JP3865011B2 - Ｐｗｍサイクロコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を直流または周波数、振幅の異なった交流に変換する電力変換装置としてのＰＷＭサイクロコンバータに係り、特に、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ここでは、故障検出および保護機能を備えたＰＷＭインバータを例示し、該ＰＷＭインバータにおける保護手法をＰＷＭサイクロコンバータに適用した場合について検討する。
従来のＰＷＭインバータの保護手法としては、故障検出回路がＰＷＭインバータの故障を検出した場合に、インバータを構成するスイッチング素子（パワートランジスタ）への制御信号、すなわちゲート信号を全てオフにする方法が一般的である。従来のＰＷＭインバータにおける保護手法を図に基づいて説明する。
まず、図９は第１従来例に係るＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。図中、８０１は３相交流電源、８３５は駆動制御対象の交流電動機、８３２はコンバータを構成するダイオードブリッジ、８３３は平滑用コンデンサ、８３４はインバータを構成するトランジスタモジュール、８３６はトランジスタモジュール８３４のゲート電極への制御信号を生成するゲートドライバ、８１０はゲート信号の状態およびトランジスタモジュール８３４の各トランジスタの両端の電圧から該トランジスタの故障を検出する故障検出回路、８０６は出力電圧指令に応じたＰＷＭ指令を出力するコントローラ、８３７は故障検出回路８１０の検出結果に基づいてＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を制御するゲートブロック回路である。
このような構成の第１従来例のＰＷＭインバータでは、まず、コントローラ８０６が出力電圧指令に応じてＰＷＭ指令を作成すると、該ＰＷＭ指令はゲートブロック回路８３７を介してゲートドライバ８３６に供給され、ゲートドライバ８３６は該ＰＷＭ指令に基づくゲート信号を絶縁して、トランジスタモジュール８３４の各トランジスタを駆動する。
インバータを構成するトランジスタモジュール８３４に故障が起きた場合には、故障検出回路８１０は故障信号をゲートブロック回路８３７へ出力し、ゲートブロック回路８３７を介したＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を全相オフにする。したがって、トランジスタモジュール８３４へのゲート信号が全相オフとなり、交流電動機８３５に流れていた電流はトランジスタモジュール８３４内のフリーフォイルダイオードを通して平滑コンデンサ８３３に流れ込み、交流電動機８３５の端子電圧の急激な上昇が抑えられることとなる。
【０００３】
次に、第２従来例として、単相出力ＰＷＭインバータを複数個接続して構成した多重ＰＷＭインバータを図１０に示す。図１０は第２従来例に係る多重ＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。図中、９４０は単相出力ＰＷＭインバータ、９０６は出力電圧指令に応じたＰＷＭ指令を出力するコントローラ、９３５は駆動制御対象の交流電動機である。
また、図１１には、単相出力ＰＷＭインバータ９４０の構成図を示す。図中、１００１は３相交流電源、１０３２はコンバータを構成するダイオードブリッジ、１０３３は平滑用コンデンサ、１０３４はインバータを構成する単相出力トランジスタモジュール、１０３６は単相出力トランジスタモジュール１０３４のゲート電極への制御信号を生成するゲートドライバ、１０１０はゲート信号の状態および単相出力トランジスタモジュール１０３４の各トランジスタの両端の電圧から該トランジスタの故障を検出する故障検出回路、１０３７は故障検出回路１０１０の検出結果に基づいてＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を制御するゲートブロック回路である。
本従来例の多重ＰＷＭインバータにおける保護の方法も、第１従来例と同様の動作をする。多重ＰＷＭインバータを構成する単相出力ＰＷＭインバータ９４０の１つにおいて、単相出力トランジスタモジュール１０４１が故障した場合、故障検出回路１０１０が故障信号をコントローラ９０６とゲートブロック回路１０３７に出力する。この時、まず、ゲートブロック回路１０３７が動作して故障の発生した単相出力インバータ１０４１へのＰＷＭ指令をオフにする。次に、故障信号を受け取ったコントローラ９０６は、全ての単相出力ＰＷＭインバータのＰＷＭ指令をオフにする。すなわち、故障の発生した単相出力PWMインバータ９４０のゲートブロック回路１０３７の動作と、他の単相出力ＰＷＭインバータのゲートブロック回路の動作との間に時間的な遅れがあるが、故障した単相出力ＰＷＭインバータ９４０内の平滑コンデンサ１０３３の働きで急激な電圧上昇が避けられ、故障した単相出力PWMインバータ９４０に交流電動機９３５の残留電圧が集中するのを避けることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記第１従来例および第２従来例のPWMインバータにおける保護手法を、ＰＷＭサイクロコンバータに適用した場合には、平滑コンデンサ等のエネルギー吸収素子やフリーフォイルダイオードがないため、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に過電圧が発生してＰＷＭサイクロコンバータを保護することができないという問題点があった。特に、多重システムで交流電動機を負荷とした場合には、故障したＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に交流電動機の誘起電圧が集中し、致命的な破壊を引き起こすという問題点もあった。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の請求項１に係るＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力を備えたスイッチング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記スイッチング手段を双方向スイッチ（１１２〜１１７）とし、前記双方向スイッチの両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、論理回路（６３１）へ故障信号として出力する故障検出器（６１０）を備え、
前記論理回路（６３１）は、故障信号を受け取ると、故障が起きた前記双方向スイッチのゲート信号をオフし、健全な動作をしている他相のスイッチの中から１つを選択して、その選択したゲート信号をオンし、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子電圧を０にすることを特徴としている。
【０００６】
本発明のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、故障してない相のスイッチング手段を閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を０にするようにしている。これにより、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの実施の形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
同図において、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源１０１、交流ラインフィルタ１０２、電源電圧検出回路１０３、ゲートドライバ１０４、転流シーケンス切り替え回路１０５、コントローラ１０６、電流方向検出回路１０７、負荷としての交流電動機１０８、過電圧保護回路１０９、故障検出回路１１０および双方向スイッチ群１１１を備えて構成されている。
双方向スイッチ群１１１は、スイッチング手段としての双方向スイッチ１１２〜１１７を備えた構成であり、本実施形態の各双方向スイッチ１１２〜１１７は、バイポーラトランジスタのオン状態での低電圧特性とパワーＭＯＳＦＥＴの高速スイッチング特性とを併せ持つ２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を一方のエミッタと他方のコレクタを直列接続した構成となっている。
交流電源１０１の出力は、交流ラインフィルタ１０２を介して、出力端子Ａ側に接続される双方向スイッチ１１２〜１１４と、出力端子Ｂ側に接続される双方向スイッチ１１５〜１１７とに供給されている。双方向スイッチ１１２〜１１４の反対側はＡ端子を介して交流電動機１０８に接続され、双方向スイッチ１１５〜１１７の反対側はＢ端子を介して交流電動機１０８のもう一方の端子に接続されている。
電圧検出回路１０３は、交流電源１０１の出力電圧を取り込んで絶縁、降圧したあとコントローラ１０６へ電源電圧検出値を渡す。また、コントローラ１０６は出力電圧指令と電圧検出回路１０３による電源電圧検出値に基づいて、ＰＷＭ指令を決定し、出力する。
電流方向検出回路１０７は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端電圧の差より各々のスイッチ電流方向を検出して出力する。また、転流シーケンス切り替え回路１０５は、コントローラ１０６からのＰＷＭ指令と電流方向検出回路１０７による電流方向検出値に基づいて転流順序を決定し、ＰＷＭ指令をゲート信号に変換して出力する。
ゲートドライバ１０４は、ゲート信号を絶縁し、双方向スイッチ１１２〜１１７の駆動信号を出力する。双方向スイッチ１１２〜１１７は、該駆動信号を受け取り、交流電動機１０８へ電力を供給する。
また、故障検出器１１０は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、ゲートドライバ１０４にゲートブロック信号として、また過電圧保護回路１０９に駆動信号として故障信号を出力する。さらに、過電圧保護回路１０９は故障信号（駆動信号）を受け取ると、過電圧保護動作を開始する。
【０００８】
次に、図２は、本実施形態におけるゲートドライブ回路１０４および故障検出回路１１０の詳細な回路構成図である。尚、同図は、双方向スイッチ１１２〜１１７における１スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｔｒｉｇ当たりの回路構成を示している。
図中、２１９はゲート信号Ｓｇの絶縁ホトカプラ、２２０は故障信号Ｓｆの絶縁ホトカプラ、Ｒ１〜Ｒ９は抵抗、Ｂ１，Ｂ２はバイアス電源、Ｔｒ１〜Ｔｒ４はトランジスタ、Ｄ１はダイオード、Ｄ２はツェナーダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサである。
図２において、まず、ゲート信号Ｓｇがオフの場合には、ゲート信号絶縁ホトカプラ２１９の出力トランジスタがオフとなり、トランジスタＴｒ１は導通状態となる。この時、トランジスタＴｒ４が導通状態となり、スイッチング素子Ｔｒｉｇのゲート信号は負にバイアスされ、スイッチング素子Ｔｒｉｇは開状態となる。この時、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧は、トランジスタＴｒ１がオンするため、故障信号Ｓｆを駆動するトランジスタＴｒ３を駆動するのに十分な電圧とはならず、したがって故障信号Ｓｆは出力されない。
また、ゲート信号Ｓｇがオンの場合には、ゲート信号絶縁ホトカプラ２１９の出力トランジスタがオンとなり、トランジスタＴｒ１はオフとなる。この時、トランジスタＴｒ３が導通状態となり、スイッチング素子Ｔｒｉｇのゲート信号は正にバイアスされ、スイッチング素子Ｔｒｉｇは閉状態となる。
この時、スイッチング素子Ｔｒｉｇが正常な場合には、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧はスイッチング素子Ｔｒｉｇがオンするため、故障信号Ｓｆを駆動するトランジスタＴｒ３を駆動するのに十分な電圧とならず、したがって故障信号Ｓｆは出力されない。しかしながら、スイッチング素子Ｔｒｉｇがある一定時間内にオンしなかったり、断線している場合には、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧が上昇し、トランジスタＴｒ２のベースに接続された遅延回路で決定されている時定数で、トランジスタＴｒ２のベース電圧が上昇する。こうしてトランジスタＴｒ２のベース電圧が確立すると、トランジスタＴｒ２がオンとなり、故障信号Ｓｆを出力することとなる。
尚、故障信号Ｓｆは、ゲートドライバ１０４内のゲートブロック信号として機能すると共に、故障信号絶縁ホトカプラ２２０を介して過電圧保護回路１０９の駆動信号として出力される。
【０００９】
次に、図３、図４、図５および図６は、それぞれ各種の過電圧保護回路１０９の具体的な構成例を示す。まず、図３の過電圧保護回路１０９ａは、第２のスイッチング手段としての双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２と、故障信号Ｓｆに基づいて双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２を開閉制御する駆動回路３０１と、双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２に直列接続される抵抗Ｒ１０とを備えた構成である。
また、図４の過電圧保護回路１０９ｂは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ３と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ３を開閉制御する駆動回路４０１と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流してスイッチング素子Ｔｒｉｇ３の両端に印加するダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８とを備えた構成である。
また、図５の過電圧保護回路１０９ｃは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ４と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ４を開閉制御する駆動回路５０１と、スイッチング素子Ｔｒｉｇ４に直列接続される抵抗Ｒ１１と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流して直列接続された抵抗Ｒ１１およびスイッチング素子Ｔｒｉｇ４の両端に印加するダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４とを備えた構成である。
さらに、図６の過電圧保護回路１０９ｄは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ５と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ５を開閉制御する駆動回路６０１と、スイッチング素子Ｔｒｉｇ５に直列接続される抵抗Ｒ１２と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流して直列接続された抵抗Ｒ１２およびスイッチング素子Ｔｒｉｇ５の両端に印加するダイオードブリッジＤ１５〜Ｄ１８と、並列接続されるコンデンサＣ３とを備えた構成である。
何れの回路構成によっても、故障信号Ｓｆにより第２のスイッチング手段を駆動して、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を下げるように動作する。
以上のように、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御される双方向スイッチ１１２〜１１７の故障を故障検出回路１１０により検出して故障信号Ｓｆを出力し、該故障信号Ｓｆに基づいて、過電圧保護回路１０９によって当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂの電圧を抑制するので、双方向スイッチ１１２〜１１７の故障が発生した場合でも、過電圧による当該ＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【００１０】
〔第２の実施形態〕
図７は、本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。同図において、図１（第１の実施形態）と重複する部分には同一の符号を附して説明を省略する。
同図において、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源１０１、交流ラインフィルタ１０２、電源電圧検出回路１０３、ゲートドライバ６０４、転流シーケンス切り替え回路６０５、コントローラ６０６、電流方向検出回路６０７、負荷としての交流電動機１０８、故障検出回路６１０、論理回路６３１および双方向スイッチ群６１１を備えて構成されている。
双方向スイッチ群６１１は、第１の実施形態と同様に、スイッチング手段としての双方向スイッチ１１２〜１１７を備えた構成である。また、論理回路６３１は、故障時の点弧制御を行うものである。
交流電源１０１の出力は、交流ラインフィルタ１０２を介して、出力端子Ａ側に接続される双方向スイッチ１１２〜１１４と、出力端子Ｂ側に接続される双方向スイッチ１１５〜１１７とに供給されている。双方向スイッチ１１２〜１１４の反対側はＡ端子を介して交流電動機１０８に接続され、双方向スイッチ１１５〜１１７の反対側はＢ端子を介して交流電動機１０８のもう一方の端子に接続されている。
電圧検出回路１０３は、交流電源１０１の出力電圧を取り込んで絶縁、降圧したあとコントローラ６０６へ電源電圧検出値を渡す。また、コントローラ６０６は出力電圧指令と電圧検出回路１０３による電源電圧検出値に基づいて、ＰＷＭ指令を決定し、出力する。
電流方向検出回路６０７は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端電圧の差より各々のスイッチ電流方向を検出して出力する。また、転流シーケンス切り替え回路６０５は、コントローラ６０６からのＰＷＭ指令と電流方向検出回路６０７による電流方向検出値に基づいて転流順序を決定し、ＰＷＭ指令をゲート信号に変換して出力する。
ゲートドライバ６０４は、ゲート信号を絶縁し、双方向スイッチ１１２〜１１７の駆動信号を出力する。双方向スイッチ１１２〜１１７は、該駆動信号を受け取り、交流電動機１０８へ電力を供給する。
また、故障検出器６１０は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、故障信号として出力する。論理回路６３１は、故障信号を受け取ると、故障が起きたスイッチの相のゲート信号をオフし、健全的な動作をしている他相のスイッチの中から１つを選択して、そのゲート信号をオンとする。
【００１１】
図８は、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータの動作を説明するために、図７の構成を簡略化した概念図である。尚、図８においては、交流ラインフィルタ１０２について詳細な構成を示しており、コイルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ４〜Ｃ６を備えた構成としている。また、双方向スイッチ１１２〜１１７をそれぞれ双方向スイッチＳｒａ，Ｓｓａ，Ｓｔａ，Ｓｒｂ，Ｓｓｂ，Ｓｔｂで表している。
図８において、仮に双方向スイッチＳｒａが故障したと仮定すると、第１の実施形態と同様に、故障検出回路６１０は故障信号Ｓｆを出力する。故障検出回路６１０は各スイッチ毎に設けてあるため、双方向スイッチＳｒａが故障したことを検出できる。この時双方向スイッチＳｓａおよびＳｓｂを点弧し、双方向スイッチＳｒａ，Ｓｔａ，ＳｒｂおよびＳｔｂを消弧すれば、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は”０”となり、過電圧による破壊を防ぐことができる。
以上のように、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御される双方向スイッチ１１２〜１１７の故障を故障検出回路６１０により検出して故障信号Ｓｆを出力し、該故障信号Ｓｆに基づいて、故障してない相の双方向スイッチを閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を”０”にするので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、過電圧による当該ＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＰＷＭサイクロコンバータによれば、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、過電圧保護手段によって当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制することとしたので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制でき、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することができる。
また、本発明のＰＷＭサイクロコンバータによれば、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、故障してない相のスイッチング手段を閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を０にすることとしたので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制でき、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図２】第１の実施形態におけるゲートドライブ回路および故障検出回路の詳細な回路構成図である。
【図３】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その１）である。
【図４】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その２）である。
【図５】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その３）である。
【図６】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その４）である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図８】第２の実施形態のＰＷＭサイクロコンバータの動作を説明する概念図である。
【図９】第１従来例のＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図１０】第２従来例の多重ＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図１１】第２従来例における単相出力ＰＷＭインバータの構成図である。
【符号の説明】
１０１ 交流電源
１０２ 交流ラインフィルタ
１０３ 電源電圧検出回路
１０４ ゲートドライバ
１０５ 転流シーケンス切り替え回路
１０６，６０６ コントローラ
１０７，６０７ 電流方向検出回路
１０８ 交流電動機
１０９ 過電圧保護回路
１１０，６１０ 故障検出回路
１１１，６１１ 双方向スイッチモジュール
１１２〜１１７ 双方向スイッチ（スイッチング手段）
Ａ，Ｂ ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子
Ｔｒｉｇ 双方向スイッチ内のスイッチング素子
２１９ ゲート信号絶縁ホトカプラ
２２０ 故障検出信号絶縁ホトカプラ
Ｒ１〜Ｒ１２ 抵抗
Ｂ１，Ｂ２ バイアス電源
Ｔｒ１〜Ｔｒ５ トランジスタ
Ｄ１ コレクタキャッチダイオード
Ｄ２ ツェナーダイオード
Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ
Ｔｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２ 双方向スイッチ（第２のスイッチング手段）
Ｔｒｉｇ３，Ｔｒｉｇ４，Ｔｒｉｇ５ スイッチング素子（第２のスイッチング手段）
Ｄ５〜Ｄ８，Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８ ダイオードブリッジ
６３１ 論理回路
Ｓｒａ 双方向スイッチ（Ｒ相―Ａ間）
Ｓｓａ 双方向スイッチ（Ｓ相―Ａ間）
Ｓｔａ 双方向スイッチ（Ｔ相―Ａ間）
Ｓｒｂ 双方向スイッチ（Ｒ相―Ｂ間）
Ｓｓｂ 双方向スイッチ（Ｓ相―Ａ間）
Ｓｔｂ 双方向スイッチ（Ｔ相―Ａ間）
８０１ 交流電源
８０６，９０６ コントローラ
８１０ 故障検出回路
８３２ ダイオードモジュール
８３３ 平滑コンデンサ
８３４ トランジスタモジュール
８３５，９３５ 交流電動機
８３６ ゲートドライバ
８３７ ゲートブロック回路
９４０ 単相出力ＰＷＭインバータ
１０４１ 単相出力トランジスタモジュール
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を直流または周波数、振幅の異なった交流に変換する電力変換装置としてのＰＷＭサイクロコンバータに係り、特に、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ここでは、故障検出および保護機能を備えたＰＷＭインバータを例示し、該ＰＷＭインバータにおける保護手法をＰＷＭサイクロコンバータに適用した場合について検討する。
従来のＰＷＭインバータの保護手法としては、故障検出回路がＰＷＭインバータの故障を検出した場合に、インバータを構成するスイッチング素子（パワートランジスタ）への制御信号、すなわちゲート信号を全てオフにする方法が一般的である。従来のＰＷＭインバータにおける保護手法を図に基づいて説明する。
まず、図９は第１従来例に係るＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。図中、８０１は３相交流電源、８３５は駆動制御対象の交流電動機、８３２はコンバータを構成するダイオードブリッジ、８３３は平滑用コンデンサ、８３４はインバータを構成するトランジスタモジュール、８３６はトランジスタモジュール８３４のゲート電極への制御信号を生成するゲートドライバ、８１０はゲート信号の状態およびトランジスタモジュール８３４の各トランジスタの両端の電圧から該トランジスタの故障を検出する故障検出回路、８０６は出力電圧指令に応じたＰＷＭ指令を出力するコントローラ、８３７は故障検出回路８１０の検出結果に基づいてＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を制御するゲートブロック回路である。
このような構成の第１従来例のＰＷＭインバータでは、まず、コントローラ８０６が出力電圧指令に応じてＰＷＭ指令を作成すると、該ＰＷＭ指令はゲートブロック回路８３７を介してゲートドライバ８３６に供給され、ゲートドライバ８３６は該ＰＷＭ指令に基づくゲート信号を絶縁して、トランジスタモジュール８３４の各トランジスタを駆動する。
インバータを構成するトランジスタモジュール８３４に故障が起きた場合には、故障検出回路８１０は故障信号をゲートブロック回路８３７へ出力し、ゲートブロック回路８３７を介したＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を全相オフにする。したがって、トランジスタモジュール８３４へのゲート信号が全相オフとなり、交流電動機８３５に流れていた電流はトランジスタモジュール８３４内のフリーフォイルダイオードを通して平滑コンデンサ８３３に流れ込み、交流電動機８３５の端子電圧の急激な上昇が抑えられることとなる。
【０００３】
次に、第２従来例として、単相出力ＰＷＭインバータを複数個接続して構成した多重ＰＷＭインバータを図１０に示す。図１０は第２従来例に係る多重ＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。図中、９４０は単相出力ＰＷＭインバータ、９０６は出力電圧指令に応じたＰＷＭ指令を出力するコントローラ、９３５は駆動制御対象の交流電動機である。
また、図１１には、単相出力ＰＷＭインバータ９４０の構成図を示す。図中、１００１は３相交流電源、１０３２はコンバータを構成するダイオードブリッジ、１０３３は平滑用コンデンサ、１０３４はインバータを構成する単相出力トランジスタモジュール、１０３６は単相出力トランジスタモジュール１０３４のゲート電極への制御信号を生成するゲートドライバ、１０１０はゲート信号の状態および単相出力トランジスタモジュール１０３４の各トランジスタの両端の電圧から該トランジスタの故障を検出する故障検出回路、１０３７は故障検出回路１０１０の検出結果に基づいてＰＷＭ指令のゲートドライバ８３６への供給を制御するゲートブロック回路である。
本従来例の多重ＰＷＭインバータにおける保護の方法も、第１従来例と同様の動作をする。多重ＰＷＭインバータを構成する単相出力ＰＷＭインバータ９４０の１つにおいて、単相出力トランジスタモジュール１０４１が故障した場合、故障検出回路１０１０が故障信号をコントローラ９０６とゲートブロック回路１０３７に出力する。この時、まず、ゲートブロック回路１０３７が動作して故障の発生した単相出力インバータ１０４１へのＰＷＭ指令をオフにする。次に、故障信号を受け取ったコントローラ９０６は、全ての単相出力ＰＷＭインバータのＰＷＭ指令をオフにする。すなわち、故障の発生した単相出力PWMインバータ９４０のゲートブロック回路１０３７の動作と、他の単相出力ＰＷＭインバータのゲートブロック回路の動作との間に時間的な遅れがあるが、故障した単相出力ＰＷＭインバータ９４０内の平滑コンデンサ１０３３の働きで急激な電圧上昇が避けられ、故障した単相出力PWMインバータ９４０に交流電動機９３５の残留電圧が集中するのを避けることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記第１従来例および第２従来例のPWMインバータにおける保護手法を、ＰＷＭサイクロコンバータに適用した場合には、平滑コンデンサ等のエネルギー吸収素子やフリーフォイルダイオードがないため、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に過電圧が発生してＰＷＭサイクロコンバータを保護することができないという問題点があった。特に、多重システムで交流電動機を負荷とした場合には、故障したＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に交流電動機の誘起電圧が集中し、致命的な破壊を引き起こすという問題点もあった。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の請求項１に係るＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力を備えたスイッチング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記スイッチング手段を双方向スイッチ（１１２〜１１７）とし、前記双方向スイッチの両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、論理回路（６３１）へ故障信号として出力する故障検出器（６１０）を備え、
前記論理回路（６３１）は、故障信号を受け取ると、故障が起きた前記双方向スイッチのゲート信号をオフし、健全な動作をしている他相のスイッチの中から１つを選択して、その選択したゲート信号をオンし、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子電圧を０にすることを特徴としている。
【０００６】
本発明のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、故障してない相のスイッチング手段を閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を０にするようにしている。これにより、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制し、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの実施の形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
同図において、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源１０１、交流ラインフィルタ１０２、電源電圧検出回路１０３、ゲートドライバ１０４、転流シーケンス切り替え回路１０５、コントローラ１０６、電流方向検出回路１０７、負荷としての交流電動機１０８、過電圧保護回路１０９、故障検出回路１１０および双方向スイッチ群１１１を備えて構成されている。
双方向スイッチ群１１１は、スイッチング手段としての双方向スイッチ１１２〜１１７を備えた構成であり、本実施形態の各双方向スイッチ１１２〜１１７は、バイポーラトランジスタのオン状態での低電圧特性とパワーＭＯＳＦＥＴの高速スイッチング特性とを併せ持つ２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を一方のエミッタと他方のコレクタを直列接続した構成となっている。
交流電源１０１の出力は、交流ラインフィルタ１０２を介して、出力端子Ａ側に接続される双方向スイッチ１１２〜１１４と、出力端子Ｂ側に接続される双方向スイッチ１１５〜１１７とに供給されている。双方向スイッチ１１２〜１１４の反対側はＡ端子を介して交流電動機１０８に接続され、双方向スイッチ１１５〜１１７の反対側はＢ端子を介して交流電動機１０８のもう一方の端子に接続されている。
電圧検出回路１０３は、交流電源１０１の出力電圧を取り込んで絶縁、降圧したあとコントローラ１０６へ電源電圧検出値を渡す。また、コントローラ１０６は出力電圧指令と電圧検出回路１０３による電源電圧検出値に基づいて、ＰＷＭ指令を決定し、出力する。
電流方向検出回路１０７は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端電圧の差より各々のスイッチ電流方向を検出して出力する。また、転流シーケンス切り替え回路１０５は、コントローラ１０６からのＰＷＭ指令と電流方向検出回路１０７による電流方向検出値に基づいて転流順序を決定し、ＰＷＭ指令をゲート信号に変換して出力する。
ゲートドライバ１０４は、ゲート信号を絶縁し、双方向スイッチ１１２〜１１７の駆動信号を出力する。双方向スイッチ１１２〜１１７は、該駆動信号を受け取り、交流電動機１０８へ電力を供給する。
また、故障検出器１１０は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、ゲートドライバ１０４にゲートブロック信号として、また過電圧保護回路１０９に駆動信号として故障信号を出力する。さらに、過電圧保護回路１０９は故障信号（駆動信号）を受け取ると、過電圧保護動作を開始する。
【０００８】
次に、図２は、本実施形態におけるゲートドライブ回路１０４および故障検出回路１１０の詳細な回路構成図である。尚、同図は、双方向スイッチ１１２〜１１７における１スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｔｒｉｇ当たりの回路構成を示している。
図中、２１９はゲート信号Ｓｇの絶縁ホトカプラ、２２０は故障信号Ｓｆの絶縁ホトカプラ、Ｒ１〜Ｒ９は抵抗、Ｂ１，Ｂ２はバイアス電源、Ｔｒ１〜Ｔｒ４はトランジスタ、Ｄ１はダイオード、Ｄ２はツェナーダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサである。
図２において、まず、ゲート信号Ｓｇがオフの場合には、ゲート信号絶縁ホトカプラ２１９の出力トランジスタがオフとなり、トランジスタＴｒ１は導通状態となる。この時、トランジスタＴｒ４が導通状態となり、スイッチング素子Ｔｒｉｇのゲート信号は負にバイアスされ、スイッチング素子Ｔｒｉｇは開状態となる。この時、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧は、トランジスタＴｒ１がオンするため、故障信号Ｓｆを駆動するトランジスタＴｒ３を駆動するのに十分な電圧とはならず、したがって故障信号Ｓｆは出力されない。
また、ゲート信号Ｓｇがオンの場合には、ゲート信号絶縁ホトカプラ２１９の出力トランジスタがオンとなり、トランジスタＴｒ１はオフとなる。この時、トランジスタＴｒ３が導通状態となり、スイッチング素子Ｔｒｉｇのゲート信号は正にバイアスされ、スイッチング素子Ｔｒｉｇは閉状態となる。
この時、スイッチング素子Ｔｒｉｇが正常な場合には、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧はスイッチング素子Ｔｒｉｇがオンするため、故障信号Ｓｆを駆動するトランジスタＴｒ３を駆動するのに十分な電圧とならず、したがって故障信号Ｓｆは出力されない。しかしながら、スイッチング素子Ｔｒｉｇがある一定時間内にオンしなかったり、断線している場合には、ツェナーダイオードＤ２のカソード電圧が上昇し、トランジスタＴｒ２のベースに接続された遅延回路で決定されている時定数で、トランジスタＴｒ２のベース電圧が上昇する。こうしてトランジスタＴｒ２のベース電圧が確立すると、トランジスタＴｒ２がオンとなり、故障信号Ｓｆを出力することとなる。
尚、故障信号Ｓｆは、ゲートドライバ１０４内のゲートブロック信号として機能すると共に、故障信号絶縁ホトカプラ２２０を介して過電圧保護回路１０９の駆動信号として出力される。
【０００９】
次に、図３、図４、図５および図６は、それぞれ各種の過電圧保護回路１０９の具体的な構成例を示す。まず、図３の過電圧保護回路１０９ａは、第２のスイッチング手段としての双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２と、故障信号Ｓｆに基づいて双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２を開閉制御する駆動回路３０１と、双方向スイッチＴｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２に直列接続される抵抗Ｒ１０とを備えた構成である。
また、図４の過電圧保護回路１０９ｂは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ３と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ３を開閉制御する駆動回路４０１と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流してスイッチング素子Ｔｒｉｇ３の両端に印加するダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８とを備えた構成である。
また、図５の過電圧保護回路１０９ｃは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ４と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ４を開閉制御する駆動回路５０１と、スイッチング素子Ｔｒｉｇ４に直列接続される抵抗Ｒ１１と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流して直列接続された抵抗Ｒ１１およびスイッチング素子Ｔｒｉｇ４の両端に印加するダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４とを備えた構成である。
さらに、図６の過電圧保護回路１０９ｄは、第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｔｒｉｇ５と、故障信号Ｓｆに基づいてスイッチング素子Ｔｒｉｇ５を開閉制御する駆動回路６０１と、スイッチング素子Ｔｒｉｇ５に直列接続される抵抗Ｒ１２と、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を整流して直列接続された抵抗Ｒ１２およびスイッチング素子Ｔｒｉｇ５の両端に印加するダイオードブリッジＤ１５〜Ｄ１８と、並列接続されるコンデンサＣ３とを備えた構成である。
何れの回路構成によっても、故障信号Ｓｆにより第２のスイッチング手段を駆動して、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を下げるように動作する。
以上のように、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御される双方向スイッチ１１２〜１１７の故障を故障検出回路１１０により検出して故障信号Ｓｆを出力し、該故障信号Ｓｆに基づいて、過電圧保護回路１０９によって当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂの電圧を抑制するので、双方向スイッチ１１２〜１１７の故障が発生した場合でも、過電圧による当該ＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【００１０】
〔第２の実施形態〕
図７は、本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。同図において、図１（第１の実施形態）と重複する部分には同一の符号を附して説明を省略する。
同図において、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源１０１、交流ラインフィルタ１０２、電源電圧検出回路１０３、ゲートドライバ６０４、転流シーケンス切り替え回路６０５、コントローラ６０６、電流方向検出回路６０７、負荷としての交流電動機１０８、故障検出回路６１０、論理回路６３１および双方向スイッチ群６１１を備えて構成されている。
双方向スイッチ群６１１は、第１の実施形態と同様に、スイッチング手段としての双方向スイッチ１１２〜１１７を備えた構成である。また、論理回路６３１は、故障時の点弧制御を行うものである。
交流電源１０１の出力は、交流ラインフィルタ１０２を介して、出力端子Ａ側に接続される双方向スイッチ１１２〜１１４と、出力端子Ｂ側に接続される双方向スイッチ１１５〜１１７とに供給されている。双方向スイッチ１１２〜１１４の反対側はＡ端子を介して交流電動機１０８に接続され、双方向スイッチ１１５〜１１７の反対側はＢ端子を介して交流電動機１０８のもう一方の端子に接続されている。
電圧検出回路１０３は、交流電源１０１の出力電圧を取り込んで絶縁、降圧したあとコントローラ６０６へ電源電圧検出値を渡す。また、コントローラ６０６は出力電圧指令と電圧検出回路１０３による電源電圧検出値に基づいて、ＰＷＭ指令を決定し、出力する。
電流方向検出回路６０７は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端電圧の差より各々のスイッチ電流方向を検出して出力する。また、転流シーケンス切り替え回路６０５は、コントローラ６０６からのＰＷＭ指令と電流方向検出回路６０７による電流方向検出値に基づいて転流順序を決定し、ＰＷＭ指令をゲート信号に変換して出力する。
ゲートドライバ６０４は、ゲート信号を絶縁し、双方向スイッチ１１２〜１１７の駆動信号を出力する。双方向スイッチ１１２〜１１７は、該駆動信号を受け取り、交流電動機１０８へ電力を供給する。
また、故障検出器６１０は、双方向スイッチ１１２〜１１７の両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、故障信号として出力する。論理回路６３１は、故障信号を受け取ると、故障が起きたスイッチの相のゲート信号をオフし、健全的な動作をしている他相のスイッチの中から１つを選択して、そのゲート信号をオンとする。
【００１１】
図８は、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータの動作を説明するために、図７の構成を簡略化した概念図である。尚、図８においては、交流ラインフィルタ１０２について詳細な構成を示しており、コイルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ４〜Ｃ６を備えた構成としている。また、双方向スイッチ１１２〜１１７をそれぞれ双方向スイッチＳｒａ，Ｓｓａ，Ｓｔａ，Ｓｒｂ，Ｓｓｂ，Ｓｔｂで表している。
図８において、仮に双方向スイッチＳｒａが故障したと仮定すると、第１の実施形態と同様に、故障検出回路６１０は故障信号Ｓｆを出力する。故障検出回路６１０は各スイッチ毎に設けてあるため、双方向スイッチＳｒａが故障したことを検出できる。この時双方向スイッチＳｓａおよびＳｓｂを点弧し、双方向スイッチＳｒａ，Ｓｔａ，ＳｒｂおよびＳｔｂを消弧すれば、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は”０”となり、過電圧による破壊を防ぐことができる。
以上のように、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータでは、ＰＷＭ制御により開閉制御される双方向スイッチ１１２〜１１７の故障を故障検出回路６１０により検出して故障信号Ｓｆを出力し、該故障信号Ｓｆに基づいて、故障してない相の双方向スイッチを閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子Ａ，Ｂ間の電圧を”０”にするので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、過電圧による当該ＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止することができる。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＰＷＭサイクロコンバータによれば、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、過電圧保護手段によって当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制することとしたので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制でき、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することができる。
また、本発明のＰＷＭサイクロコンバータによれば、ＰＷＭ制御により開閉制御されるスイッチング手段の故障を故障検出手段により検出して故障信号を出力し、該故障信号に基づいて、故障してない相のスイッチング手段を閉制御して、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を０にすることとしたので、スイッチング手段の故障が発生した場合でも、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子の両端電圧を抑制でき、過電圧によるＰＷＭサイクロコンバータの破壊を阻止し得るＰＷＭサイクロコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図２】第１の実施形態におけるゲートドライブ回路および故障検出回路の詳細な回路構成図である。
【図３】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その１）である。
【図４】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その２）である。
【図５】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その３）である。
【図６】過電圧保護回路の具体的構成を例示する構成図（その４）である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータを適用した交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図８】第２の実施形態のＰＷＭサイクロコンバータの動作を説明する概念図である。
【図９】第１従来例のＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図１０】第２従来例の多重ＰＷＭインバータが適用されている交流電動機駆動制御装置の構成図である。
【図１１】第２従来例における単相出力ＰＷＭインバータの構成図である。
【符号の説明】
１０１ 交流電源
１０２ 交流ラインフィルタ
１０３ 電源電圧検出回路
１０４ ゲートドライバ
１０５ 転流シーケンス切り替え回路
１０６，６０６ コントローラ
１０７，６０７ 電流方向検出回路
１０８ 交流電動機
１０９ 過電圧保護回路
１１０，６１０ 故障検出回路
１１１，６１１ 双方向スイッチモジュール
１１２〜１１７ 双方向スイッチ（スイッチング手段）
Ａ，Ｂ ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子
Ｔｒｉｇ 双方向スイッチ内のスイッチング素子
２１９ ゲート信号絶縁ホトカプラ
２２０ 故障検出信号絶縁ホトカプラ
Ｒ１〜Ｒ１２ 抵抗
Ｂ１，Ｂ２ バイアス電源
Ｔｒ１〜Ｔｒ５ トランジスタ
Ｄ１ コレクタキャッチダイオード
Ｄ２ ツェナーダイオード
Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ
Ｔｒｉｇ１，Ｔｒｉｇ２ 双方向スイッチ（第２のスイッチング手段）
Ｔｒｉｇ３，Ｔｒｉｇ４，Ｔｒｉｇ５ スイッチング素子（第２のスイッチング手段）
Ｄ５〜Ｄ８，Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８ ダイオードブリッジ
６３１ 論理回路
Ｓｒａ 双方向スイッチ（Ｒ相―Ａ間）
Ｓｓａ 双方向スイッチ（Ｓ相―Ａ間）
Ｓｔａ 双方向スイッチ（Ｔ相―Ａ間）
Ｓｒｂ 双方向スイッチ（Ｒ相―Ｂ間）
Ｓｓｂ 双方向スイッチ（Ｓ相―Ａ間）
Ｓｔｂ 双方向スイッチ（Ｔ相―Ａ間）
８０１ 交流電源
８０６，９０６ コントローラ
８１０ 故障検出回路
８３２ ダイオードモジュール
８３３ 平滑コンデンサ
８３４ トランジスタモジュール
８３５，９３５ 交流電動機
８３６ ゲートドライバ
８３７ ゲートブロック回路
９４０ 単相出力ＰＷＭインバータ
１０４１ 単相出力トランジスタモジュール
Claims (1)
- 交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力を備えたスイッチング手段で直接接続し、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記スイッチング手段の開閉制御を行って任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記スイッチング手段を双方向スイッチ（１１２〜１１７）とし、前記双方向スイッチの両端の電圧とゲート信号の状態から故障を検出し、論理回路（６３１）へ故障信号として出力する故障検出器（６１０）を備え、
前記論理回路（６３１）は、故障信号を受け取ると、故障が起きた前記双方向スイッチのゲート信号をオフし、健全な動作をしている他相のスイッチの中から１つを選択して、その選択したゲート信号をオンし、強制的に当該ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子電圧を０にすることを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30882797A JP3865011B2 (ja) | 1997-11-11 | 1997-11-11 | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30882797A JP3865011B2 (ja) | 1997-11-11 | 1997-11-11 | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11146649A JPH11146649A (ja) | 1999-05-28 |
| JP3865011B2 true JP3865011B2 (ja) | 2007-01-10 |
Family
ID=17985790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30882797A Expired - Fee Related JP3865011B2 (ja) | 1997-11-11 | 1997-11-11 | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3865011B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001045772A (ja) * | 1999-08-03 | 2001-02-16 | Yaskawa Electric Corp | ３レベルインバータまたはｐｗｍサイクロコンバータ |
| DE10014665B4 (de) | 2000-03-24 | 2005-09-22 | Siemens Ag | Verfahren zum Schutz eines Matrixumrichters vor Überspannungen und eine aktive Überspannungsvorrichtung |
| JP2004096974A (ja) | 2002-09-04 | 2004-03-25 | Yaskawa Electric Corp | スナバモジュールおよび電力変換装置 |
| KR100931182B1 (ko) * | 2002-12-14 | 2009-12-10 | 주식회사 포스코 | Ｐｗｍ 컨버터에서의 과전압 제어 장치 |
| JP4514496B2 (ja) * | 2004-04-09 | 2010-07-28 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍサイクロコンバータ装置、検出装置及び制御方法 |
| JP4735109B2 (ja) * | 2005-08-02 | 2011-07-27 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ装置 |
| WO2012077348A1 (ja) * | 2010-12-09 | 2012-06-14 | パナソニック株式会社 | 直接変換回路及びマトリックスコンバータ制御装置 |
| JP6630220B2 (ja) * | 2016-04-01 | 2020-01-15 | 株式会社ダイヘン | 溶接電源装置 |
-
1997
- 1997-11-11 JP JP30882797A patent/JP3865011B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11146649A (ja) | 1999-05-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041015 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060324 |
|
| A977 | Report on retrieval |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060607 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101013 Year of fee payment: 4 |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 5 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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