JP3824610B2 - 送信回路 - Google Patents

Description

本発明は、高周波信号を無線で送信する送信回路に関するものである。

一般に、振幅変調を伴う変調信号において、特にＱＡＭ（直交振幅変調）などの多値変調においては、アンテナへ電力を送信するための送信回路に配置される高周波電力増幅器には線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級、あるいはＡＢ級などが用いられてきた。

しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級，ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できなくなった。すなわち、ＯＦＤＭ変調では、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が生成し、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、平均電力よりかなり大きなピーク電力も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。Ａ級動作では効率が最大でも５０％しかなく、特にＯＦＤＭ変調の場合は、ＰＡＰＲが大きいためピーク電力が出力される以外の時間について、ピーク電力を補償するピーク電圧と瞬時電力を補償する瞬時電圧の差と電流の掛け算で与えられる直流電力はほとんど熱となって捨てられる。その結果の効率は大きく低下してしまう。

このため、例えば電源として電池を用いる携帯型の無線機では、連続使用可能時間が短くなり、実用上問題が生じる。

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば特許文献１参照）。

図８は、従来から知られているＥＥＲ法の概略を表すブロック回路図である。同図において、変調信号生成回路４０１によって生成されたＯＦＤＭ変調波（変調信号）は、変調信号配線４１０を介して変調信号検出手段である検波回路４０２に入力される。そして、検波回路４０２によって、ＯＦＤＭ変調波の位相成分と振幅成分とに分けて検出される。具体的には、変調信号生成回路４０１によって生成されたＯＦＤＭ変調波のＩ，Ｑのベクトル波は、その振幅成分√(I²＋Q²)と位相成分tan^-1(Q/I)に分けて検出される。そして、位相成分（複素位相変調波）は、検波回路４０２から位相成分配線４１１を経て、直交変調器４０４によってアップコンバートされた後、高周波信号電力の形でＰＡ４０５（高周波電力増幅器）の高周波入力端子に入力される。また、振幅成分（振幅変調波）は、振幅成分配線４１２を経て直流直流変換器４０３で直流直流変換を受けた後、ＰＡ４０５の電源電圧端子に入力される。

ＯＦＤＭ変調波の例として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合、バックオフ量（飽和電力からどれだけ低いレベルで動作させるかを表す量）としては約７ｄＢ必要とされている。すなわち、高周波出力電力は高周波ピーク電力の２０％にしか利用されないため、効率は５０％→１０％まで悪化する。このようにＡ級あるいはＡＢ級動作のＰＡを高効率で用いるには、高周波電力を出力するのに最低限必要な電源電圧を逐次ＰＡに与え、バックオフを理想的には０ｄＢとすることが望ましい。

この問題を解決するため、ＥＥＲ法ではＰＡ４０５に与える変調波として、変調信号を極座標変換して得られた位相成分を直交変調した変調波を与える。位相成分の変調波は振幅が一定な時間的に位相の変化するサイン波となるため、ＰＡ４０５はほぼバックオフ０ｄＢで動作できる。なお、電源端子から入力された振幅成分が位相成分とＰＡ出力で掛け合わされるため、もとの変調信号を直交変調したのと同じ変調波を得ることができる。
米国特許第６２５６４８２Ｂ１（図面３ページ、図６）

しかしながら、従来技術のＥＥＲ法では、ＰＡ４０５にある一定電力を入力した状態でのＰＡ４０５の電源電圧に対する出力電圧の応答では、結果として得られるスペクトラムマスクやＥＶＭ（変調精度）が無線規格に入らないため、正しく変調波が復元できないという不具合があった。

図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ順に、従来のＰＡ４０５における電源電圧端子（ＶＤＤ）へ入力される振幅成分の電圧振幅(Ｖin)、ＰＡ４０５の電源電圧端子（ＶＤＤ）への入力電圧に対する出力電圧（ＲＦout）の応答特性、Vinに対する出力電圧（ＲＦout）の電圧振幅を示す図である。図９（ｂ）に示すように、ＰＡ４０５の応答が非線形応答であるため、ＥＥＲ法を実行すると、ＰＡ４０５の出力で位相成分と振幅成分とが掛け合わされ、変調波が生成される際、変調精度，スペクトラムが劣化してしまう。

本発明の目的は、非線形応答を有するＰＡを用いても、信号劣化しないＥＥＲ法を有する送信回路を提供することである。

本発明の送信回路の基本的な構成は、位相成分と振幅成分とを含む変調信号の少なくとも振幅成分を検出し、振幅成分を伝達する振幅成分配線を設け、変調信号の振幅成分の振幅値が閾値よりも大きいか否かを判定する判定手段を振幅成分配線に設けたものである。

これにより、変調信号の振幅成分の大小に応じて送信方法を変更することが可能になり、通常のＡ級動作の不具合とＥＥＲ法を用いたときの不具合とを抑制することができる。この閾値は、一般には、送信される信号が線形応答を示す領域と非線形応答を示す領域との境界に対応するように設定しておけばよい。線形応答とは、その応答に適当なオフセット電圧を与えると同時に、その応答の範囲が変調信号の振幅成分が変化する電圧振幅範囲を包含するように電圧振幅成分を比例倍した場合、無線規格で規定されるスペクトラムマスク、変調精度を満足する線形性の程度を示す領域であり、非線形応答とは同じ操作をした場合に、無線規格に入らない領域を示す。これにより、送信される信号が無線規格に入る領域では、ＥＥＲ法などの低損失の方式を用い、送信される信号が無線規格に入らない領域では、送信される信号の品質の劣化を抑制しうる方式を採用することが可能になる。

上記基本的な構成において、振幅成分だけでなく位相成分をも検出して、位相成分を伝達する位相成分配線及び変調信号配線に、振幅成分の振幅値が閾値以下の場合は変調信号を、大きい場合は位相成分をそれぞれ出力する第１の選択出力手段を配置する一方、振幅成分配線及び一定電圧供給配線に、振幅成分の振幅値が上記閾値以下の場合は一定電圧を、大きい場合は振幅成分を出力する第２の選択出力手段を配置することにより、第１の選択出力手段の出力を高周波電力増幅器の高周波入力端子に、第２の選択手段の出力を電源電圧端子に接続することができるので、高周波電力増幅器の高周波出力からの出力振幅の応答が無線規格にはいる領域のみＥＥＲ法を行ない、無線規格に入らない領域では通常の変調波を線形増幅することができる。よって、高周波電力増幅器の応答が無線規格に入らない領域でＥＥＲを行なうことによって生じうる送信信号の劣化を防ぐことができ、高効率でかつ送信信号の信号劣化の無い送信回路を実現できる。

第２の選択出力手段に接続され、第２の選択出力手段の出力信号を電圧変換する直流直流変換手段をさらに備えることができる。

変調信号生成手段に出力電力レベルの指定を行なう手段を備えることにより、出力したい出力電力レベルを変調信号生成手段に指定できるため、変調信号生成手段でＩＱレベルを設定することで、出力電力レベルを自由に設定できる。

第１の選択出力手段と高周波電力増幅器との間に周波数変換手段を設けることにより、さらに広い帯域での高周波信号を扱うことが可能になる。例えば、ＤＡコンバータの帯域はせいぜい数百メガであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできるからである。

また、上記基本的な構成に、振幅成分配線及び一定電圧供給配線に、判定手段の判定結果に応じて振幅成分の振幅値が閾値以下の場合は一定電圧を、大きい場合は振幅成分をそれぞれ出力する選択出力手段をさらに備えることによっても、高周波電力増幅器の高周波出力からの出力振幅の応答が無線規格にはいる領域のみを実質的にＥＥＲ法と等しい近似ＥＥＲ法を行ない、無線規格に入らない領域では通常の変調波を線形増幅することができる。よって、高周波電力増幅器の応答が線形規格に入らない領域でＥＥＲを行なうことによって生じうる送信信号の劣化を防ぐことができ、高効率でかつ送信信号の信号劣化の無い送信回路を実現できる。

その場合にも、変調信号生成手段と高周波電力増幅器との間に周波数変換手段を設けることにより、さらに広い帯域での高周波信号を扱うことが可能になる。例えば、ＤＡコンバータの帯域はせいぜい数百メガであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできるからである。

本発明の送信回路によれば、通常のＥＥＲ法を利用すると高周波電力増幅器のＲＦ出力応答が電源電圧端子からの入力に対して線形規格からはずれる場合であっても、変調精度の劣化を抑制することができる。

（第１の実施形態）
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。本実施形態では、変調信号としてＯＦＤＭ変調波を採用する。ＯＦＤＭ変調を用いるシステムとしては、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムがある。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに例えば６４ＱＡＭの変調を施し、逆離散フーリエ変換を行なった後、これをマルチプレクスしてＯＦＤＭ変調信号を得る。５２本のキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。

図１は、本発明の第１の実施形態におけるＥＥＲ法を実現するための送信回路のブロック回路図である。この送信回路は、同図に示すように、振幅成分と位相成分とを含むＯＦＤＭ変調波（変調信号）を生成する変調信号生成手段である変調信号生成回路１０１と、ＯＦＤＭ変調波が流れる変調信号配線１２０と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分と位相成分とを検出する変調信号検出手段である検波回路１０２と、ＯＦＤＭ変調波の位相成分を伝達する位相成分配線１２１と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分を伝達する振幅成分配線１２２と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分のレベル判定を行なう判定手段であるレベル判定回路１０６と、レベル判定回路１０６のレベル判定の基準となる閾値電圧を記憶している記憶手段であるＲＯＭ１０９と、１．１Ｖの電圧を受ける電源電圧端子に接続されて一定電圧１．１Ｖを供給する一定電圧供給配線１１１と、レベル判定回路１０６での判定結果に応じて、変調信号生成回路１０１からのＯＦＤＭ変調波又は検波回路１０２からの位相成分のいずれかを選択する第１の選択出力手段である第１セレクタ１０３と、レベル判定回路１０６の判定結果に応じて、振幅成分配線１２２を経て入力される振幅成分と、一定電圧配線１１１を経て供給される１．１Ｖの一定電圧とのいずれかを選択する第２の選択出力手段である信号セレクタ１０７と、直流直流変換器１０８と、第１セレクタ１０３からの出力を直交変調する直交変調器１０４と、直交変調器１０４から出力される高周波信号を高周波入力端子に、直流直流変換器１０８からの振幅成分を電源電圧端子にそれぞれ受けるＰＡ１０５（高周波電力増幅器）と、変調信号生成回路１０１に出力電力を指定する出力電力指定手段である出力電力指定部１１０とを備えている。

変調信号生成回路１０１は、上述のＯＦＤＭ変調波（変調信号）を生成するものである。変調信号生成回路１０１によって生成されたＯＦＤＭ変調波は、変調信号配線１２０を流れて第１セレクタ１０３に入力される。

検波回路１０２は、変調信号配線１２０中を流れるＯＦＤＭ変調波を位相成分（複素位相変調波）と振幅成分（振幅変調波）とに分けて検出する。具体的には、変調信号生成回路１０１によって生成されたＯＦＤＭ変調波のＩ，Ｑのベクトル波は、その振幅成分√(I²＋Q²)と位相成分tan^-1(Q/I)に分けて検出される。そして、位相成分はＩＱ波として位相成分配線１２１を流れて第１セレクタ１０３に入力され、振幅成分は振幅成分配線１２２を流れて第２セレクタ１０７に入力される。

レベル判定回路１０６は、ＲＯＭ１０９に記憶されている閾値電圧レベルと、振幅成分配線１２２を流れる振幅成分とを入力して、振幅成分の電圧レベルが閾値電圧レベルよりも大きいか以下かを判定する。

第１セレクタ１０３は、レベル判定回路１０６の判定結果に基づき、位相成分配線１２１を経て入力されたＯＦＤＭ変調波の位相成分と、変調信号配線１２０を経て入力されたＯＦＤＭ変調波とのいずれか選択して出力する。このとき、振幅成分配線１２２を流れる振幅成分の電圧レベルがＲＯＭ１０９に記憶された閾値電圧レベル以下の場合は、変調信号であるＯＦＤＭ変調波を選択して出力し、振幅成分の電圧レベルが閾値電圧レベルよりも大きい場合は検波回路１０２からの位相成分を選択して出力する。

第２セレクタ１０７は、レベル判定回路１０６の判定結果に基づき、一定電圧供給配線１１１からの一定電圧１．１Ｖと、振幅成分配線１２２を経て入力された振幅成分とのいずれかを選択して出力する。このとき、振幅成分配線１２２を流れる振幅成分の電圧レベルがＲＯＭ１０９に記憶された閾値電圧レベル以下の場合は、一定電圧供給配線１１１からの一定電圧１．１Ｖを選択して出力し、大きい場合は検波回路１０２からの振幅成分を選択して出力する。

直交変調器１０４は、第１セレクタ１０３から出力される複素位相変調波（直交成分（Quadrature）および同相成分（In-phase））を高周波信号に変換する。

直流直流変換器１０８は、第２セレクタ１０７からの出力を増幅しＰＡ１０５の電源電圧端子に所望の電圧振幅をもった振幅変調信号を供給する。

高周波電力増幅器であるＰＡ１０５は、Ａ級であって、直交変調器１０４から出力される高周波信号はＰＡ１０５の高周波入力端子に入力され、システムがＥＥＲ法を選択したときは直流直流変換器１０８によって直流変換された振幅成分が電源電圧端子から入力される。その結果、ＰＡ１０５の高周波出力端子は、位相および振幅が共に変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する。また、システムが通常のＩＱ直交変調を選択したときは、ＰＡ１０５は、その電源電圧端子から供給される電圧を１．１Ｖに固定して、線形増幅を行なう。

出力電力指定部１１０は、ＭＡＣ（Media Access Control）などからの送信電力制御に関する指定を受け付ける。

−処理過程における信号の変化例−
図２は、本実施形態の送信回路において処理される信号の変化例を説明するための図である。図３（ａ），（ｂ）は、それぞれ従来の送信回路及び本実施形態の送信回路の高周波増幅器４０５，１０５の電源電圧端子への入力電圧に対する出力信号（ＲＦｏｕｔ）の電圧の応答特性を示す図である。

図２に示すように、例えばＭＡＣから指定された出力レベルは、出力電力指定部１１０を介して変調信号生成回路１０１に入力され、そのレベルに応じて図２の２Ａに示すようなコンスタレーションを示すＯＦＤＭ変調波のＩＱ直交信号が生成される。そして、ＯＦＤＭ変調波は、検波回路１０２によって、図２の２Ｂに示すような振幅成分と、複素位相成分（位相成分）（図示せず）とに分けて検出される。出力された振幅成分は、レベル判定回路１０６により、ＲＯＭ１０９に設定された閾値電圧レベルとの大小関係を比較される。

このときＲＯＭ１０９に設定された閾値電圧レベルは、例えば図３（ａ）に示すように、高周波電力増幅器の入力電圧−出力信号の電圧の応答特性において、十分線形の応答を示す線形領域の下限値、例えば１Ｖとする。あるいは、閾値電圧レベルは、適当の数式操作によって設定されてもよい。ここで、線形領域とは、出力されるスペクトラムあるいは出力のＥＶＭが、通信システムの無線規格を満足する範囲にあるという意味であり、応答特性が厳密な線形特性であるということを意味するものではない。

レベル判定回路１０６においては、このしきい値電圧レベル１Ｖを用い、検波回路１０２で生成された振幅成分のレベルがしきい値電圧レベルよりも大きい判定Ａか、以下である判定Ｂかを判断し、各セレクタ１０７，１０３にそれぞれ判定結果Ａ又はＢを出力する。

レベル判定回路１０６から判定Ａが入力された場合、つまり、振幅成分が図２の２Ｃに示す状態のときには、第２セレクタ１０７においては、検波回路１０２から振幅成分配線１２２を経て入力される振幅成分（図２の２Ｅ参照）が選択され、第１セレクタ１０３においては、検波回路１０２から位相成分配線１２１を経て入力される位相成分（図２の２Ｆ参照）が選択される。

この場合、送信回路内ではＥＥＲ法が利用されることになる。したがって、ＥＥＲ法によって、ＰＡ１０５を飽和点近くで動作することができ、ほぼ理論上の最大効率で動作させることができる。したがって、ＥＥＲ法を行なうことにより、高効率化を実現することができる。

一方、レベル判定回路１０６から判定Ｂが入力された場合、つまり、振幅成分が図２の２Ｄに示す状態のときには、第１セレクタ１０３においては、変調信号生成回路１０１から変調信号配線１２０を経て入力されたＯＦＤＭ変調波（変調信号）が選択され、第２セレクタ１０７においては、一定電圧１．１Ｖが選択される。

この場合、送信回路内では通常のＩＱ直交変調が行なわれることになる。したがって、ＰＡ１０５に供給する一定電圧はここでは閾値電圧を１Ｖに設定したため、それにわずかながらのマージンを与えるため、例えば１．１Ｖと設定する。１Ｖ以下の振幅を有する変調波の平均電圧が０．８Ｖであるとすると、ＰＡ１０５は２ｄＢのバックオフを有する動作となる。このとき、効率は、Ａ級動作の理論効率である５０％の６３％であり、３１．５％である。ＥＥＲ法でのＰＡ１０５の動作は、飽和動作であるとすると、理論効率５０％が達成される。したがって、本実施形態の構成で期待される効率は、閾値電圧１Ｖ以上の振幅が１０％程度であるとすると、５０×０．１＋３１．５×０．９＝３３．４％となる。

通常の直交変調のみの場合は１０％の効率しか得られないのに対し、本発明を用いることにより大きく効率が改善できる。

また、従来の送信回路においては、図３（ａ）に示すように、高周波電力増幅器の電源電圧端子への入力電圧に対する高周波出力端子ＲＦoutでの電圧振幅の応答特性には、無線規格に入らない非線形領域が存在していたため、図３（ａ）の左方に示すごとく出力信号はひずみを受けていた。それに対し、本実施形態では、直流直流変換器において振幅成分に与えるオフセット電圧を適宜調整し（本実施形態では、オフセット電圧は０．５Ｖ）、かつ、振幅成分の電圧レベルが閾値電圧レベル以下のときには、通常の直交変調を行なうことにより、図３（ｂ）に示すように、入力電圧に対するＲＦoutでの電圧振幅の応答特性全体３Ａ，３Ｂを無線規格内に収めることが可能になる。よって、図３（ｂ）の左方に示すように、振幅成分を無歪で出力することができる。なお、すでに述べたように、ここでいう線形領域も、結果として電力増幅器から出力されるスペクトラムあるいは出力のＥＶＭが、通信システムの規格を満足する程度に線形であるという意味であり、応答特性が完全な線形特性であるということを意味するものではない。

（第２の実施形態）
本実施形態においても、変調信号としてＯＦＤＭ変調波を採用する。図４は、本発明の第２の実施形態における送信回路の構成を概略的に示すブロック回路図である。この送信回路は、同図に示すように、振幅成分と位相成分とを含むＯＦＤＭ変調波（変調信号）を生成する変調信号生成手段である変調信号生成回路２０１と、ＯＦＤＭ変調波が流れる変調信号配線２２０と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分と位相成分とを検出する変調信号検出手段である検波回路２０２と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分を伝達する振幅成分配線２２２と、ＯＦＤＭ変調波の振幅成分のレベル判定を行なう判定手段であるレベル判定回路２０６と、レベル判定回路２０６のレベル判定の基準となる閾値電圧を記憶している記憶手段であるＲＯＭ２０９と、振幅成分配線２２２に配置され、振幅成分を直流直流変換する第１直流直流変換器２０８と、一定電圧を供給する一定電圧供給配線２１１と、一定電圧供給配線２１１に介設されて３Ｖの一定電圧を直流直流変換して１．１Ｖの一定電圧を出力する第２直流直流変換器２１０と、レベル判定回路２０６の判定結果に応じ、第１直流直流変換器２０８から供給される振幅成分と、第２直流直流変換器２１０から供給される１．１Ｖの一定電圧とのいずれかを選択する選択出力手段である信号セレクタ２０７と、変調信号配線２２０を経て送られるＯＦＤＭ変調波を直交変調器２０４と、直交変調器２０４から出力される高周波信号を高周波入力端子に、セレクタ２０７からの振幅成分を電源電圧端子にそれぞれ受ける定飽和型の高周波電力増幅器であるＰＡ２０５とを備えている。

なお、本実施形態においても、第１の実施形態における変調信号生成手段１０１に出力電力を指定する出力電力指定部１１０と同じ機能を有する回路要素を配置してもよい。

ここで、一定電圧供給配線２１１は、第２直流直流変換器２１０で変換された一定電圧１．１Ｖを供給するものである。

検波回路２０２は、変調信号（ＯＦＤＭ変調波）の複素変調ベクトルの絶対値をとる演算を行なうことにより、振幅成分を得る。

レベル判定回路２０６は、記憶手段であるＲＯＭ２０９に記憶されている閾値電圧レベルと、振幅成分配線２２２を流れる振幅成分とを入力して、振幅成分の電圧レベルが閾値電圧レベルよりも大きいか以下かを判定する。

第１直流直流変換器２０８は、検波回路２０２から振幅成分配線２２２を経て入力される振幅成分を増幅し、ＰＡ２０５の電源電圧端子に所望の電圧振幅をもった振幅成分を供給すると同時に，ＰＡ２０５が必要とするＤＣ電力を供給する。

セレクタ２０７は、レベル判定回路２０６の判定結果に基づき、一定電圧供給配線２１１からの一定電圧１．１Ｖと、振幅成分配線２２２を経て入力される振幅成分とのいずれかを選択して出力する。このとき、振幅成分配線２２２を流れる振幅成分の電圧レベルがＲＯＭ２０９に記憶された閾値電圧レベル以下の場合は、一定電圧供給配線２１１の出力１．１Ｖを選択して出力し、大きい場合は第１直流直流変換器２０８を介して検波回路２０２からの振幅成分を選択して出力する。

直交変調器２０４は、検波回路２０２から出力される複素位相変調波（直交成分（Quadrature）および同相成分（In-phase））であるＯＦＤＭ変調波（変調信号）を高周波信号に変換する。

高周波電力増幅器であるＰＡ２０５は、Ａ級であって、直交変調器２０４から出力される高周波信号は変調信号配線２２０を経てＰＡ２０５の高周波入力端子に入力され、システムが実質的にＥＥＲ法を選択したときは第１直流直流変換器２０８によって直流変換された振幅成分が電源電圧端子から入力される。その結果、ＰＡ２０５の高周波出力端子は、位相および振幅が共に変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する。また、システムが通常のＩＱ直交変調を選択したときは、ＰＡ２０５の電源電圧端子から供給される電圧は、一定電圧供給配線２１１から供給される一定電圧１．１Ｖに固定される。

−処理過程における信号の変化例−
図６は、本実施形態の送信回路において処理される信号の変化例を説明するための図である。

図６に示すように、変調信号生成回路２０１において生成された図６の６Ａに示すようなコンスタレーションを示すＯＦＤＭ変調波（複素ベクトル信号）から、検波回路２０２によって、図６の６Ｂに示すような振幅成分が検出される。出力された振幅成分は、レベル判定回路２０６により、ＲＯＭ２０９に設定された閾値電圧レベルとの大小関係を比較される。

このときＲＯＭ２０９に設定された閾値電圧レベルは、例えば図３（ａ）に示すように、高周波電力増幅器の入力電圧−出力信号の電圧の応答特性において、十分線形の応答を示す線形領域の下限値、例えば１Ｖとする。あるいは、閾値電圧レベルは、適当の数式操作によって設定されてもよい。ここで、線形領域とは、出力されるスペクトラムあるいは出力のＥＶＭが、通信システムの線形規格を満足する範囲にあるという意味であり、応答特性が厳密な線形特性であるということを意味するものではない。

レベル判定回路２０６においては、このしきい値電圧レベル１Ｖを用い、検波回路２０２で生成された振幅成分のレベルがしきい値電圧レベルよりも大きい判定Ｃか、以下である判定Ｄかを判断し、セレクタ２０７にそれぞれ判定結果Ｃ又はＤを出力する。

第１の実施形態とは異なり、本実施形態においては、レベル判定回路２０６の判定が判定Ｃであるか判定Ｄであるかに拘わらず、ＰＡ２０５の高周波入力端子には、変調信号生成回路２０１で生成された変調信号（ＯＦＤＭ変調波）が入力される（図６の６Ａ参照）。そして、ＯＦＤＭ変調波は、検波回路２０２によって、図６の６Ｂに示すような振幅成分と、複素位相成分（位相成分）（図示せず）とに分けて検出される。出力された振幅成分は、レベル判定回路２０６により、ＲＯＭ２０９に設定されたしきい値電圧レベルとの大小関係を比較される。

レベル判定回路２０６から判定Ｃが入力された場合には、セレクタ２０７においては、検波回路２０２から振幅成分配線２２２を経て入力される振幅成分（図６の６Ｃ参照）が選択される。

この場合、本実施形態においては、高周波電力増幅器の入力信号は第１の実施形態のような位相成分ではなく、振幅成分を伴う通常の変調波であるため、送信回路内では近似ＥＥＲ法が利用されることになる。したがって、近似ＥＥＲ法によって、ＰＡ２０５を飽和点近くで動作することができ、ほぼ理論上の最大効率で動作させることができる。近似ＥＥＲ法の動作については、後に詳細に説明する。

一方、レベル判定回路２０６から判定Ｄが入力された場合には、セレクタ２０７においては、一定電圧１．１Ｖが選択される。

この場合、送信回路内では通常のＩＱ直交変調が行なわれることになる。したがって、ＰＡ２０５に供給する一定電圧はここでは閾値電圧を１Ｖに設定したため、それにわずかながらのマージンを与えるため、例えば１．１Ｖと設定する。１Ｖ以下の振幅を有する変調波の平均電圧が０．８Ｖであるとすると、ＰＡ２０５は２ｄＢのバックオフを有する動作となる。このとき、効率は、Ａ級動作の理論効率である５０％の６３％であり、３１．５％である。ＥＥＲ法でのＰＡ２０５の動作は、飽和動作であるとすると、理論効率５０％が達成される。したがって、本実施形態の構成で期待される効率は、閾値電圧１Ｖ以上の振幅が１０％程度であるとすると、５０×０．１＋３１．５×０．９＝３３．４％となる。

通常の直交変調のみの場合は１０％の効率しか得られないのに対し、本発明を用いることにより大きく効率が改善できる。

さらに、本実施形態においては、ＰＡ２０５の高周波入力端子に、位相成分ではなく、変調信号をそのまま入力しつつ、実質的にはＥＥＲ法を行なう。そのため、高周波電力増幅器の高周波入力端子に位相成分のみを入力していた従来のＥＥＲ法によっては避けられなかった，変調精度（Error Vector Magnitude :ＥＶＭ）の劣化を回避することができる。

従来の送信回路においては、図３（ａ）に示すように、高周波電力増幅器の電源電圧端子への入力電圧に対する高周波出力端子ＲＦoutでの電圧振幅の応答特性には、線形規格に入らない非線形領域が存在していたため、図３（ａ）の左方に示すごとく出力信号はひずみを受けていた。それに対し、本実施形態では、直流直流変換器において振幅成分に与えるオフセット電圧を適宜調整し（本実施形態では、オフセット電圧は０．５Ｖ）、かつ、振幅成分の電圧レベルが閾値電圧レベル以下のときには、通常の直交変調を行なうことにより、図３（ｂ）に示すように、入力電圧に対するＲＦoutでの電圧振幅の応答特性全体３Ａ，３Ｂを線形規格内に収めることが可能になる。よって、図３（ｂ）の左方に示すように、振幅成分を無歪で出力することができる。なお、すでに述べたように、ここでいう線形領域も、結果として電力増幅器から出力されるスペクトラムあるいは出力のＥＶＭが、通信システムの規格を満足する程度に線形であるという意味であり、応答特性が完全な線形特性であるということを意味するものではない。

すなわち、位相成分のみを高周波電力増幅器の高周波入力端子に入力させる場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許容する範囲において、また、ＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行なうが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下が、高周波電力増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。

さらに、従来の送信回路においては、振幅成分が０であっても高周波電力増幅器の高周波電力の入出力間のアイソレーション特性によって決定される，入力電力の出力への結合により、高周波電力増幅器の出力に誤差を引き起こす振幅が現れていた。それに対し、本実施形態では、高周波電力増幅器の電源電圧端子に与えられる振幅成分が０のとき、高周波電力増幅器の高周波入力端子に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器の出力で正しい変調波を形成することができる。

図７（ａ）〜（ｄ）は、定包絡領域を利用して近似ＥＥＲ法を行なう回路動作を説明するための図である。

ここでは、説明を簡単に行なうために、高周波電力増幅器への入力波（本実施形態ではＯＦＤＭ変調波）を、図７（ａ）に示すような振幅の包絡線が三角である三角波とする。図７（ｂ）は、高周波電力増幅器の内部構造を示している。本実施形態の高周波電力増幅器は、エミッタ接地型のバイポーラトランジスタであって、本実施形態における変調信号であるＯＦＤＭ変調波は、バイポーラトランジスタのベース（高周波入力端子）に入力される。そして、バイポーラトランジスタのコレクタ（電源電圧端子）とコレクタ電圧Ｖｃ供給側との間にはチョークインダクタが挿入され、かつ、コレクタから高周波出力端子につながる配線は、出力負荷ＺＬを介して接地に接続されていると等価的に表される。

図７（ｄ）は、高周波電力増幅器の入出力特性を説明するための図で、縦軸は高周波電力増幅器のコレクタ電流Ｉｃを表し、横軸は高周波電力増幅器の電源電圧端子に印加されるコレクタ電圧Ｖｃを表している。図７（ｄ）においては、高周波電力増幅器のベース−エミッタ間電圧Ｖbeに対して、Ｉｃ−Ｖｃ特性が変化することを示しており、直流のベース−エミッタ間電圧Ｖbe、直流コレクタ電圧Ｖｃ、高周波電力増幅器の出力負荷ＺＬによって決まる負荷線が、ベース−エミッタ間電圧Ｖbeの可変範囲を決定し、さらにはコレクタ電流Ｉｃの可変範囲、及びコレクタ電圧Ｖｃの可変範囲を決定することを示している。

図７（ｃ）は、高周波電力増幅器の高周波出力端子から結果として出力される出力電圧を示しており、この出力電圧と出力インピーダンスＺＬから出力電力が決定される。

ここで、入力電圧がベース−エミッタ間電圧Ｖbeの可変範囲（図７（ｄ）におけるＶbe4−Ｖbe2）を超えると、コレクタ電流が負荷線から決定されるコレクタ電流Ｉｃの可変範囲を超えるため、電流振幅が一定になる（定包絡）時間領域が生じる。電圧振幅はコレクタ電流Ｉｃが出力の負荷インピーダンスＺＬによって電圧変換されることによって得られるため、電圧振幅Ｖout（＝Ｉｃ・ＺＬ）にも一定（定包絡）の時間領域が生じる。定包絡領域を有する信号は実質的には位相成分と等価であるので、高周波電力増幅器の高周波入力端子，電源電圧端子に位相成分，振幅成分をそれぞれ入力するＥＥＲと機能的には同じ処理を行なうことになる。そこで、本明細書では、この処理を近似ＥＥＲ法と呼ぶことにする。

本実施形態においては、近似ＥＥＲ法を用いる時間領域（線形規格に入る領域）では、出力電圧が定包絡となるように、レベル判定回路におけるしきい電圧を設定しておくか、あるいは、近似ＥＥＲ法を行なう時間において飽和した出力電流が得られるように入力電力を調整しておく。これにより、変調信号の振幅成分が判定レベル回路のしきい電圧よりも大きいときに、近似ＥＥＲ法による電力増幅動作が行なわれることになる。

−第２の実施形態の変形例−
図５は、第２の実施形態の変形例における送信回路の構成を概略的に示すブロック回路図である。この変形例においても、図４に示す第２の実施形態の送信回路と同様に、変調信号生成回路２０１，検波回路２０２，直交変調器２０４，ＰＡ２０５，変調信号配線２２０及び振幅成分配線２２２を備えており、これらの回路要素の基本的な機能は第２の実施形態において説明した通りである。

この変形例では、１つの直流直流変換器２１１が設けられ、検波回路２０２と直流直流変換器２１２との間に、ＤＡコンバータを内蔵するセレクタ２０７が介設されているとともに、記憶手段であるＲＯＭ２０９の閾値電圧レベル１．１Ｖは、一定電圧供給配線２５１を介してセレクタ２０７の高周波入力端子に供給されている。すなわち、本変形例では、レベル判定回路２０６において振幅成分の電圧レベルとの大小関係比較の対象となる閾値電圧レベルと、一定電圧供給配線２５１からセレクタ２０７を介してＰＡ２０５の電源電圧端子に入力される一定電圧のレベルとが等しいことになる。つまり、ＲＯＭ２０９は、閾値電圧レベルを記憶する手段と、無線規格に入らない領域においてＰＡ２０５の電源電圧端子に一定電圧を供給する手段とを兼ねていることになる。

本変形例の変調動作は基本的には第２の実施形態と同じであるので、第２の実施形態と同じ効果を発揮することができる。加えて、本変形例では、直流直流変換器が１つで済むので、コスト的には第２の実施形態よりも有利である。また、セレクタが直流直流変換器の上流側に配置されているので、直流直流変換器が振幅増幅機能を併せ持っていれば、比較的耐圧性が低くてもよいという利点もある。

特に、第２の実施形態及びその変形例の近似ＥＥＲ法を用いることにより、第１の実施形態に比べ、より広い帯域で高い変調精度を維持することができる利点がある。ただし、第１の実施形態のＥＥＲ法を用いる方法の方が、第２の実施形態及びその変形例よりも、効率を高めることが容易である。

ここで、上記第１，第２の実施形態及び第２の実施形態の変形例の送信回路を実現するためのデバイスについて説明する。

変調信号生成回路，検波回路及びレベル判定回路を搭載した１つのＬＳＩチップを構成することができる。その場合には、他の回路要素は、別のＬＳＩチップ又はディスクリートチップに設けられることになる。

なお、周波数変換手段（例えば直交変調器１０４又は２０４）は必ずしもなくてもよいが、直交変調器１０４又は２０４を設けることにより、さらに広い帯域での高周波信号を扱うことが可能になる。例えば、ＤＡコンバータの帯域はせいぜい数百メガであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合これを処理することができないが、周波数変換手段を用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできるからである。

そして、直交変調器などの周波数変換手段は、変調信号生成回路，検波回路及びレベル判定回路を搭載したＬＳＩチップに設けることが好ましい。

直流直流変換器，セレクタ，高周波電力増幅器又はＲＯＭは、それぞれ個別にディスクリートチップとして送信回路に配置してもよいし、システムＬＳＩとして、変調信号生成回路，検波回路及びレベル判定回路と共通のチップ内に設けることができる。その場合、直流直流変換器，セレクタ，高周波電力増幅器又はＲＯＭのうちの１つ又は２以上の回路要素を、変調信号生成回路，検波回路及びレベル判定回路と共通のチップ内に設けることができる。

また、閾値電圧レベルを記憶するＲＯＭは必ずしもなくてもよく、外部から閾値電圧レベルを示す信号を入力することも可能である。

また、一定電圧供給配線に一定電圧を入力する手段は、ＬＳＩチップ内の電圧生成回路であってもよいし、外部から電源電圧端子に電圧を供給する部材であってもよい。

本発明の送信回路は、いわゆる携帯電話、無線ＬＡＮなどの無線通信機の送信部として利用することができる。

第１の実施形態における送信回路のブロック回路図である。 第１の実施形態の送信回路において処理される信号の変化例を説明するための図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ従来の送信回路及び第１の実施形態の送信回路の高周波増幅器の電源電圧端子への入力電圧に対する出力信号の電圧の応答特性を示す図である。 第２の実施形態における送信回路のブロック回路図である。 第２の実施形態の変形例における送信回路のブロック回路図である。 第２の実施形態の送信回路において処理される信号の変化例を説明するための図である。 （ａ）〜（ｄ）は、定包絡領域を利用して近似ＥＥＲ法を行なう回路動作を説明するための図である。 従来から知られているＥＥＲ法の概略を表すブロック回路図である。 （ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ順に、従来のＰＡにおける電源電圧端子へ入力される振幅成分の電圧振幅(Vin)、電源電圧端子への入力電圧に対する出力電圧（ＲＦout）の応答特性、Vinに対する出力電圧（ＲＦout）の電圧振幅を示す図である。

符号の説明

１０１ 変調信号生成回路
１０２ 検波回路
１０３ 第１セレクタ
１０４ 直交変調器
１０５ ＰＡ
１０６ レベル判定回路
１０７ 第２セレクタ
１０８ 直流直流変換器
１０９ ＲＯＭ
１１０ 出力電力指定部
１１１ 一定電圧供給配線
１２０ 変調信号配線
１２１ 位相成分配線
１２２ 振幅成分配線
２０１ 変調信号生成回路
２０２ 検波回路
２０４ 直交変調器
２０５ ＰＡ
２０６ レベル判定回路
２０７ セレクタ
２０８ 第１直流直流変換器
２０９ ＲＯＭ
２１０ 第２の直流直流変換器
２１１ 一定電圧供給配線
２１２ 直流直流変換器
２２０ 変調信号
２２２ 振幅成分配線

Claims (9)

1. 位相成分と振幅成分とを含む変調信号を生成する変調信号生成手段と、
   上記変調信号生成手段に接続され、変調信号を伝達するための変調信号配線と、
   上記変調信号配線に接続され、上記変調信号生成手段により生成された上記変調信号の振幅成分及び位相成分を検出する変調信号検出手段と、
   上記変調信号検出手段に接続され、上記変調信号の振幅成分を伝達する振幅成分配線と、
   上記変調信号検出手段に接続され、上記変調信号の位相成分を伝達する位相成分配線と、
   上記変調信号の変調方法を切り替えるための閾値を入力する閾値入力手段と、
   上記振幅成分配線に接続され、上記変調信号の振幅成分の振幅値が上記閾値入力手段から入力された上記閾値よりも大きいか否かを判定する判定手段と、
   一定の電圧を供給する一定電圧供給配線と、
   上記変調信号配線及び上記位相成分配線に接続され、上記判定手段の判定結果に応じて、上記振幅成分の振幅値が上記閾値以下の場合は上記変調信号を出力し、大きい場合は上記位相成分を出力する第１の選択出力手段と、
   上記振幅成分配線及び上記一定電圧供給配線に接続され、上記判定手段の判定結果に応じて、上記振幅成分の振幅値が上記閾値以下の場合は上記一定の電圧を出力し、大きい場合は上記振幅成分を出力する第２の選択出力手段と、
   上記第２の選択出力手段に接続され、上記第２の選択出力手段の出力信号を電圧変換する直流直流変換手段と、
   上記第１の選択出力手段に接続される高周波入力端子と、上記直流直流変換手段に接続される電源電圧端子とを有する高周波電力増幅器とを備えている送信回路。
2. 請求項１記載の送信回路において、
   上記閾値は、送信される信号が線形応答を示す領域と非線形応答を示す領域の境界に対応するように設定されている，送信回路。
3. 請求項１記載の送信回路において、
   上記変調信号生成手段に対して出力電力レベルの指定を行なう手段をさらに備えている送信回路。
4. 請求項１記載の送信回路において、
   上記第１の選択出力手段と上記高周波電力増幅器との間に配置された周波数変換手段をさらに備えている送信回路。
5. 位相成分と振幅成分とを含む変調信号を生成する変調信号生成手段と、
   上記変調信号生成手段に接続され、変調信号を伝達するための変調信号配線と、
   上記変調信号配線に接続され、上記変調信号生成手段により生成された上記変調信号の振幅成分を検出する変調信号検出手段と、
   上記変調信号検出手段に接続され、上記変調信号の振幅成分を伝達する振幅成分配線と、
   上記変調信号の変調方法を切り替えるための閾値を入力する閾値入力手段と、
   上記振幅成分配線に接続され、上記変調信号の振幅成分の振幅値が上記閾値入力手段から入力された上記閾値よりも大きいか否かを判定する判定手段と、
   一定の電圧を供給する一定電圧供給配線と、
   上記振幅成分配線及び上記一定電圧供給配線に接続され、上記判定手段の判定結果に応じて、上記振幅成分の振幅値が上記閾値以下の場合は上記一定電圧を出力し、大きい場合は上記振幅成分を出力する選択出力手段と、
   上記変調信号配線に接続される高周波入力端子と、上記選択出力手段に接続される電源電圧端子とを有する高周波電力増幅器と
   を備えている送信回路。
6. 請求項５記載の送信回路において、
   上記振幅成分配線における上記変調信号検出手段と上記選択出力手段との間に配置され、上記振幅成分を電圧変換する第１の直流直流変換手段と、
   上記一定電圧供給配線に介設された第２の直流直流変換手段と
   をさらに備えている送信回路。
7. 請求項５記載の送信回路において、
   上記選択出力手段に接続され、上記選択出力手段の出力信号を電圧変換する直流直流変換手段をさらに備えている送信回路。
8. 請求項５記載の送信回路において、
   上記変調信号生成手段と上記高周波電力増幅器との間に配置され、上記変調信号に対して周波数変換を行う周波数変換手段をさらに備えている送信回路。
9. 請求項１〜８のうちいずれか１つに記載の送信回路において、
   上記閾値入力手段は、上記閾値を記憶している記憶手段であり、
   上記判定手段は、上記記憶手段に記憶されている閾値を取り出して上記判定を行なう，送信回路。

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