指令値
   Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊：ｄ軸及びｑ軸電圧指令値
   θ：ブラシレスモータの回転位置に対応した電気角

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