JP3788202B2 - 基準電圧発生回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランジスタのしきい値電圧や動作温度等に依存して特性が変化する回路に電源電圧を供給する電源供給システム等に使用して好適な基準電圧発生回路に関する。
【0002】
近年、携帯電話等の小型電子機器に搭載される半導体集積回路に対する低消費電力化の要求は強く、特に、発振回路を内蔵したシステムでは、総消費電力中に占める発振回路の消費電力が比較的大きな割合を占めている。このため、半導体集積回路の外部から供給される電源電圧より低い電圧を半導体集積回路の内部で発生し、これを電源電圧として発振回路に供給する方法が用いられている。
【0003】
【従来の技術】
図7は発振回路に電源電圧を供給する電源供給システムの一例を示す回路図である。図7中、1は発振回路、2は発振回路1に電源電圧を供給する電源供給システムであり、3は基準電圧発生回路、4はオペアンプ5からなるインピーダンス変換回路である。
【0004】
すなわち、この電源供給システム2は、基準電圧発生回路3が出力する基準電圧Vref をインピーダンス変換回路4を介して発振回路1に供給するというものであり、オペアンプ5の出力電圧Vreg の電圧値は、基準電圧Vref の電圧値と一致する。
【0005】
図8は第1従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。図8中、4は基準電圧発生回路に電源電圧VDDを供給する第1の電源をなす電源線、5は定電流源、6は基準電圧出力端子、P1はP型トランジスタ(PチャネルMOSトランジスタ)、N1はN型トランジスタ(NチャネルMOSトランジスタ)である。なお、P型トランジスタP1とN型トランジスタN1とで、電流が流れることによって電圧降下を生じる電圧降下回路が構成されている。
【0006】
この例では、P型トランジスタP1及びN型トランジスタN1は、基準電圧出力端子6と第2の電源をなす接地との間に直列接続され、P型トランジスタP1のドレインとN型トランジスタN1のドレインとの接続点は、P型トランジスタP1のゲート及びN型トランジスタN1のゲートに接続されている。この結果、P型トランジスタP1及びN型トランジスタN1は、共にドレイン・ソース間電圧Vdsとゲート・ソース間電圧Vgsとが等しく、常に飽和領域で動作することになる。
【0007】
そこで、定電流源5が出力する電流I5の電流値をP型トランジスタP1及びN型トランジスタN1がそれぞれそのしきい値電圧の近傍で動作するように設定すると、P型トランジスタP1のドレイン・ソース間電圧Vdsは、ほぼP型トランジスタのしきい値電圧|VthP|に一致し、N型トランジスタN1のドレイン・ソース間電圧Vdsは、ほぼN型トランジスタのしきい値電圧VthNに一致することになる。
【0008】
この場合、P型トランジスタのしきい値電圧|VthP|とN型トランジスタのしきい値電圧VthNとの和をΣVthとすると、基準電圧Vref は、
となり、基準電圧Vref はΣVthと同様の特性を持つことが分かる。
【0009】
図9は第1従来例の基準電圧発生回路を図7に示す基準電圧発生回路3に使用した場合における基準電圧Vref 、発振回路1の発振維持電圧Vhold及び発振回路1の消費電流Iosc とΣVthとの関係を示す図である。但し、発振回路1は、図10に示すような水晶発振回路を使用するものとしている。図10中、7は水晶振動子、8、9はコンデンサ、10、11はインバータ・アンプ、12、13は抵抗である。
【0010】
図9から分かるように、発振回路1の消費電流Iosc は、基準電圧Vref と発振維持電圧Vholdとの電位差が広がるにつれて増大する傾向にある。そこで、基準電圧Vref に正のΣVth依存性を持たせ、基準電圧Vref の特性を発振維持電圧Vholdの特性に近づけるようにする場合には、より広範囲なVthマージン(しきい値電圧マージン)での発振回路1の消費電流Iosc の低減化を図ることができそうである。しかし、実際の発振維持電圧VholdのΣVth依存性は本回路の基準電圧Vref よりも緩やかな傾斜にあるため、ΣVthが大きくなるにつれ、発振回路1の消費電流Iosc が増大することを避けることができない。
【0011】
図11は第2従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。第2従来例の基準電圧発生回路は、図8に示す第1従来例の基準電圧発生回路にN型トランジスタN2を追加したものである。この例では、N型トランジスタN2は、ドレインをN型トランジスタN1のソースに接続し、ソースを接地し、ゲートを基準電圧出力端子6に接続しているので、N型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧をVdsN2とすると、基準電圧Vref は、
Vref ≒ΣVth+VdsN2
となる。
【0012】
この第2従来例の基準電圧発生回路においては、ΣVthがプロセス要因により上昇すると、P型トランジスタP1とN型トランジスタN1のドレイン・ソース間電圧Vdsの和は増大するが、これにより、N型トランジスタN2のゲート・ソース間電圧VgsN2も増大し、N型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧VdsN2は減少することになる。
【0013】
図12は第2従来例の基準電圧発生回路を図7に示す基準電圧発生回路3に使用した場合における基準電圧Vref 及び発振回路1の発振維持電圧VholdとΣVthとの関係を示す図である。但し、発振回路1は、前例と同様に、図10に示すような水晶発振回路を使用するものとしている。
【0014】
ここで、P型トランジスタのしきい値電圧|VthP|とN型トランジスタのしきい値電圧VthNのプロセス上の狙い目をC、高めをH、低めをLとして、P型トランジスタのしきい値電圧が|VthP|、N型トランジスタのしきい値電圧がVthNであるVthポイントを|VthP|/VthNと表記すると、しきい値電圧のバラツキが|VthP|≒VthNであるVthポイントL/L、C/C、H/Hにあれば、P型トランジスタ及びN型トランジスタの設計値を調整することにより、図12に点線で示したVref 特性のように基準電圧Vref のΣVth依存性を緩慢にし、基準電圧Vref の傾斜を発振維持電圧Vholdの傾斜に近づけることができ、発振回路1の消費電流Iosc のΣVth依存性をなくし、発振回路1の消費電流Iosc の低減化を図ることができる。
【0015】
しかし、P型トランジスタのしきい値電圧|VthP|とN型トランジスタのしきい値電圧VthNが異なるVthポイントでは、基準電圧Vref のVthN依存性が大きく、VthポイントL/Hでは発振回路1の消費電流Iosc の増加が避けられず、VthポイントH/Lでは、最悪の場合、発振回路1が停止してしまうおそれがある。
【0016】
図13は第3従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。第3従来例の基準電圧発生回路は図8に示す基準電圧発生回路が備えるP型トランジスタP1及びN型トランジスタN1を抵抗14に置き換えたものである。この例では、抵抗14の抵抗値をR14とすると、基準電圧Vref は、
Vref =R14×I5
となり、基準電圧Vref がΣVthに関係なく一定となる。したがって、第3従来例の基準電圧発生回路は、発振維持電圧VholdがΣVthに依存性を持つ水晶発振回路の電源に使用することは適当でなく、発振維持電圧VholdのΣVth依存性が少ないCR発振回路の電源として使用される。
【0017】
しかし、抵抗14は、半導体基板上に形成される拡散層や金属配線で構成されることから、負の温度特性を持つことになり、この結果、基準電圧Vref も負の温度特性を持ってしまう。そこで、発振回路1がCR発振回路であるとしても、第3従来例の基準電圧発生回路を基準電圧発生回路3に使用した場合には、発振回路1の消費電流Iosc の低減化を図ることができないという問題点があった。なお、第3従来例の基準電圧発生回路に、第2従来例の基準電圧発生回路のようにN型トランジスタN2を追加しても、VthポイントL/H、H/Lにおいて、第2従来例の基準電圧発生回路と同様の問題が生じてしまう。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、第1従来例、第2従来例及び第3従来例の基準電圧発生回路では、幅広いVthマージン範囲や動作温度範囲において、所望の基準電圧Vref を得ることが困難であり、これらを図7に示す基準電圧発生回路3に使用しても、発振回路1の低消費電力化を図ることができないという問題点があった。
【0019】
本発明は、かかる点に鑑み、トランジスタの設計値の調整のみで、プロセス要因によるトランジスタのしきい値電圧のバラツキや動作温度変化等に起因する基準電圧の変動を補正することができ、これを、例えば、発振回路に電源電圧を供給する電源供給システムに使用する場合には、幅広いVthマージン範囲や動作温度範囲において所望の基準電圧を得ることができ、発振回路の低消費電力化を図ることができるようにした基準電圧発生回路を提供することを目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
本発明の基準電圧発生回路は、第1の電源と基準電圧出力端子との間に定電流源を接続すると共に、基準電圧出力端子と第2の電源との間に、第1導電型のトランジスタと、電流が流れることによって電圧降下を生じる電圧降下回路と、第2導電型のトランジスタとを直列接続し、第1導電型のトランジスタのゲートを第2の電源又は電圧降下回路の第2の電源側に接続し、第2導電型のトランジスタのゲートを基準電圧出力端子又は電圧降下回路の基準電圧出力端子側に接続しているというものである。
【0021】
本発明によれば、基準電圧出力端子と第2の電源との間に、第1導電型のトランジスタと電圧降下回路と第2導電型のトランジスタとを直列接続し、第1導電型のトランジスタのゲートを第2の電源又は電圧降下回路の第2の電源側に接続し、第2導電型のトランジスタのゲートを基準電圧出力端子又は電圧降下回路の基準電圧出力端子側に接続しているので、トランジスタの設計値の調整のみで、プロセス要因によるトランジスタのしきい値電圧のバラツキや動作温度変化等に起因する基準電圧の変動を補正することができる。
【0022】
【発明の実施の形態】
以下、図1〜図6を参照して、本発明の第1実施形態〜第4実施形態について説明する。なお、図1、図3、図4、図6において、図8、図11、図13に対応する部分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。
【0023】
第1実施形態・・図1、図2
図1は本発明の第1実施形態を示す回路図である。本発明の第1実施形態は、図8に示す第1従来例の基準電圧発生回路にP型トランジスタP2及びN型トランジスタN2を追加したものである。
【0024】
この例では、P型トランジスタP2は、ソースを基準電圧出力端子6に接続し、ドレインをP型トランジスタP1のソースに接続し、ゲートを接地しており、N型トランジスタN2は、ドレインをN型トランジスタN1のソースに接続し、ソースを接地し、ゲートを基準電圧出力端子6に接続している。
【0025】
この結果、P型トランジスタP2のドレイン・ソース間電圧を|VdsP2|、N型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧をVdsN2とすると、基準電圧Vref は、
Vref ≒ΣVth+|VdsP2|+VdsN2
となる。
【0026】
ここで、例えば、ΣVthがプロセス要因により上昇すると、P型トランジスタP1とN型トランジスタN1のドレイン・ソース間電圧Vdsの和は増大するが、これによって、P型トランジスタP2のゲート・ソース間電圧|VgsP2|が増大し、P型トランジスタP2のドレイン・ソース間電圧|VdsP2|が減少すると共に、N型トランジスタN2のゲート・ソース間電圧VgsN2が増大し、N型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧VdsN2が減少する。
【0027】
すなわち、P型トランジスタP2とN型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧Vdsは、プロセス要因によるP型トランジスタP1とN型トランジスタN1のドレイン・ソース間電圧Vdsの変動分を相殺する方向に働くことになる。この結果、基準電圧Vref のΣVthに対する変動を抑制し、ΣVthの変動に対する基準電圧Vref の変動割合を発振維持電圧Vholdの変動割合とほぼ同等にすることができる。
【0028】
図2は本発明の第1実施形態を図7に示す基準電圧発生回路3に使用した場合における基準電圧Vref 、発振回路1の発振維持電圧Vhold及び発振回路1の消費電流Iosc とΣVthとの関係を示す図であり、P型トランジスタ及びN型トランジスタの設計値を調整することで、幅広いVthマージン範囲において、基準電圧Vref の傾斜を発振維持電圧Vholdの傾斜とほぼ同様にすることができることを示している。第2従来例の基準電圧発生回路と異なるのは、基準電圧Vref のVthポイントL/H、H/LにおけるVthNの依存性が小さく、基準電圧Vref がVthポイントC/Cとほぼ一致することにある。
【0029】
このように、本発明の第1実施形態によれば、基準電圧Vref の|VthP|依存性とVthN依存性をほぼ同等にすることができ、これを、例えば、図7に示す基準電圧発生回路3に使用する場合には、幅広いVthマージン範囲において基準電圧Vref の傾斜を発振維持電圧Vholdの傾斜とほぼ同様にすることができ、これにより、幅広いVthマージン範囲において発振回路1の消費電流Iosc を一定とし、発振回路1の低消費電力化を図ることができる。
【0030】
第2実施形態・・図3
図3は本発明の第2実施形態を示す回路図である。本発明の第2実施形態は、P型トランジスタP2のゲートを接地しないで、N型トランジスタN2のドレインに接続し、N型トランジスタN2のゲートを基準電圧出力端子6に接続しないで、P型トランジスタP1のソースに接続し、その他については、図1に示す本発明の第1実施形態と同様に構成したものである。
【0031】
本発明の第2実施形態においても、ΣVthがプロセス要因により上昇すると、P型トランジスタP1とN型トランジスタN1のドレイン・ソース間電圧Vdsは増大するが、これにより、P型トランジスタP2のゲート・ソース間電圧|VgsP2|が増大し、P型トランジスタP2のドレイン・ソース間電圧|VdsP2|が減少すると共に、N型トランジスタN2のゲート・ソース間電圧VgsN2が増大し、N型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧VdsN2が減少する。
【0032】
したがって、本発明の第2実施形態によっても、基準電圧Vref の|VthP|依存性とVthN依存性をほぼ同等にすることができ、これを、例えば、図7に示す基準電圧発生回路3に使用する場合には、幅広いVthマージン範囲において基準電圧Vref の傾斜を発振維持電圧Vholdの傾斜とほぼ同様にすることができ、これにより、幅広いVthマージン範囲において発振回路1の消費電流Iosc を一定とし、発振回路1の低消費電力化を図ることができる。
【0033】
また、P型トランジスタP2及びN型トランジスタN2のゲート・ソース間電圧が小さくなり、P型トランジスタP2及びN型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧が稼ぎやすくなるので、P型トランジスタP2及びN型トランジスタN2のチャネル長を縮小することができる。
【0034】
第3実施形態・・図4、図5
図4は本発明の第3実施形態を示す回路図である。本発明の第3実施形態は、図13に示す第3従来例の基準電圧発生回路にP型トランジスタP2及びN型トランジスタN2を追加したものである。
【0035】
この例では、P型トランジスタP2は、ソースを基準電圧出力端子6に接続し、ドレインを抵抗14の一端に接続し、ゲートを接地しており、N型トランジスタN2は、ドレインを抵抗14の他端に接続し、ソースを接地し、ゲートを基準電圧出力端子6に接続している。この結果、基準電圧Vref は、
Vref =R14×I5+|VdsP2|+VdsN2
となる。
【0036】
ここで、抵抗14は、基準電圧Vref に負の温度依存性を持たせるのに対し、P型トランジスタP2のドレイン・ソース間電圧|VdsP2|及びN型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧VdsN2は、基準電圧Vref に正の温度依存性を持たせることになる。この結果、温度変化の影響によって抵抗14に生じる基準電圧Vref の変動分をP型トランジスタP2及びN型トランジスタN2の設計値を調整することにより相殺することができる。
【0037】
図5は本発明の第3実施形態及び第3従来例の基準電圧発生回路における基準電圧Vref と動作温度Temp との関係を示す図であり、P型トランジスタP2及びN型トランジスタN2の設計値を調整することにより、基準電圧Vref を温度依存性のないものとすることができることを示している。
【0038】
したがって、図7に示す発振回路1がCR発振回路である場合において、本発明の第3実施形態を図7に示す基準電圧発生回路3に使用する場合には、幅広い動作温度範囲において発振回路1の消費電流Iosc を一定とし、発振回路1の低消費電力化を図ることができる。
【0039】
第4実施形態・・図6
図6は本発明の第4実施形態を示す回路図である。本発明の第4実施形態は、P型トランジスタP2のゲートを接地しないで、N型トランジスタN2のドレインに接続し、N型トランジスタN2のゲートを基準電圧出力端子6に接続しないで、P型トランジスタP2のドレインに接続し、その他については、本発明の第4実施形態と同様に構成したものである。
【0040】
本発明の第4実施形態においても、抵抗14は、基準電圧Vref に負の温度依存性を持たせるのに対し、P型トランジスタP2のドレイン・ソース間電圧|VdsP2|及びN型トランジスタN2のドレイン・ソース間電圧VdsN2は、基準電圧Vref に正の温度依存性を持たせることになる。したがって、温度変化の影響によって抵抗14に生じた基準電圧Vref の変動分をP型トランジスタP2及びN型トランジスタN2の設計値を調整することにより相殺することができる。
【0041】
したがって、図7に示す発振回路1がCR発振回路である場合において、本発明の第4実施形態を図7に示す基準電圧発生回路3に使用する場合には、幅広い動作温度範囲において発振回路1の消費電流Iosc を一定とし、発振回路1の低消費電力化を図ることができる。
【0042】
なお、本発明の第1実施形態〜第4実施形態においては、基準電圧発生回路に供給される電源電圧VDDが正電圧である場合について説明したが、本発明は、電源電圧VDDが負電圧である場合にも適用することができるし、また、電源線4と接地とが逆の場合にも適用することができる。
【0043】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、トランジスタの設計値の調整のみで、プロセス要因であるトランジスタのしきい値電圧のバラツキや動作温度変化等に起因する基準電圧の変動を補正することができ、これを、例えば、発振回路に電源電圧を供給する電源供給システムに使用する場合には、幅広いVthマージン範囲や動作温度範囲において所望の基準電圧を得ることができ、発振回路の低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態を示す回路図である。
【図2】本発明の第1実施形態を図7に示す基準電圧発生回路に使用した場合における基準電圧、発振回路の発振維持電圧及び発振回路の消費電流とΣVth(P型トランジスタのしきい値電圧とN型トランジスタのしきい値電圧との和)との関係を示す図である。
【図3】本発明の第2実施形態を示す回路図である。
【図4】本発明の第3実施形態を示す回路図である。
【図5】本発明の第3実施形態及び第3従来例の基準電圧発生回路における基準電圧と動作温度との関係を示す図である。
【図6】本発明の第4実施形態を示す回路図である。
【図7】発振回路に電源電圧を供給する電源供給システムの一例を示す回路図である。
【図8】第1従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。
【図9】第1従来例の基準電圧発生回路を図7に示す基準電圧発生回路に使用した場合における基準電圧、発振回路の発振維持電圧及び発振回路の消費電流とΣVth(P型トランジスタのしきい値電圧とN型トランジスタのしきい値電圧との和)との関係を示す図である。
【図10】水晶発振回路の一例を示す回路図である。
【図11】第2従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。
【図12】第2従来例の基準電圧発生回路を図7に示す基準電圧発生回路に使用した場合における基準電圧及び発振回路の発振維持電圧とΣVth(P型トランジスタのしきい値電圧とN型トランジスタのしきい値電圧との和)との関係を示す図である。
【図13】第3従来例の基準電圧発生回路を示す回路図である。
【符号の説明】
P1、P2 P型トランジスタ
N1、N2 N型トランジスタ
Vref 基準電圧
Claims (1)
- 第1の電源と基準電圧出力端子との間に定電流源を接続すると共に、前記基準電圧出力端子と第2の電源との間に、第1導電型のトランジスタと、電流が流れることによって電圧降下を生じる電圧降下回路と、第2導電型のトランジスタとを直列接続し、前記第1導電型のトランジスタのゲートを前記第2の電源又は前記電圧降下回路の前記第2の電源側に接続し、前記第2導電型のトランジスタのゲートを前記基準電圧出力端子又は前記電圧降下回路の前記基準電圧出力端子側に接続していることを特徴とする基準電圧発生回路。
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