JP3795648B2 - AC coupling buffer circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる交流結合バッファ回路に係り、特に、出力特性の改善を図ったものに関する。
【0002】
【従来の技術】
いわゆる交流結合バッファ回路は、例えば、光センサの検出信号を電流・電圧変換して増幅出力する電流・電圧変換増幅器の出力を、差動増幅器により増幅する際、その電流・電圧変換増幅器と差動増幅器との間に設けられ、太陽光等の直流成分による電流・電圧変換増幅器の出力電位の変動を、この交流結合バッファ回路により吸収し、差動増幅器へは交流成分の変化のみを伝達するため等に用いられる。
【0003】
図2は、このような従来の交流結合バッファ回路の一回路構成例が示されており、以下、同図を参照しつつ、その構成等について概括的に説明する。
この交流結合バッファ回路は、いわゆる交流結合のためのコンデンサC1を介して図示されない前段からの交流入力信号が入力されるようになっており、終段の第10及び第12のトランジスタ(Q10),(Q12)により緩衝増幅され、それぞれのエミッタから出力1,出力2として出力信号が次段へ入力されるようになっているものである。
【0004】
第10のトランジスタ(Q10)のベースには、いわゆるダイオード接続された第9のトランジスタ(Q9)を介してカレントミラー回路を構成する第6のトランジスタ(Q6)によるバイアス電流Ib10の供給がなされるようになっている。
そして、このカレントミラー回路を構成する第5及び第6のトランジスタ(Q5),(Q6)の電流は、微小電流源CSの出力電流Isが第1及び第2のトランジスタ(Q1),(Q2)によるカレントミラー回路を介して第4のトランジスタ(Q4)のエミッタ電流として供給され、さらに、そのエミッタ電流の(1/hfe)倍された電流が供給されるようになっている。
【0005】
また、第12のトランジスタ(Q12)のベースにも、いわゆるダイオード接続された第8のトランジスタ(Q8)を介して、カレントミラー回路を構成する第6のトランジスタ(Q6)によるバイアス電流Ib12の供給がなされるようになっている。
【0006】
かかる構成において、第10のトランジスタ(Q10)のエミッタからの出力1と、第12のトランジスタ(Q12)のエミッタからの出力2の、それぞれの直流電位は、第12のトランジスタ(Q12)のベースに接続された直流バイアス電源DCbの電圧と、第8及び第9のトランジスタ(Q8),(Q9)のベース・エミッタ間電圧と、第10及び第12のトランジスタ(Q10),(Q12)のベース・エミッタ間電圧とで決定されるものであり、特に、VBE8=VBE9及びVBE10=VBE12が成立した場合には、いわゆるオフセットの無い同一電位となる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来回路の場合、実際には次述するような理由により、オフセットが生ずるという問題がある。
すなわち、直流バイアス電源DCbに、バイアス電流Ibiasが流入するために、第8及び第9のトランジスタ(Q8),(Q9)のそれぞれのコレクタ電流IC8,IC9が同一とならず、数nA程度の電流差が生じ、その結果、2つの出力1,2間には、ΔVBE=Vt×ln(IC9/IC8)として表されるオフセットが生ずる。
なお、ここで、Vtは、いわゆる熱電圧、lnは、自然対数である。
【0008】
そして、上述した回路においては、Ib10=Ib12、IC8=Ib12+Ibias及びIC8=IC9が成立しているため、先のオフセット電圧ΔVBEは、ΔVBE>0となる。
例えば、先の回路例において、C1=30pFとし、カットオフ周波数を10KHzとするため、入力インピーダンスを530KΩと設定した場合、Vcc=5V、直流バイアス電源によるバイアス電圧を3vとすると、オフセット電圧ΔVBEは、約5mv程度となり、扱う信号によっては、決して無視できない大きさである。
【0009】
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、オフセットの無い、出力信号を得ることのできる交流結合バッファ回路を提供するものである。
【0010】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の発明に係る交流結合バッファ回路は、
エミッタホロワによる終段を構成する第1の終段トランジスタと、エミッタホロワによる終段を構成する第2の終段トランジスタとを具備し、前記第1の終段トランジスタのエミッタ側から第1の出力信号が、前記第2の終段トランジスタのエミッタ側から第2の出力信号が、それぞれ得られるよう構成されてなる交流結合バッファ回路であって、
前記第1の終段トランジスタのベースには、所定電流を供給する第1のカレントミラー回路が接続されると共に、ベース電位が所定の直流電圧に保持され、かつ、ベースに結合コンデンサを介して交流入力信号が印加されるようコレクタ接地された第1の入力段トランジスタのエミッタが接続され、
前記第2の終段トランジスタのベースには、所定電流を供給する前記第1のカレントミラー回路が接続されると共に、ベース電位が所定の直流電圧に保持されるようコレクタ接地された第2の入力段トランジスタのエミッタが接続され、
前記第1及び第2の終段トランジスタのエミッタには、同一の電流を供給する第2のカレントミラー回路が接続され、
前記第1及び第2のカレントミラー回路は、同一の定電流源からの電流が流入されるよう構成されてなるものである。
【0011】
かかる構成においては、第1及び第2の終段トランジスタのベースに、カレントミラー回路を用いて同一のベースバイアス電流が供給されるよう構成されると共に、第1の終段トランジスタのベースには、結合コンデンサを介して交流信号が印加されるようにされる一方、第1の入力段トランジスタのエミッタが接続される。そして、この第1の入力段トランジスタは、ベースが所定電圧とされており、コレクタはアース接続されたものとなっている。
また、第2の終段トランジスタのベースには、コレクタがアースされた第2の入力段トランジスタのエミッタが接続され、この第2の入力段トランジスタのベース電位は、先の第1の入力段トランジスタと同一の所定電位に保持されたものとなっている。
そのため、第1及び第2の終段トランジスタのベース電位は、同一となり、それ故、それぞれのエミッタも同一電位となり、従来と異なり、オフセットの無い出力状態で、次段に接続される差動増幅器へ対して直流結合が可能となるものである。
【0012】
特に、第1の入力段トランジスタのベースには、第1のバイアス設定用トランジスタのエミッタが、第2の入力段トランジスタのベースには、第2のバイアス設定用トランジスタのエミッタがそれぞれ接続され、
前記第1及び第2のバイアス設定用トランジスタの各々のコレクタは、共に接地される一方、各々のベースは相互に接続されて所定の直流電圧が印加されるよう構成され、前記第1及び第2の入力段トランジスタのベースが同一の直流電位に保持されるよう構成されてなるものが好適である。
【0013】
かかる構成においては、第1及び第2のバイアス設定用トランジスタとしてその特性が同一のものを用いることで、第1及び第2の入力段トランジスタのベース電位を容易に同一とする結果を得ることができるものである。
【0014】
また、第1のカレントミラー回路は、ダイオード接続されたトランジスタと、このダイオード接続されたトランジスタとベースが相互に接続された2つのトランジスタとを具備してなり、
前記ダイオード接続されたトランジスタのエミッタは、電源ラインに、コレクタは、定電流源の一端に、それぞれ接続される一方、
前記2つのトランジスタは、各々のエミッタがそれぞれ抵抗器を介して電源ラインに接続され、前記2つのトランジスタの内、一方のトランジスタのコレクタは、第1の終段トランジスタのベースへ、他方のトランジスタのコレクタは、第2の終段トランンジスタのベースへ、それぞれ接続されてなり、
第2のカレントミラー回路は、ダイオード接続されたトランジスタと、このダイオード接続されたトランジスタとベースが相互に接続された2つのトランジスタとを具備してなり、
前記第2のカレントミラー回路のダイオード接続されたトランジスタのコレクタは、前記定電流源の他端に、エミッタは、アースに、それぞれ接続される一方、
前記第2のカレントミラー回路の2つのトランジスタは、各々のエミッタがアースに接続される一方、一方のトランジスタのコレクタは、第1の終段トランジスタのエミッタに、他方のトランジスタのコレクタは、第2の終段トランジスタのエミッタに、それぞれ接続されてなるよう構成されたものが好適である。
【0015】
かかる構成においては、特に、第2のカレントミラー回路に対して、ベース電流補償用トランジスタを付加する構成とすると、より好適である。すなわち、第2のカレントミラー回路のダイオード接続されたトランジスタのベースに、ベース電流補償用トランジスタのエミッタを、ダイオード接続されたトランジスタのコレクタに、ベース電流補償用トランジスタのベースを、それぞれ接続する一方、ベース電流補償用トランジスタのコレクタを電源ラインに接続したものとするのが好適である。
これにより、カレントミラー回路による安定した電流供給が行え、ひいては、出力特性のさらなる安定化が図られることとなるものである。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図1を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、回路構成について説明すれば、この交流結合バッファ回路は、第1の出力端子23から第1の出力信号を得るための第1の増幅回路部30と、第2の出力端子24から第2の出力信号を得るための第2の増幅回路部31とに大別されてなり、両者は基本的な構成が同一のもの、すなわち、換言すれば、いわゆるコンプリメンタリな回路構成を有するものとなっている。
【0017】
すなわち、第1の増幅回路部30は、第1の終段トランジスタとしてのnpn形の第3のトランジスタ(図1においては「Q3」と表記)3を有してなり、そのコレクタは電源電圧Vccが供給される電源ラインに接続される一方、そのエミッタは、第1の出力端子23に接続されると共に、後述する第9のトランジスタ(図1においては「Q9」と表記)9と共にいわゆる第2のカレントミラー回路を構成するnpn形の第12のトランジスタ(図1においては「Q12」と表記)12のコレクタに接続されており、この第3のトランジスタ3は、いわゆるエミッタホロワを構成するものとなっている。
【0018】
そして、第3のトランジスタ3のベースには、後述する第11のトランジスタ(図1においては「Q11」と表記)11と共に第1のカレントミラー回路を構成するpnp形の第4のトランジスタ(図1においては「Q4」と表記)4のコレクタが接続されると共に、pnp形の第2のトランジスタ(図1においては「Q2」と表記)2のエミッタが接続されている。
【0019】
第1の入力段トランジスタとしての第2のトランジスタ2は、そのコレクタがいわゆる回路アース(図1においては「AGND」と表記)に接続される一方、そのベースには、結合コンデンサ(図1においては「C1」と表記)15を介して交流入力信号が印加されるようになっている。
また、この第2のトランジスタ2のベースには、第1のバイアス設定用トランジスタとしてのpnp形の第1のトランジスタ(図1においては「Q1」と表記)1のエミッタが接続されている。そして、この第1のトランジスタ1のコレクタは、回路アースに接続される一方、ベースは、電源ラインと回路アースとの間に直列接続された第1及び第2の抵抗器(図1においては、それぞれ「R1」、「R2」と表記)16,17の相互の接続点に接続されており、これによって、第2のトランジスタ2のベースは、後述するように所定の直流バイアス電圧に保持されるようになっている。
【0020】
一方、pnp形の第11のトランジスタ11は、第4のトランジスタ4及びpnp形の第8のトランジスタ(図1においては「Q8」と表記)8と共に、いわゆる第1のカレントミラー回路を構成するものとなっている。
すなわち、第11のトランジスタ11のベースとコレクタとは、相互に接続されると共に、第4及び第8のトランジスタ4,8のベースに接続される一方、第11のトランジスタ11のエミッタは、電源ラインに接続されている。
また、第4のトランジスタ4のエミッタは、第3の抵抗器(図1においては「R3」と表記)18を介して、第8のトランジスタ8は、第4の抵抗器(図1においては「R4」と表記)19を介して、共に電源ラインへ接続されている。
【0021】
さらに、第11のトランジスタ11のコレクタは、定電流源22の一端に接続されており、この定電流源22の他端は、エミッタが回路アースに接続されたnpn形の第9のトランジスタ9のコレクタに接続されている。
この第9のトラジンスタ9は、第12のトランジスタ12及びnpn形の第13のトランジスタ(図1においては「Q13」と表記)13と共に、第2のカレントミラー回路を構成するようになっているもので、そのベースは、第12及び第13のトランジスタ12,13のベースと接続されており、これら第12及び第13のトランジスタ12,13のエミッタは、共に回路アースに接続されている。
【0022】
また、第9のトランジスタ9のベースには、ベース電流補償用トランジスタとしてのnpn形の第10のトランジスタ(図1においては「Q10」と表記)10のエミッタが、第9のトランジスタ9のコレクタには、第10のトランジスタ10のベースが、それぞれ接続されると共に、第10のトランジスタ10のコレクタは、電源ラインに接続されて、第9、第12及び第13のトランジスタ9,12,13のいわゆるベース電流の補償がこの第10のトランジスタ10によりなされるようになっている。
【0023】
一方、第2の増幅回路部31は、第2の終段トランジスタとしてのnpn形の第7のトランジスタ(図1においては「Q7」と表記)7を有してなり、そのコレクタは電源電圧Vccが供給される電源ラインに接続される一方、そのエミッタは、第2の出力端子24に接続されると共に、第13のトランジスタ13のコレクタに接続されており、この第7のトランジスタ7は、いわゆるエミッタホロワを構成するものとなっている。
【0024】
そして、第7のトランジスタ7のベースには、pnp形の第8のトランジスタ8のコレクタが接続されると共に、pnp形の第6のトランジスタ(図1においては「Q6」と表記)2のエミッタが接続されている。
第2の入力段トランジスタとしての第6のトランジスタ6は、そのコレクタがいわゆる回路アースに接続される一方、そのベースには、第2のバイアス設定用トランジスタとしてのpnp形の第5のトランジスタ(図1においては「Q5」と表記)5のエミッタが接続されており、この第5のトランジスタ5のベースは、先の第1及び第2の抵抗器16,17の相互の接続点に第1のトランジスタ1のベースと共に接続される一方、コレクタは、回路アースに接続されている。
【0025】
そして、上記構成の交流結合バッファ回路の後段には、非反転増幅回路32が直流結合されている。すなわち、非反転増幅回路32は、演算増幅器25を用いてなり、その非反転入力端子に交流結合バッファ回路の第1の出力端子23が、反転入力端子に第2の出力端子24が第5の抵抗器(図1においては「R5」と表記)20を介して、それぞれ接続される一方、演算増幅器25の非反転入力端子と出力端子との間には、帰還用の第6の抵抗器(図1においては「R6」と表記)21が接続されている。
【0026】
上記構成の交流結合バッファ回路は、実際には、いわゆるIC化されるのが好適で、このため、結合コンデンサ15は、IC内蔵可能な容量値が選択される必要がある。例えば、具体的には、10pF程度が好適である。
また、他の構成要素であるトランジスタ、抵抗もIC化のため、公知・周知のいわゆる半導体技術により実現されるものである。
【0027】
次に、上記構成における動作について主要部における解析的な説明と共に説明する。
最初に、第1及び第2の出力端子23,24における出力電位について説明すれば、次述するようになる。
まず、第1の出力端子23の電位については、以下のように導かれる。
第2のトランジスタ2のベース電位について見れば、第1のトランジスタ1のベースが第1及び第2の抵抗器16,17の相互の接続点に接続されており、この接続点には、これら第1及び第2の抵抗器16,17による電源電圧Vccのいわゆる分圧電圧が生ずることから、第2のトランジスタ2のベース電位は、第1のトランジスタ1のベース電位、すなわち、上述の分圧電圧より第1のトランジスタ1のベース・エミッタ間電圧VBE1だけ高い電位となる。
【0028】
そして、第3のトランジスタ3には、第2のトランジスタ2のエミッタが接続されており、この第3のトランジスタ3のエミッタに第1の出力端子23が接続されていることから、第1の出力端子23における電位は、第2のトランジスタ2のベース電位に第2のトランジスタ2のベース・エミッタ間電圧VBE2を加え、さらに、第3のトランジスタ3のベース・エミッタ間電圧VBE3だけ差し引いたものとなる。
【0029】
一方、第2の出力端子24の電位については、以下のように導かれる。
まず、第6のトランジスタ6のベース電位について考えると、第5のトランジスタ5のエミッタが接続される一方、この第5のトランジスタ5のベースは、第1のトランジスタ1と共に、第1及び第2の抵抗器16,17の相互の接続点に接続されていることから、第6のトランジスタ6のベース電位は、先の第1及び第2の抵抗器16,17による分圧電圧より第5のトランジスタ5のベース・エミッタ間電圧VBE5だけ高い電位となる。
【0030】
そして、第6のトランジスタ6のエミッタが第7のトランジスタ7のベースに接続され、第7のトランジスタ7のエミッタに第2の出力端子24が接続されていることから、第2の出力端子24の電位は、第6のトランジスタ6のベース電位に第6のトランジスタ6のベース・エミッタ間電圧VBE6を加え、さらに、第7のトランジスタ7のベース・エミッタ間電圧VBE7を差し引いたものとなる。
【0031】
ところで、この回路がIC化されたもので、各トランジスタが十分にいわゆるペア性を配慮してレイアウトされたものとすると、各々のベース・エミッタ間電圧VBEが相等しいものとすることができる。
また、定電流源22により電流供給を受ける第4、第8及び第11のトランジスタ4,8,11により構成されるカレントミラー回路において、第4及び第8のトランジスタ4,8のコレクタ電流が等しく、さらに、同じく定電流源22により電流供給を受ける第9、第12及び第13のトランジスタ9,12,13により構成されるカレントミラー回路においては、第12及び第13のトランジスタ12,13のコレクタ電流とが等しいとすると、下記するような関係が成立する。
【0032】
第1のトランジスタ1のベース・エミッタ間電圧VBE1=第6のトランジスタ6のベース・エミッタ間電圧VBE6
【0033】
第2のトランジスタ2のベース・エミッタ間電圧VBE2=第6のトランジスタ6のベース・エミッタ間電圧VBE6
【0034】
第3のトランジスタ3のベース・エミッタ間電圧VBE3=第7のトランジスタ7のベース・エミッタ間電圧VBE7
【0035】
したがって、第1の出力端子23の電位と、第2の出力端子24の電位とは、等しいものとなり、そのため、この交流結合バッファ回路は、次段の非反転増幅回路32へ対して、オフセットの無い信号を直流結合により伝達することができるものとなる。
【0036】
次に、この交流結合バッファ回路の入力インピーダンスについて説明する。
最初に、結合コンデンサ15と、この交流結合バッファ回路の入力インピーダンスZinとにより構成されるハイパスフィルタにおけるカットオフ周波数fcを考えると、カットオフ周波数fcは、次のようにして求められる。
【0037】
fc=1/(2π×C1×Zin)
【0038】
ここで、C1は、結合コンデンサ15の容量値、Zinは、第2のトランジスタ2のベース側から回路を見た場合の入力インピーダンスである(図1参照)。
【0039】
仮に、伝達する交流信号の周波数帯域を10KHz以上とし、結合コンデンサ15の容量値を、ICに内蔵可能な値、例えば、10pFとした場合、上述の式より、入力インピーダンスZinは、1.6MΩ以上必要となる。
【0040】
この交流結合バッファ回路の入力インピーダンスZinは、ベース接地で用いられている第1のトランジスタ1のエミッタ側から見た入力インピーダンスr01とエミッタホロワで用いられている第2のトランジスタ2のベース側から見た入力インピーダンスr02とが並列接続された状態におけるいわゆる並列値として算出される。
ここで、入力インピーダンスr01は、第1のトランジスタ1のエミッタ抵抗reであり、これは、トランジスタ回路における小信号解析のためのいわゆる小信号ハイブリットπ型等価回路をベースにして導出される下記する式1により求めることができる。
【0041】
r01=re=rπ1/(1+gm×rπ1)・・・(式1)
【0042】
ここで、gmは、コンダクタンスであり、rπ1は、ベース接地の小信号ハイブリットπ型等価回路における、入力側から見た入力抵抗であり、いわゆるテブナンの等価抵抗として表されるもので、第1のトランジスタ1における値である。
そして、gmは、gm=Ic/Viとして求められるもので、Icは、コレクタ電流、Viは入力電圧である。また、一般に、入力抵抗rπは、rπ=β/gmとして求められ、ここで、βは、小信号電流利得である。
【0043】
これらの条件から、先の式1を整理して、r01を求める式として、下記する式2を得る。
【0044】
r01=rπ1/(1+βpnp)・・・(式2)
【0045】
ここで、βpnpは、この交流結合バッファ回路に用いられたpnp形トランジスタの小信号電流利得である。
例えば、βpnp=65、Ic=14nAとした場合の入力インピーダンスr01を式2より求めてみると、r01=1.807MΩとなる。
【0046】
次に、入力インピーダンスr02は、エミッタホロワ回路を構成する第2のトランジスタ2の入力抵抗Riであり、先のr01の場合と同様に、いわゆる小信号ハイブリットπ型等価回路をベースにして導出される下記する公式である式3により求めることができる。
【0047】
r02=Ri=rπ+RL(1+β)・・・(式3)
【0048】
ここで、RLは、負荷抵抗であり、この交流結合バッファ回路の場合、第3のトランジスタ3のベース側から見た入力インピーダンスr03と第4のトランジスタ3のコレクタ側からみた入力インピーダンスr04とのいわゆる並列値として表されるものである。
rπを、第2のトランジスタ2の入力抵抗を表すrπ2に書き換え、上述の条件を考慮して先の式3を整理すると下記する式4を得る。
【0049】
r02=rπ2+{(r03×r04)/(r03+r04)}(1+βpnp)・・・(式4)
【0050】
ここで、r03は、大凡r03≒β(VA/Ic3)と求めることができ、VAは、いわゆるアーリー電圧である。
例えば、この交流結合バッファ回路におけるnpn形トランジスタの小信号電流利得βnpnを、βnpn=110、VAをVA=42vとする。また、定電流源22の出力電流Is=8μAであるとすると、第3のトランジスタ3のコレクタ電流Ic3は、略エミッタ電流に等しく、このエミッタ電流は、カレントミラー回路を構成する第12のトランジスタ12により供給される電流、すなわち、定電流源22の出力電流に等しいものであるので、Ic3=Is=8μAとなる。
これらの条件より、r03を先の近似式により求めると、r03=590MΩと求められる。
【0051】
一方、入力インピーダンスr04は、エミッタ側に負帰還抵抗器としての第3の抵抗器18が設けられた第4のトランジスタ4のエミッタ接地における出力抵抗Roとして求められるものである。
すなわち、Ro=VA/Ic{1+gm(rπ×RE)/(rπ+RE)}として求められるものである。
ここで、REは、エミッタに接続された抵抗器の値であり、第4のトランジスタ4の場合、第3の抵抗器18の抵抗値(例えば50KΩ)である。
仮に、pnp形トランジスタのVA=10v、第4のトランジスタ4のコレクタ電流Ic=1μAとした場合の入力インピーダンスr04を、上述の出力抵抗Roを表す式より求めれば、r04=29MΩと求められる。
【0052】
これらの数値を用いて、式4により、入力インピーダンスr02を求めてみると、r02=1.65MΩ+{(590MΩ×29MΩ)/(590MΩ+29MΩ)}(1+65)=1.83MΩとなる。
したがって、既に述べたように、入力インピーダンスZinは、r01とr02のいわゆる並列抵抗値、Zin=(r01×r02)/(r01+r02)として求められるものであり、上述のようにして求められた具体値をこれに代入してZinを算出すれば、Zin=1.805MΩと求められる。
【0053】
ここで、このZin=1.805MΩにおける、結合コンデンサ15とZinで構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数fcを求めて見ると、fc=8.84KHzとなる。
これは、先に仮定した伝達する交流信号の周波数帯域を10KHz以上とするという条件を十分満足するものである。
すなわち、この交流結合バッファ回路により、10KHz以上の交流信号がオフセットなしに、次段の非反転増幅回路32へ直流結合により伝達されることとなる。
【0054】
なお、上述した回路においては、いわゆるバイポーラトランジスタを用いたが、他のトランジスタ、例えば、FET等を用いても同様に適用されるものである。
【0055】
【発明の効果】
以上、述べたように、本発明によれば、2つの終段トランジスタのベースバイアス電流を供給するカレントミラー回路を構成する2つのトランジスタのコレクタ電流の誤差が生ずることのないような構成とすることにより、従来と異なり、2つの終段トランジスタのベース電位が同一に保たれ、ひいては、エミッタ電位が同一となるので、それぞれの終段トランジスタからの出力にオフセットが生ずることのない交流結合バッファ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態における回路構成例を示す回路図である。
【図2】従来の回路構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
1…結合コンデンサ
23…第1の出力端子
24…第2の出力端子
30…第1の増幅回路部
31…第2の増幅回路部
32…非反転増幅回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a so-called AC coupling buffer circuit, and more particularly to a circuit in which output characteristics are improved.
[0002]
[Prior art]
A so-called AC coupling buffer circuit is used, for example, when the output of a current / voltage conversion amplifier that amplifies and outputs a detection signal of an optical sensor by current / voltage conversion is amplified by a differential amplifier. A change in the output potential of the current / voltage conversion amplifier due to a DC component such as sunlight is absorbed by this AC coupling buffer circuit, and only the change in the AC component is transmitted to the differential amplifier. Used for etc.
[0003]
FIG. 2 shows an example of the circuit configuration of such a conventional AC coupling buffer circuit. The configuration and the like will be generally described below with reference to FIG.
This AC coupling buffer circuit receives an AC input signal from a preceding stage (not shown) via a so-called capacitor C1 for AC coupling, and the tenth and twelfth transistors (Q10), Q, Buffered and amplified by (Q12), and output signals are input to the next stage as
[0004]
The base of the tenth transistor (Q10) is supplied with a bias current Ib10 by a sixth transistor (Q6) constituting a current mirror circuit via a so-called diode-connected ninth transistor (Q9). It is like that.
The currents of the fifth and sixth transistors (Q5) and (Q6) constituting the current mirror circuit are the same as the output current Is of the minute current source CS, and the first and second transistors (Q1) and (Q2). Is supplied as the emitter current of the fourth transistor (Q4) via the current mirror circuit of FIG. 2, and further, a current multiplied by (1 / h fe ) times the emitter current is supplied.
[0005]
Further, the bias current I b12 is supplied to the base of the twelfth transistor (Q12) by the sixth transistor (Q6) constituting the current mirror circuit via the so-called diode-connected eighth transistor (Q8). Has been made.
[0006]
In this configuration, the direct current potentials of the
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the above-described conventional circuit, there is actually a problem that an offset occurs for the following reason.
That is, since the bias current Ibias flows into the DC bias power source DCb, the collector currents I C8 and I C9 of the eighth and ninth transistors (Q8) and (Q9) are not the same, and are about several nA. As a result, an offset expressed as ΔV BE = Vt × ln (I C9 / I C8 ) is generated between the two
Here, Vt is a so-called thermal voltage, and ln is a natural logarithm.
[0008]
In the circuit described above, since I b10 = I b12 , I C8 = I b12 + Ibias and I C8 = I C9 are satisfied, the previous offset voltage ΔV BE is ΔV BE > 0.
For example, in the previous circuit embodiment, and C1 = 30 pF, for a 10KHz cutoff frequency, if you set the input impedance and 530KΩ, Vcc = 5V, when the 3v bias voltage by the DC bias power supply, the offset voltage [Delta] V BE Is about 5 mv, which is a size that cannot be ignored depending on the signal handled.
[0009]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides an AC coupling buffer circuit capable of obtaining an output signal with no offset.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
An AC coupling buffer circuit according to the invention of
A first final stage transistor constituting the final stage of the emitter follower, and a second final stage transistor constituting the final stage of the emitter follower, and a first output signal from the emitter side of the first final stage transistor And an AC coupling buffer circuit configured to obtain a second output signal from the emitter side of the second final stage transistor,
A first current mirror circuit for supplying a predetermined current is connected to the base of the first final stage transistor, the base potential is maintained at a predetermined DC voltage, and AC is connected to the base via a coupling capacitor. The emitter of the first input stage transistor whose collector is grounded so that the input signal is applied is connected,
The base of the second final stage transistor is connected to the first current mirror circuit for supplying a predetermined current, and the second input is grounded to the collector so that the base potential is held at a predetermined DC voltage. The emitter of the stage transistor is connected,
A second current mirror circuit for supplying the same current is connected to the emitters of the first and second final stage transistors,
The first and second current mirror circuits are configured such that current from the same constant current source flows into the first and second current mirror circuits.
[0011]
In such a configuration, the same base bias current is supplied to the bases of the first and second final stage transistors using a current mirror circuit, and the bases of the first final stage transistors are An AC signal is applied via a coupling capacitor, while the emitter of the first input stage transistor is connected. The first input stage transistor has a base at a predetermined voltage and a collector connected to the ground.
The base of the second final stage transistor is connected to the emitter of the second input stage transistor whose collector is grounded. The base potential of the second input stage transistor is the same as the first input stage transistor. Are held at the same predetermined potential.
Therefore, the base potentials of the first and second final stage transistors are the same, and therefore the emitters of the first and second stage transistors are also the same potential. Unlike the conventional case, the differential amplifier is connected to the next stage in an output state having no offset. DC coupling is possible.
[0012]
In particular, the emitter of the first bias setting transistor is connected to the base of the first input stage transistor, and the emitter of the second bias setting transistor is connected to the base of the second input stage transistor, respectively.
The collectors of the first and second bias setting transistors are grounded together, and the bases of the first and second bias setting transistors are connected to each other so that a predetermined DC voltage is applied thereto. It is preferable that the base of the input stage transistor is configured to be held at the same DC potential.
[0013]
In such a configuration, by using the first and second bias setting transistors having the same characteristics, it is possible to easily obtain the same base potential of the first and second input stage transistors. It can be done.
[0014]
The first current mirror circuit includes a diode-connected transistor, and the diode-connected transistor and two transistors whose bases are connected to each other.
The emitter of the diode-connected transistor is connected to a power supply line, and the collector is connected to one end of a constant current source, respectively.
Each of the two transistors has an emitter connected to a power supply line via a resistor, and the collector of one of the two transistors is connected to the base of the first final stage transistor and the other transistor has a collector. The collector is connected to the base of the second final stage transistor, respectively.
The second current mirror circuit includes a diode-connected transistor, and the diode-connected transistor and two transistors whose bases are connected to each other.
The collector of the diode-connected transistor of the second current mirror circuit is connected to the other end of the constant current source, and the emitter is connected to ground,
The two transistors of the second current mirror circuit have their emitters connected to ground, while the collector of one transistor is the emitter of the first final transistor and the collector of the other transistor is the second It is preferable that each of them is connected to the emitter of the final stage transistor.
[0015]
In such a configuration, it is particularly preferable to add a base current compensation transistor to the second current mirror circuit. That is, while connecting the emitter of the base current compensating transistor to the base of the diode-connected transistor of the second current mirror circuit, and connecting the base of the base current compensating transistor to the collector of the diode-connected transistor, It is preferable that the collector of the base current compensating transistor is connected to the power supply line.
As a result, a stable current can be supplied by the current mirror circuit, and the output characteristics can be further stabilized.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
The members and arrangements described below do not limit the present invention and can be variously modified within the scope of the gist of the present invention.
First, the circuit configuration will be described. The AC coupling buffer circuit includes a first
[0017]
That is, the first
[0018]
The base of the third transistor 3 includes a pnp-type fourth transistor (FIG. 1) that forms a first current mirror circuit together with an eleventh transistor (described as “Q11” in FIG. 1) 11 described later. 4 is connected to the collector of 4 and is connected to the emitter of a pnp-type second transistor (denoted as “Q2” in FIG. 1) 2.
[0019]
The second transistor 2 as the first input stage transistor has its collector connected to a so-called circuit ground (indicated as “AGND” in FIG. 1), while its base has a coupling capacitor (in FIG. 1). An AC input signal is applied via 15 (denoted as “C1”).
The base of the second transistor 2 is connected to the emitter of a pnp-type first transistor (indicated as “Q1” in FIG. 1) 1 as a first bias setting transistor. The collector of the
[0020]
On the other hand, the pnp-type
That is, the base and collector of the
The
[0021]
Further, the collector of the
The
[0022]
The base of the
[0023]
On the other hand, the second
[0024]
The base of the seventh transistor 7 is connected to the collector of the pnp-type
The
[0025]
A
[0026]
In practice, the AC coupling buffer circuit having the above configuration is preferably formed as a so-called IC. For this reason, the
In addition, other components, such as transistors and resistors, are also realized by a known and well-known semiconductor technology for IC.
[0027]
Next, the operation in the above configuration will be described together with an analytical explanation in the main part.
First, the output potentials at the first and
First, the potential of the
Looking at the base potential of the second transistor 2, the base of the
[0028]
Since the emitter of the second transistor 2 is connected to the third transistor 3, and the
[0029]
On the other hand, the potential of the
First, considering the base potential of the
[0030]
The emitter of the
[0031]
By the way, if this circuit is made into an IC and each transistor is sufficiently laid out in consideration of so-called pair characteristics, each base-emitter voltage V BE can be made equal.
Further, in the current mirror circuit constituted by the fourth, eighth, and
[0032]
Base-emitter voltage V BE1 of the
[0033]
Base-emitter voltage V BE2 of the second transistor 2 = Base-emitter voltage V BE6 of the sixth transistor 6
[0034]
Base-emitter voltage V BE3 of the third transistor 3 = Base-emitter voltage V BE7 of the seventh transistor 7
[0035]
Therefore, the potential of the
[0036]
Next, the input impedance of the AC coupling buffer circuit will be described.
First, considering the cut-off frequency fc in the high-pass filter constituted by the
[0037]
fc = 1 / (2π × C1 × Zin)
[0038]
Here, C1 is a capacitance value of the
[0039]
If the frequency band of the AC signal to be transmitted is 10 KHz or more and the capacitance value of the
[0040]
The input impedance Zin of the AC coupling buffer circuit, seen from the second base side of the transistor 2 used in the input impedance r 01 and emitter follower as seen from the first emitter side of the
Here, the input impedance r 01 is the first emitter resistor r e of the
[0041]
r 01 = r e = rπ 1 / (1 + gm × rπ 1 ) (Expression 1)
[0042]
Here, gm is conductance, and rπ 1 is an input resistance viewed from the input side in a small signal hybrid π-type equivalent circuit with a common base, and is expressed as a so-called Thevenin equivalent resistance. Is the value in the
Gm is obtained as gm = Ic / Vi, where Ic is the collector current and Vi is the input voltage. In general, the input resistance rπ is obtained as rπ = β / gm, where β is a small signal current gain.
[0043]
From these conditions, the
[0044]
r 01 = rπ 1 / (1 + β pnp ) (Formula 2)
[0045]
Here, β pnp is a small signal current gain of the pnp transistor used in the AC coupling buffer circuit.
For example, when the input impedance r 01 when β pnp = 65 and I c = 14 nA is obtained from Equation 2, r 01 = 1.807 MΩ.
[0046]
Next, the input impedance r 02 is the input resistance Ri of the second transistor 2 constituting the emitter follower circuit, and is derived on the basis of a so-called small signal hybrid π-type equivalent circuit as in the case of r 01 above. The following formula can be obtained.
[0047]
r 02 = R i = rπ + R L (1 + β) (Formula 3)
[0048]
Here, R L is a load resistance. In this AC coupling buffer circuit, the input impedance r 03 viewed from the base side of the third transistor 3 and the input impedance r 04 viewed from the collector side of the fourth transistor 3 are used. It is expressed as a so-called parallel value.
When rπ is rewritten to rπ 2 representing the input resistance of the second transistor 2 and the above equation 3 is rearranged in consideration of the above-described conditions, the following
[0049]
r 02 = rπ 2 + {(r 03 × r 04 ) / (r 03 + r 04 )} (1 + β pnp ) (Formula 4)
[0050]
Here, r 03 can be determined as approximately r 03 ≈β (V A / Ic 3), and V A is a so-called Early voltage.
For example, the small signal current gain β npn of the npn transistor in this AC coupled buffer circuit is set to β npn = 110 and V A is set to V A = 42v. If the output current Is of the constant
From these conditions, when r 03 is obtained by the above approximate expression, r 03 = 590 MΩ is obtained.
[0051]
On the other hand, the input impedance r 04 is obtained as the output resistance Ro at the emitter ground of the
That is, it is obtained as Ro = V A / Ic {1 + gm (rπ × R E ) / (rπ + R E )}.
Here, R E is the value of the resistor connected to the emitter, and in the case of the
If the pnp transistor V A = 10 V and the collector current Ic of the
[0052]
Using these numerical values, when the input impedance r 02 is obtained from
Thus, as already mentioned, the input impedance Zin is the so-called parallel resistance value of r 01 and r 02, are those obtained as Zin = (r 01 × r 02 ) / (r 01 + r 02), as described above If Zin is calculated by substituting the specific value obtained in this way, Zin = 1.805 MΩ.
[0053]
Here, when the cut-off frequency fc of the high-pass filter composed of the
This sufficiently satisfies the previously assumed condition that the frequency band of the AC signal to be transmitted is 10 KHz or more.
That is, with this AC coupling buffer circuit, an AC signal of 10 KHz or higher is transmitted to the
[0054]
In the above-described circuit, a so-called bipolar transistor is used. However, other transistors, such as an FET, can be similarly applied.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the collector current of the two transistors constituting the current mirror circuit for supplying the base bias current of the two final stage transistors is configured not to cause an error. Thus, unlike the conventional case, the base potentials of the two final stage transistors are kept the same, and the emitter potentials are the same, so that an AC coupling buffer circuit that does not cause an offset in the output from each final stage transistor is provided. Can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration example according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a conventional circuit configuration.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記第1の終段トランジスタのベースには、所定電流を供給する第1のカレントミラー回路が接続されると共に、ベース電位が所定の直流電圧に保持され、かつ、結合コンデンサを介してベースに交流入力信号が印加されるようコレクタ接地された第1の入力段トランジスタのエミッタが接続され、
前記第2の終段トランジスタのベースには、所定電流を供給する前記第1のカレントミラー回路が接続されると共に、ベース電位が所定の直流電圧に保持されるようコレクタ接地された第2の入力段トランジスタのエミッタが接続され、
前記第1及び第2の終段トランジスタのエミッタには、同一の電流を供給する第2のカレントミラー回路が接続され、
前記第1及び第2のカレントミラー回路は、同一の定電流源からの電流が流入されるよう構成されてなることを特徴とする交流結合バッファ回路。A first final stage transistor constituting the final stage of the emitter follower, and a second final stage transistor constituting the final stage of the emitter follower, and a first output signal from the emitter side of the first final stage transistor And an AC coupling buffer circuit configured to obtain a second output signal from the emitter side of the second final stage transistor,
A first current mirror circuit for supplying a predetermined current is connected to the base of the first final stage transistor, the base potential is maintained at a predetermined DC voltage, and AC is supplied to the base via a coupling capacitor. The emitter of the first input stage transistor whose collector is grounded so that the input signal is applied is connected,
The base of the second final stage transistor is connected to the first current mirror circuit for supplying a predetermined current, and the second input is grounded to the collector so that the base potential is held at a predetermined DC voltage. The emitter of the stage transistor is connected,
A second current mirror circuit for supplying the same current is connected to the emitters of the first and second final stage transistors,
The AC coupling buffer circuit is characterized in that the first and second current mirror circuits are configured such that currents from the same constant current source flow in.
前記第1及び第2のバイアス設定用トランジスタの各々のコレクタは、共に接地される一方、各々のベースは相互に接続されて所定の直流電圧が印加されるよう構成され、前記第1及び第2の入力段トランジスタのベースが同一の直流電位に保持されるよう構成されてなることを特徴とする請求項1記載の交流結合バッファ回路。The emitter of the first bias setting transistor is connected to the base of the first input stage transistor, and the emitter of the second bias setting transistor is connected to the base of the second input stage transistor, respectively.
The collectors of the first and second bias setting transistors are grounded together, and the bases of the first and second bias setting transistors are connected to each other so that a predetermined DC voltage is applied thereto. 2. The AC coupling buffer circuit according to claim 1, wherein the base of the input stage transistor is configured to be held at the same DC potential.
前記ダイオード接続されたトランジスタのエミッタは、電源ラインに、コレクタは、定電流源の一端に、それぞれ接続される一方、
前記2つのトランジスタは、各々のエミッタがそれぞれ抵抗器を介して電源ラインに接続され、前記2つのトランジスタの内、一方のトランジスタのコレクタは、第1の終段トランジスタのベースへ、他方のトランジスタのコレクタは、第2の終段トランンジスタのベースへ、それぞれ接続されてなり、
第2のカレントミラー回路は、ダイオード接続されたトランジスタと、このダイオード接続されたトランジスタとベースが相互に接続された2つのトランジスタとを具備してなり、
前記第2のカレントミラー回路のダイオード接続されたトランジスタのコレクタは、前記定電流源の他端に、エミッタは、アースに、それぞれ接続される一方、
前記第2のカレントミラー回路の2つのトランジスタは、各々のエミッタがアースに接続される一方、一方のトランジスタのコレクタは、第1の終段トランジスタのエミッタに、他方のトランジスタのコレクタは、第2の終段トランジスタのエミッタに、それぞれ接続されてなることを特徴とする請求項1又は2記載の交流結合バッファ回路。The first current mirror circuit includes a diode-connected transistor, and the diode-connected transistor and two transistors whose bases are connected to each other.
The emitter of the diode-connected transistor is connected to a power supply line, and the collector is connected to one end of a constant current source, respectively.
Each of the two transistors has an emitter connected to a power supply line via a resistor, and the collector of one of the two transistors is connected to the base of the first final stage transistor and the other transistor has a collector. The collector is connected to the base of the second final stage transistor, respectively.
The second current mirror circuit includes a diode-connected transistor, and the diode-connected transistor and two transistors whose bases are connected to each other.
The collector of the diode-connected transistor of the second current mirror circuit is connected to the other end of the constant current source, and the emitter is connected to ground,
The two transistors of the second current mirror circuit have their emitters connected to ground, while the collector of one transistor is the emitter of the first final transistor and the collector of the other transistor is the second 3. The AC coupling buffer circuit according to claim 1, wherein the AC coupling buffer circuit is connected to an emitter of each of said final stage transistors.
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