JPWO2010073942A1

JPWO2010073942A1 - 電力増幅装置

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Publication number: JPWO2010073942A1
Application number: JP2010544016A
Authority: JP
Inventors: 和明國弘; 慎吾山之内; 清彦高橋
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2008-12-25
Filing date: 2009-12-16
Publication date: 2012-06-14
Anticipated expiration: 2029-12-16
Also published as: US20110254622A1; EP2378657A4; JP5505311B2; CN102265504A; WO2010073942A1; EP2378657A1

Abstract

高周波増幅器は、変調信号またはその位相変調成分を増幅して出力する。線形増幅部は、出力電圧を高周波増幅器に供給される電源電圧に加算すると共に、高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と変調信号の振幅成分が所定の比率で一致するように動作する。制御信号生成部は、線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する。スイッチング増幅部は、パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、高周波増幅器へ電源電圧として供給する。スイッチング増幅部には直流電流が供給される。

Description

本発明は、主として無線通信の送信機に用いられる電力増幅装置に関し、特に入力信号の振幅変調成分に応じて増幅器に供給する電源電圧を変化させる電力増幅装置に関する。

携帯電話システムや無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の近年の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調フォーマットが採用されている。これらの変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴うため、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号は、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。このときの高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）と呼ばれる。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合、高い線形性を確保するためには、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源装置から十分に大きな電力を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、増幅器を電源電圧によって制限される飽和出力電力よりも十分に低い電力領域で余裕（バックオフ）を持って動作させる必要がある。

一般に、Ａ級やＡＢ級方式で高周波信号を増幅する高周波増幅器では、その飽和出力電力付近で効率が最大となるため、バックオフが大きい電力領域で動作させると平均的な効率が低下する。

次世代の携帯電話システムや無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送等で採用されているマルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲが大きくなる傾向にあるため、高周波増幅器の平均的な効率がさらに低下する。したがって、高周波増幅器は、バックオフが大きい電力領域でも高い効率で動作することが望ましい。

そこで、バックオフが大きい電力領域で、かつ広いダイナミックレンジで高効率に信号を増幅する方式として、包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Envelope Elimination and Restoration）方式と呼ばれる電力増幅装置が非特許文献１で提案されている。

非特許文献１で提案されたＥＥＲ方式では、まず入力された変調信号を位相変調成分と振幅変調成分とに分解する。振幅が一定の位相変調成分は、位相変調情報を維持したまま増幅器に入力される。このとき、増幅器は、常に効率が最大となる飽和出力電力付近で動作させる。

一方、振幅変調成分は、振幅変調情報を維持したままＤ級アンプ等を用いて高効率に増幅され、出力強度が変調された電源電圧（変調電源）として増幅器に供給される。

このように動作させることで、増幅器は、乗算器としても動作し、変調信号の位相変調成分と振幅変調成分とを合成して出力する。そのため、増幅器からは、バックオフによらずに高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。

また、ＥＥＲ方式と類似した方式として、包絡線追跡（ＥＴ：Envelope Tracking）と呼ばれる方式も知られている。例えば、非特許文献２等でその一例が報告されている。

ＥＴ方式においても、入力変調信号の振幅変調成分を、振幅変調情報を維持しつつＤ級アンプ等を用いて高効率に電力増幅し、出力強度が変調された電源電圧（変調電源）として増幅器に供給する構成はＥＥＲ方式と共通である。

ＥＥＲ方式は、増幅器に振幅が一定の位相変調信号のみを入力して飽和出力電力付近で動作させ、ＥＴ方式は、振幅変調と位相変調の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力して線形動作させる点で異なっている。その他の構成は同一である。

ＥＴ方式は、増幅器が線形動作するため、ＥＥＲ方式よりも効率が低下するが、入力変調信号の振幅変調成分に応じた必要最小限の電力しか増幅器に供給されないため、増幅器に一定の電源電圧を供給する構成に比べれば高い効率が得られる。

また、ＥＴ方式では、振幅変調成分と位相変調成分とを合成するタイミングマージンが緩和されるため、ＥＥＲ方式と比べて実現が容易であるという利点もある。

ＥＥＲ方式やＥＴ方式では、一般に、振幅変調成分をパルス変調信号に変換し、Ｄ級アンプなどを用いてスイッチング増幅する変調電源が用いられる。パルス変調方式としては、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）方式が従来から用いられてきたが、特許文献１や特許文献２では、より線形性に優れたデルタ変調方式（またはパルス密度変調方式（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation））を採用した構成が提案されている。また、近年では、パルス変調方式に、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）が高いシグマデルタ変調方式等も使用されている。

ところで、携帯電話システムや無線ＬＡＮ等の、デジタル変調方式を用いる近年の無線通信システムでは、隣接するチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel Leakage Power Ratio）や、変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）を一定値以下に抑制することが規格によって定められている。

ＥＥＲ方式やＥＴ方式を採用する電力増幅装置において、これらの規格を満足するためには、変調電源が備えるパルス変調器やＤ級アンプの動作可能な帯域が、変調信号の帯域の最低でも２倍以上は必要と言われている。例えば、携帯電話システムで採用されているＷＣＤＭＡ（WidebandCode Division Multiple Access）では変調帯域が約５ＭＨｚであり、無線ＬＡＮで採用されているＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは変調帯域が約２０ＭＨｚである。一般に、大電力を高速にスイッチングするのは困難であり、このような広い帯域で動作する変調電源を実現するのは困難である。

そこで、高効率、広帯域で動作する変調電源の構成が非特許文献３で提案されている。この非特許文献３で提案された電力増幅装置（以下、第１背景技術と称す）の構成を図１に示す。

第１背景技術の電力増幅装置では、広帯域で動作するが効率が低い線形アンプ部３と、狭帯域で動作するが効率が高いスイッチングレギュレータ部２とを連動させることで、高効率・広帯域な変調電力（電源電圧）１１を増幅器１に供給している。

具体的な動作は、以下の通りである。

ボルテージフォロア３１等で構成された線形増幅部３には、入力変調信号の振幅変調成分である振幅信号９が入力される。

線形増幅部３の出力電流は、電流検知抵抗器４２によって電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅部３から電流が流れ出るときにコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅部３に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは入力信号の強度に応じたパルス幅変調信号が出力される。

ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。スイッチング素子２１は、ダイオード２２との組み合わせによりスイッチングレギュレータ部２を構成しており、該スイッチングレギュレータ部２によりパルス幅変調信号の振幅がＶｃｃ１まで増幅される。

増幅されたパルス幅変調信号は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される。

インダクタ６の出力電流に含まれる誤差成分は、ボルテージフォロア３によって電圧補正され、電源電圧として増幅器１に供給される。このとき、効率が低い線形アンプ３１に流れる電流は誤差成分だけであるため、線形アンプ３１で消費する電力は少なくて済み、振幅信号９のほとんどの信号成分は高効率なスイッチングレギュレータによって増幅される。したがって、電源変調器全体の効率を高めることができる。

また、特許文献３で提案された電力増幅装置（以下、第２背景技術と称す）の構成を図２に示す。

第２背景技術の電力増幅装置は、第１背景技術の電力増幅装置と同様に、線形増幅部１０２の出力電流が抵抗器１０８で検出され、その結果が差動増幅器１１０で増幅されて帰還回路１０６に入力される。

帰還回路１０６は、差動増幅器１１０の出力信号と参照信号Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果を典型的にはパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うパルス変調器１３６に供給する。パルス変調器１３６の出力信号１３４は、少なくとも１つのスイッチング素子１２６と、インダクタ１２４およびキャパシタ１２８からなるフィルタとを含むスイッチング増幅部１０４に入力され、スイッチング素子１２６が制御される。

スイッチング増幅部１０４の出力電流Ｉｓｗは、線形増幅部１０２の出力と電流検知抵抗器１０８を介して接続される。スイッチング増幅部１０４の出力電圧Ｖｏｕｔは、線形増幅部１０２によって電圧補正され、出力電流Ｉｓｗに含まれるリプル（スイッチングノイズ）が低減される。

この線形増幅部１０２には、理想的にはスイッチングノイズ分の電流しか流れないため、大きな電力を消費することがない。そのため、高精度で高効率な変調電源を実現できる。

上述した高周波増幅器１に電力（電源電圧）を供給する変調電源が理想的に動作するためには、その出力インピーダンスＺｏが、高周波増幅器１の電源入力のインピーダンスに比べて十分に小さい必要がある。

図１に示した第１背景技術の電力増幅装置では、線形増幅部３とスイッチング増幅部２とが並列に動作することで変調電源を構成しているため、出力インピーダンスは、よりインピーダンスの低い線形増幅部３の経路のインピーダンスで決まる。

線形増幅部３の出力インピーダンスは、線形増幅器３１の利得が十分高ければ、限りなく０に近づく。

しかしながら、図１に示す構成では、線形増幅部３の出力に電流検知抵抗器４２（Ｒｓｅｎｓｅ）が接続されているため、Ｚｏ≒Ｒｓｅｎｓｅとなる。通常、電流検知抵抗器４２は１Ω以下の低い値に設定するが、高周波増幅器１の電源入力のインピーダンスも５Ω程度と小さいため、完全に無視することはできない。

電流検知抵抗器４２があると、その電圧降下による効率劣化のみならず、変調電源の出力電圧Ｖｏｕｔが振幅信号９から電圧降下の分だけ微小にずれるため、ノイズなどが重畳しやすく、その影響で高周波増幅器１の出力信号１２の隣接チャネル漏洩電力ＡＣＰＲ（Adjacent Channel Leakage Power Ratio）が通信規格を満たすことができないなどの問題が生じていた。

図２に示した第２背景技術の電力増幅装置でも、線形増幅部１０２が電流検知抵抗１０８を介して負荷１１１（増幅器に相当）に接続されるため、全く同じ課題が生じる。

特許第３２０７１５３号公報（第８頁、第３図）米国特許第５９７３５５６号明細書（第３頁、第３図）米国特許第５９０５４０７号明細書（第２頁、第１図）

Lenard R. Kahn, "Single-sideband Transmission by Envelope Elimination and Restoration", PROCEEDINGS OF THE I.R.E., Vol. 40, pp. 803-806, 1952. J. Staudinger, B. Gilsdorf, D. Newman, G. Norris, G. Sandwniczak, R. Sherman and T. Quach, "HIGH EFFICIENCY CDMA RF POWER AMPLIFIER USING DYNAMIC ENVELOPE TRACKING TECHNIQUE", 2000 IEEE MTT-S Digest, vol. 2, pp. 873-876. F. Wang, A. Ojo, D. Kimball, P Asbeck and L. Larson, "Envelope Tracking Power Amplifier with Pre-Distortion Linearization for WLAN 802.11g", 2004 IEEE MTT-S Digest, vol. 3, pp. 1543-1546.

そこで本発明は、増幅器に供給する電源電圧を変調信号の振幅に応じて変化させる電力増幅装置において、高効率で、かつ線形性の高い電力増幅装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の電力増幅装置は、振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、前記高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と前記変調信号の振幅変調成分が所定の比率で一致するように動作する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する直流電源と、
を有する。

または、振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号の位相変調成分を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、前記高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と前記変調信号の振幅変調成分が所定の比率で一致するように動作する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する直流電源と、
を有する。

図１は、第１背景技術の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。図２は、第２背景技術の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。図３は、本発明の電力増幅装置の一構成例を示すブロック図である。図４は、図３に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。図５は、図４に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。図６は、図４に示した電力増幅装置の効果の一例を示すグラフである。

次に本発明について図面を用いて説明する。

図３は、本発明の電力増幅装置の一構成例を示すブロック図である。

図３に示すように、本実施形態の電力増幅装置は、高周波増幅器１、スイッチング増幅部２、線形増幅部３および制御信号生成部４を備えている。

線形増幅部３は、出力電圧を高周波増幅器１に供給される電源電圧に加算すると共に、高周波増幅器１に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と変調信号８の振幅変調成分が所定の比率で一致するように動作する。

制御信号生成部４は、線形増幅部３の出力電流の方向に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗとなるパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号をスイッチング増幅部２に出力する。

スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４から出力されたパルス変調信号を制御信号に用いて、線形増幅部３の出力信号をスイッチング増幅すると共に所定の直流電圧を加算して出力する。このスイッチング増幅部２の出力電圧は、制御信号生成部４の出力電圧と加算されて、高周波増幅器１に供給される電源電圧である、変調電圧１１が生成される。

本実施形態の電力増幅装置では、線形増幅部３に、この高周波増幅器１に供給される電源電圧である変調電圧１１が負帰還される。

高周波増幅器１は、変調電圧１１を電源に用いてＡ級またはＡＢ級方式等により変調信号８を線形増幅し、振幅と位相が変調された高周波変調信号１２を出力する。

図４は、図３に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。

図４に示すように、スイッチング増幅部２は、スイッチング素子２１、ダイオード２２およびインダクタ６を備えている。

また、線形増幅部３は、線形増幅器３１を備えている。制御信号生成部４は、ヒステリシスコンパレータ４１、電流検知抵抗器４２およびゲートドライバ５を備えている。

本実施形態の電力増幅装置では、線形増幅部３が負帰還ループを含む線形増幅器（例えばボルテージフォロア）で構成されている。そのため、その出力電圧波形は振幅信号９の波形と高い精度で一致する。線形増幅部３の出力は、制御信号生成部４に入力される。

制御信号生成部４は、線形増幅部３から出力される電流を検出するための電流検知抵抗器４２と比較器（ヒステリシスコンパレータ４１）とを備え、例えば線形増腹部３から電流が流れ出るときにＨｉｇｈ、電流が流れ込むときにＬｏｗとなる制御信号を生成する。生成された制御信号は、スイッチング増幅部２に入力される。

スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４で生成された制御信号を用いて、スイッチング素子の導通／非道通を制御することにより、線形増幅部３の出力信号を高効率にスイッチング増幅する。

スイッチング増幅部２から出力された電流は、インダクタ６によって平滑化され、線形増幅部３の出力信号と加算されることで電圧補正される。

この補正後の変調電圧１１を、変調信号８を線形増幅する高周波増幅器１に電源電圧として供給することで、高周波増幅器１には常に必要最小限の電力（電源電圧）しか供給されない。したがって、本実施形態の電力増幅装置では、高周波増幅器１を、電源電圧として一定の電圧が供給される場合と比べて高い効率で動作させることができる。

本実施形態の電力増幅装置では、変調電源の出力インピーダンスに、電流検知抵抗器４２の影響が見えなくなるので、背景技術の電力増幅装置と比べて、より理想的な変調電源として動作する。この効果を、本実施形態の具体的な構成（図４）を用いて、第１背景技術（図１）と比較して以下に示す。

図１に示した第１背景技術の電力増幅装置では、高周波増幅器１の電源端子から見た変調電源の出力インピーダンスＺｏは以下の式（１）で示すことができる。

ここで、ｒ_０は、線形増幅器３１の出力抵抗、Ａｏは線形増幅器３１の利得、βは帰還率であり、図１に示した構成ではβ＝１である。

一般に、線形増幅器（オペアンプ）３１の出力抵抗ｒ_０は十分に小さく、利得Ａ_０は十分に大きいため、上記式（１）の右辺第１項は無視できるほどに小さくなり、Ｚｏ≒Ｒｓｅｎｓｅとなる。

これに対して、図４に示した高周波増幅器１の電源端子から見た変調電源の出力インピーダンスＺｏは以下の式（２）で示すことができる。

この場合は、上記式（１）と同様の理由により式（２）の右辺は無視できるほどに小さくなる。すなわち、Ｚｏ≒０であり、より理想的な変調電源として動作する。

したがって、本実施形態の電力増幅装置は、背景技術の電力増幅装置よりも振幅信号９に対する追随精度が高く、スイッチングノイズの小さい変調電源を実現できる。そのため、線形性の高い高周波変調信号１２を得ることができる。

次に、本実施形態の電力増幅装置の動作について図４から図６を用いて説明する。

図５は、図４に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図であり、図６は、図４に示した電力増幅装置の効果の一例を示すグラフである。

なお、図５は、振幅信号９として、振幅が４Ｖ、周波数が２ＭＨｚの正弦波が入力され、該振幅信号９に１２Ｖの直流電圧が加算されて出力される場合の動作波形例を示している。また、図６は、振幅信号９に１２Ｖの直流電圧を加算する場合の出力電力を図１の第１背景技術と比較して示したものである。

図４に示すように、線形増幅部３には振幅変調および位相変調された変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が入力される。

線形増幅部３は、典型的にはオペアンプなどの線形（差動）増幅器３１から構成され、入力信号（振幅信号９）と帰還信号１３とが一致するように動作する（図５（ａ））。

線形増幅器３１の出力電流（図５（ｂ））は、電流検知抵抗器４２で電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅器３１から電流が流れ出るときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅器３１に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは入力信号の強度に応じたパルス幅変調信号が出力される（図５（ｃ）)。

ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。

スイッチング素子２１は、一方の端子に電源電圧Ｖｃｃ１が供給され、他方の端子に、アノードが接地されたダイオード２２のカソードが接続され、さらにインダクタ６が接続されている。

スイッチング素子２１は、ヒステリシスコンパレータ４１から出力される制御信号がＨｉｇｈのときは導通し、電圧源Ｖｃｃ１からインダクタ６に向かって電流が流れる。このとき、スイッチング素子２１のオン抵抗が無視できる程度に十分に小さければ、スイッチング素子２１とダイオード２２の接続ノードの電位はＶｃｃ１まで上昇する。したがって、ダイオード２２には逆方向電圧が印加されるために電流が流れない。

一方、スイッチング素子２１は、ヒステリシスコンパレータ４１から出力される制御信号がＬｏｗになると非導通になり、電圧源Ｖｃｃ１からインダクタ６に向かって流れていた電流が遮断される。

インダクタ６では、電流を維持しようとすることで逆方向起電力が発生するため、スイッチング素子２１とダイオード２２の接続ノードの電位が下降する。スイッチング素子２１とダイオード２２の接続ノードの電位が負電位になり、ダイオード２２の順方向電圧以下になると、ダイオード２２を介して接地電位からインダクタ６に向かって電流が流れる。

この一連の動作において、スイッチング素子２１とダイオード２２の両端子には、理想的には電流が流れているときに電圧が印加されないため、線形増幅器３１の出力信号は１００％の効率でスイッチング増幅される。

スイッチング増幅された電流は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される（図５（ｄ））。

さらに、スイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズ成分は線形増幅器３１によって電圧補正（平滑化）される（図５（ｅ））。

上述したように、線形増幅器３１には、スイッチング増幅部２の出力電圧が負帰還されているため、線形増幅器３１はスイッチング増幅部２の出力電圧Ｖｏｕｔが入力信号波形（振幅信号９）と一致するように動作する。そのため、線形増幅器３１からはスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを打ち消すための信号が出力される。線形増幅器３１による電圧補正後の電圧Ｖｏｕｔは高周波増幅器１に供給される。

高周波増幅器１は、スイッチング増幅部２の出力電圧を電源電圧に用いて、入力された変調信号８を線形に増幅する。このとき高周波増幅器１には振幅信号９の振幅に応じて最小限の電力（電源電圧）しか供給されないため、高周波増幅器１は常に効率が高い飽和電力付近で動作できる。

本実施形態の電力増幅装置では、図５（ｂ）に示したように、効率が低い線形増幅器３１には、スイッチングノイズ成分の電流だけが流れるため、線形増幅器３１で消費する電力は少なくて済み、電力増幅装置全体の効率を高くすることができる。

また、本実施形態の電力増幅装置では、線形増幅器３１にスイッチング増幅部２の出力電圧が負帰還されているため、高周波増幅器１に供給する電源電圧から電流検知抵抗器４２による電位降下の影響を除去できる。

図６（ａ）は図１に示した第１背景技術の電力増幅装置のスイッチング増幅部２から出力される電圧波形例を示し、図６（ｂ）は図４に示した電力増幅装置のスイッチング増幅部２から出力される電圧波形例を示している。

図６（ａ）に示すように、第１背景技術では、出力電圧に微小なスイッチングノイズが重畳している。これは、第１背景技術の電力増幅装置では、線形増幅器３１が、その出力信号を負帰還する構成であるため、電流検知抵抗４２による電圧降下が発生し、振幅信号９と高周波増幅器１に供給する電源電圧波形とが完全に一致していないためである。

このような微小なスイッチングノイズでも、高周波増幅器１から出力される高周波変調信号１２に混入すると、正常に通信できなくなるおそれがある。

一方、図６（ｂ）に示すように、本実施形態の電力増幅装置では、出力電圧からスイッチングノイズが除去されている。これは、線形増幅器３１にスイッチング増幅部２の出力電圧を負帰還することで帰還ループ内に電流検知抵抗器４２を含んでいるため、スイッチングノイズ成分も含めて出力電圧波形が補正されるためである。

したがって、高周波増幅器１から出力される高周波変調信号１２にスイッチングノイズが混入しないため、正常な通信が可能になる。

これらの効果を言い換えるならば、図１に示した第１背景技術では、（１）式に示したように、変調電源の出力インピーダンスＺｏがＺｏ≒Ｒｓｅｎｓｅと電流検知抵抗の影響が残るのに対し、図４に示す電力増幅装置では、変調電源の出力インピーダンスＺｏがＺｏ≒０となり、より理想的な電圧源として動作する。

なお、図４に示す電力増幅装置は、高周波増幅器１に位相変調成分と振幅変調成分を含む変調信号８が入力されるＥＴ方式で動作する構成例を示しているが、本実施形態は、変調信号８から振幅変調成分を除去した、振幅が一定の位相変調成分のみを高周波増幅器１に入力するＥＥＲ方式にも適用できる。

また、スイッチング増幅部２の構成は、図４に示した構成に限定されるものではなく、ダイオード２２に代えてスイッチング素子を備え、該スイッチング素子をスイッチング増幅部２の出力信号に同期してオン・オフさせてもよい。その場合、ダイオード２２に代えて設けるスイッチング素子は、スイッチング素子２１と逆相で動作させればよい。

また、図４に示す電力増幅装置では、線形増幅部３への帰還率（β）が１であり、線形増幅部３の増幅率（〜１／β）も１である場合の構成例を示しているが、β＜１として、線形増幅部３に利得を持たせてもよい。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。

この出願は、２００８年１２月２５日に出願された特願２００８−３３０７１０号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、前記高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と前記変調信号の振幅変調成分が所定の比率で一致するように動作する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する直流電源と、
を有する電力増幅装置。
振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号の位相変調成分を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、前記高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還されることで、該電源電圧と前記変調信号の振幅変調成分が所定の比率で一致するように動作する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する直流電源と、
を有する電力増幅装置。
前記スイッチング増幅部は、
前記パルス変調信号によって制御される、少なくとも一つのスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の出力信号を平滑する、少なくともひとつのインダクタを含むフィルタ素子と、
を有する請求項１または２記載の電力増幅装置。
前記制御信号生成部は、
前記線形増幅部の出力電流が流れる電流検知抵抗器と、
前記電流検知抵抗器の両端に発生する電圧によって前記線形増幅部の出力電流の向きを判定し、判定した結果をパルス変調信号として出力するヒステリシスコンパレータと、
を有する請求項１から３のいずれか１項記載の電力増幅装置。