JP3783159B2

JP3783159B2 - Synchronous motor drive control device

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Publication number: JP3783159B2
Application number: JP2002201646A
Authority: JP
Inventors: 善尚岩路; 常博遠藤; 坂本　　潔; 智文大久保
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2002-07-10
Filing date: 2002-07-10
Publication date: 2006-06-07
Anticipated expiration: 2022-07-10
Also published as: JP2004048886A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機の駆動制御装置に係り、特に、同期電動機の磁極位置センサを用いない磁極位置センサレス方式の制御技術に属する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機の磁極位置センサレスの制御方式は、大きく二種類に分類できる。第一の方式は、磁極位置センサレスによるベクトル制御方式であり、様々な方式が提案されている。この制御方式は、基本的に、磁極位置センサを設けた場合のベクトル制御に基づく方式であり、磁極位置センサの代わりに磁極位置の推定器を設けている。磁極位置の推定原理は、同期電動機の電気定数と、電動機に印加している電圧、ならびに電流に基づいて、磁極位置の推定演算を行うものであり、電動機の突極性を利用するもの（例えば、特開平７−２４５９８１号公報）、誘起電圧を利用するもの（例えば、特開２００１−２５１８８９号公報）等が知られている。
【０００３】
これらの方法では、図２に示すように、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸)と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸)の軸誤差Δθを推定演算し、その軸誤差を零にするように同期電動機の周波数指令値を修正することにより、実際の磁極位置と制御上の磁極位置を一致させるようにしている。このような位置センサレス・ベクトル制御によると、駆動電流の大きさと位相を負荷条件に応じて理想的に制御することが可能となり、高トルク・高性能な同期電動機の制御を実現できる。
【０００４】
第二の方式は、Ｖ／Ｆ一定制御であり、これは回転速度（以下、速度という。）や電流の自動調整部を持たず、速度指令値と電圧指令値を予め設定した一定の比率で電動機に与えるものである。Ｖ／Ｆ一定制御の例としては、特開２０００−２３６６９４号公報等に記載されたものが挙げられる。Ｖ／Ｆ一定制御の場合は、位置センサレス・ベクトル制御と異なり、磁極位置の推定等は行わない。そのため、制御構成は極めて単純なものになる。ただし、駆動中に負荷が急変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを抑制するため、特開２０００−２３６６９４号公報では、電流検出値により速度を補正する制御方式が提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、位置センサレス・ベクトル制御方式の場合は、電動機の回転速度又は電動機のインダクタンス特性に依存して、磁極位置の推定性能が大きく変動する問題がある。例えば、特開平７−２４５９８１号公報に記載の方式は、同期電動機のインダクタンスの差（突極性）を利用する方式であるため、突極性の強い同期電動機にしか適用できない。また、磁極位置を推定するために電圧指令に高調波を重畳しているから、高調波による騒音やトルク脈動が生じる問題がある。また、特開２００１−２５１８８９号公報に記載の方式は、電動機の速度起電圧から軸誤差Δθを推定演算するものであるから、速度起電圧が十分大きい中又は高速域でしか実現できないという問題がある。
【０００６】
一方、Ｖ／Ｆ一定制御の場合は、同期電動機の突極性の有無に拘わらず、また、低速域から高速域までの全速度範囲で電動機を駆動することが可能である。しかし、Ｖ／Ｆ一定制御では、基本的に電動機内のｄ−ｑ軸と、制御上のｄｃ−ｑｃ軸とが一致していないため、高性能な制御を実現することは困難である。例えば、過渡振動により速度指令に対する高応答化が困難であったり、電動機トルクの線形化を実現するのが難しく、また電流の全てが有効トルクとして働くわけではないことから電動機の効率最大化を実現するのは難しい。その結果、負荷トルク変動等の外乱によって、振動や過電流といった不具合が発生する恐れがある。
【０００７】
本発明は、これらの問題点を解決し、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において、高トルクで高性能な制御特性を実現できる同期電動機の駆動制御装置を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、次に述べる手段により、上記課題を解決するものである。
【０００９】
本発明の同期電動機の駆動制御装置は、速度指令値に基づいて前記同期電動機の駆動周波数と印加電圧との関係を一定に制御する第１の制御系と、前記速度指令値と前記同期電動機の駆動電流検出値とに基づいて前記同期電動機の駆動電圧の振幅と駆動周波数を制御する第2の制御系と、前記速度指令値に応じて前記第１と第２の制御系を切り替える切替手段とを備えてなることを特徴とする。
【００１０】
すなわち、本発明は、低速域の制御特性に問題がある磁極位置センサレス・ベクトル制御系に代えて、低速域はＶ／Ｆ一定制御系の第１の制御系を適用し、中高速域はＶ／Ｆ一定制御系よりも制御特性に優れる磁極位置センサレス・ベクトル制御系の第２の制御系に切り替えることにより、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において高トルクで高性能な制御特性を実現するものである。
【００１１】
この場合において、駆動電流検出値に基づいて駆動周波数を補正する駆動周波数補正手段を設け、この駆動周波数補正手段を第１と第２の制御系に共通に適用することが好ましい。特に、駆動周波数補正手段により、同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値と、該ｑ軸電流検出値を１次遅れフィルタ処理してなるｑ軸電流成分との差（軸誤差演算値）を低減させるように駆動周波数指令値を補正すれば、第１の制御系のＶ／Ｆ一定制御時に駆動周波数補正手段による駆動電流のダンピング機能により、Ｖ／Ｆ一定制御時の急激な負荷変動に対しても安定な制御を実現できる。
【００１２】
また、第１の制御系は、同期電動機の駆動電流から抽出されるd軸電流検出値とｑ軸電流検出値の少なくとも一方の電流検出値を、予め設定したd軸電流指令値又はｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段を有することが好ましい。これによれば、Ｖ／Ｆ一定制御における同期電動機の電気定数の設定誤差による影響を小さくできる。
【００１３】
また、第１の制御系は、同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値を予め設定したｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段と、d軸電流指令値を前記ｑ軸電流検出値に基づいて生成するd軸電流指令発生手段とを有することが好ましい。これによれば、Ｖ／Ｆ一定制御においても発生し得る最大トルクを発生させることができる。
【００１４】
さらに、駆動周波数補正手段に、同期電動機の速度指令に基づいて駆動周波数指令値を補正する手段を設けることが望ましい。これによれば、駆動電流に基づいて軸誤差と速度指令の双方に基づいて駆動周波数指令値を補正することができるから、それらの補正ゲインを調整することにより、第１と第２の制御系に適した補正ゲインを設定することができる。
【００１５】
また、同期電動機の駆動電流を検出する手段としては、同期電動機に流れる交流電流を直接検出する電流検出器を用いる他、次の手段を適用できる。例えば、インバータの直流電流をパルス幅変調信号に対応させてサンプリングし、そのサンプリング値に基づいて駆動電流を求めることができる。また、インバータの直流電流を検出する直流電流検出手段により検出された直流電流検出値に基づいて前記同期電動機のｑ軸電流検出値を推定することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
（第１実施形態）
図１〜図３に、本発明に係る同期電動機制御装置の一実施形態のブロック構成図を示す。図１は全体構成図であり、図２は図１の電圧指令演算器１９の詳細構成図、図３は図１の軸誤差演算器１９の詳細構成図である。
【００１７】
図１に示すように、本実施形態の同期電動機制御装置は、制御対象の同期電動機５の速度指令値ωr*を与える速度指令（ωｒ*）発生器１と、速度指令値ωr*に基づいて同期電動機５に供給する交流電圧を演算し、その交流電圧を発生させるパルス幅変調波信号（PWM信号）を生成する制御装置２と、そのＰＷＭ信号により駆動されるインバータ3と、インバータ3に電力を供給する直流電源4と、同期電動機の駆動電流を検出する電流検出器６とを含んで構成されている。
【００１８】
ここで、制御装置２の詳細構成を説明する。ωｒ*発生器１から入力される速度指令値ωr*は、変換ゲイン７に入力され同期電動機５の極数Pに応じた周波数指令値ω１*に変換される。変換された周波数指令値ω１*は、加算器２０を介して積分器８に入力される。積分器８は、加算器２０から出力される駆動周波数指令値ω１ｃを積分して本制御装置内で用いる交流位相θdcを演算する。ｄｑ座標変換器9は、電流検出器６により検出される同期電動機５の３相の駆動電流を、積分器８から出力される交流位相θdcを用いて、回転座標軸であるｄｃ-ｑｃ軸上のｄ軸電流検出値Ｉdc、ｑ軸電流検出値Ｉqcに変換する。
【００１９】
一方、電圧指令演算器１５には、第1のId*発生器１0からＶ／Ｆ一定制御時のd軸電流指令値Ｉd*（=Ｉdm)が、第2のＩd*発生器１1から位置センサレス・ベクトル制御時のｄ軸電流指令値Ｉd*（=0)が、切替スイッチ１４ｄを介して択一的に入力される。また、電圧指令演算器１５には、第1のＩq*発生器１2からＶ／Ｆ一定制御時のq軸電流指令値Ｉq*（=0)と、第2のＩq*発生器１3から位置センサレス・ベクトル制御時のq軸電流指令値Ｉq１*が、切替スイッチ１４ｑを介して択一的に入力される。ここで、切替スイッチ１４d、qは、切替信号発生器１８により速度指令値ωr*に基づいて作成される切替信号Ｓ１によって切り替えられるようになっている。また、第2のＩq*発生器１3は、ｄｑ座標変換器9から入力されるｑ軸電流検出値Ｉqcに基づいて位置センサレス・ベクトル制御時のq軸電流指令値Ｉq１*を生成するものであり、図示のように、例えば１次遅れの演算要素が適用される。そして、電圧指令演算器１５は、入力されるｄ軸電流指令値Ｉd*とq軸電流指令値Ｉq*及び変換ゲイン７から入力される周波数指令値ω１*に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算し、ｄｑ座標逆変換器１6に出力する。ｄｑ座標逆変換器１6は、積分器８から入力される交流位相θdcを用いて、ｄｃ-ｑｃ軸上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を、３相交流軸上の電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換してＰＷＭ発生器１７に出力する。ＰＷＭ発生器１７は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいてPWM信号を生成する。
【００２０】
さらに、軸誤差演算器１９は、ｑ軸電流検出値Ｉqcと第2のＩq*発生器１3から出力されるq軸電流指令値Ｉq１*を取り込み、これらに基づいて同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθの推定値であるΔθcを演算する。この軸誤差推定値Δθcは、加算器２３において、軸誤差目標発生器２１から出力される軸誤差目標値Δθ*（例えば、Δθ*＝０）から減算され、その差（Δθ*−Δθc）がω１補正器２２に入力される。ω１補正器２２は、差（Δθ*−Δθc）に基づいて、周波数指令値ω１*に対する補正量Δω１を演算して加算器２０に出力する。これにより、加算器２０から周波数指令値ω１*に補正量Δω１が加算された駆動周波数指令値ω１cが出力される。
【００２１】
他方、インバータ３は、インバータの主回路部３１と、主回路部３１を構成するスイッチング回路Ｓup，Ｓvp，Ｓwp，Ｓun，Ｓvn，Ｓwnのゲート信号を発生するゲートドライバ３２とを含んで構成される。インバータ３に電力を供給する直流電源４は、３相交流電源４１と、三相交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。
【００２２】
このように構成される実施形態の動作を説明する。電圧指令演算器１５では、周波数指令値ω１*および電流指令値Ｉd*、Ｉq*に基づいて、数式（２）に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖdc*およびｑ軸電圧指令値Ｖqc*を演算する。ここで、Ｒは同期電動機の抵抗、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、Ｋeは発電定数である。なお、数式（２）は、同期電動機の一般的なモデル式から得られる演算式であり、例えば、特開２００１−２５１８８９号公報の数式（２５）と同じものである。
【００２３】
【数２】

ここで、電圧指令演算器１５に入力される電流指令値Ｉd*及びＩq*は、切替スイッチ１４d、ｑにより切り替えられる。切替スイッチ１４d、qは、切替信号発生器１８から出力される切替信号Ｓ１に基づいて、「0」側と「1」側に切り替えられる。切替信号発生器１８は、速度指令値ωr*が所定の設定速度ωrs以下のときはＳ１＝０を、設定速度を越えるときはＳ１＝１を出力するようになっている。設定速度ωrsは、例えば、同期電動機５の定格速度の１０％以下の値に設定する。
【００２４】
Ｓ１＝０の場合、切替スイッチ１４d、qが「０」側に切替わり、第１のＩd*発生器１０とＩq*発生器１２から、d軸電流指令値Ｉd*（＝Ｉdmの一定値）とｑ軸電流指令値Ｉq*（＝０）が電圧指令演算器１５に入力される。つまり、切替スイッチ１４ｄ、qが「０」である設定速度以下のときは、電圧指令演算器１５から出力される電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*は、電流検出値Ｉdc、Ｉqcと無関係になり、Ｖ／Ｆ一定制御による制御が適用される。
【００２５】
Ｓ１＝１の場合は、切替スイッチ１４ｄ、qが「１」側に切替わり、第２のＩd*発生器１１と第2のＩq*発生器１３とから、d軸電流指令値Ｉd*（＝０）とｑ軸電流指令値Ｉq*（＝Ｉq１*）が電圧指令演算器１５に入力される。つまり、切替スイッチ１４ｄ、qが「１」側である設定速度を越えた場合は、電圧指令演算器１５から出力される電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*は、少なくとも電流検出値Ｉqcに基づいて生成されるｑ軸電流指令値Ｉq*（=Ｉq1*）を用いている。そのため、負荷条件に応じた電圧を同期電動機に印加することになる。すなわち、ｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する第2のＩq*発生器１３は、時定数Ｔrの一次遅れフィルタで構成され、数式（３）によりｑ軸電流指令値Ｉq*（=Ｉq1*）を計算している。
【００２６】
【数３】

数式（３）から明らかなように、定常状態ではＩqc＝Ｉq1*（=Ｉq*）となるため、同期電動機５が負荷条件に対応して必要としている電圧を供給することになり、ベクトル制御が実現できる。
【００２７】
このようにして、速度指令値ωr*が設定速度ωrs以下のときはＶ／Ｆ一定制御によるＶdc*及びＶqc*が電圧指令演算器１５から出力され、速度指令値ωr*が設定速度ωrsを越えたときは磁極位置センサレス・ベクトル制御によるＶdc*及びＶqc*が電圧指令演算器１５から出力される。この電圧指令演算器１５から出力されるＶdc*及びＶqc*は、ｄｑ座標逆変換器１６により３相交流軸上の電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に座標変換される。電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*はＰＷＭ発生器１７においてＰＷＭパルスに変換されゲートドライバ３２に入力される。ゲートドライバ３は、入力されるＰＷＭパルスに基づいてインバータ３のスイッチング回路を駆動し、同期電動機５に電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*に相当する３相交流電圧を印加する。
【００２８】
次に、位置センサレス・ベクトル制御時における軸誤差演算器１９並びにω１補正器２２の動作について説明する。図１における軸誤差演算器１９では、軸誤差Δθの推定値であるΔθcを推定演算する。軸誤差Δθと、ｄ−ｑ軸並びにｄｃ−ｑｃ軸の関係を図２に示す。同期電動機５内の実際の磁極軸をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。一方、制御装置２内で仮定している座標軸をｄｃ−ｑｃ軸とすると、軸誤差Δθは図２に示す角度になる。
【００２９】
図３に、軸誤差演算器１９の内部構成のブロック図を示す。第2のＩq*発生器１３の入力Ｉqcと出力Ｉq1*の差（Ｉqc―Ｉq1*）を演算する加算器２４と、その差に比例要素（ゲインＫ0）を乗ずる係数器２５からなる。第2のＩq*発生器１３で説明したように、定常状態においては、Ｉq1*とＩqcは一致する。しかし、加減速時や負荷外乱発生時には、両者にずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、ｄ−ｑ軸がｄｃ−ｑｃ軸よりも遅れることになり、軸誤差Δθが増加する。この場合、電動機電流のｑ軸電流成分Ｉqcもまた増加する。逆に、負荷外乱が減少した場合はその逆の現象が発生する。よって、Ｉq1*とＩqcの差を観測していれば、軸誤差Δθに関する情報が得られることになる。
【００３０】
ところで、図３の構成では、必ずしも正確なΔθの値が得られるとは限らない。しかし、ｄ−ｑ軸に、ｄｃ−ｑｃ軸を一致させるという目的からは、Δθを精度よく演算する必要はなく、ずれの存在の有無がわかれば足りる。もちろん、精度よく演算できる方がよいが、それに関しては、第２の実施形態で説明する。
【００３１】
このようにして得られたΔθcに基づいて、ω1補正器２２において周波数指令値ω1*の補正量Δω1が求められる。ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも遅れているΔθが負の場合は、Δω1を「正」の値にして駆動周波数を高くし、ｄｃ−ｑｃ軸をｄ−ｑ軸に一致させる。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進んでいるΔθが正の場合は、Δω1を「負」の値にして、駆動周波数を低くしてｄｃ−ｑｃ軸をｄ−ｑ軸に一致させる。その結果、位置センサレス・ベクトル制御時の定常状態においては、Δθは零に制御される。したがって、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器8及びＩq*発生器１３等からなるループは、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)を形成することになる。なお、軸誤差Δθを零に収束させる制御応答時間は、ω１補正器２２のゲインＫpにより決定される。
【００３２】
ここで、本発明の特徴は、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器8及びＩq*発生器１３等からなるＰＬＬ制御を、Ｖ／Ｆ一定制御の期間も活かして制御系の安定化を図ることにある。つまり、Ｖ／Ｆ一定制御では、負荷が加わることで「負荷角」が生じ、それによってトルク電流成分Ｉqcが流れて電動機トルクを発生する。したがって、軸誤差Δθを零にすることは負荷角を零にすることになるから、Ｖ／Ｆ一定制御では原理的に負荷時に軸誤差Δθを零にしてはならない。すなわち、単にＰＬＬ制御を機能させると、Ｖ／Ｆ一定制御時は不安定になる。この点、本実施形態においては、Ｖ／Ｆ一定制御時には切替スイッチ１４ｑによってＩq1*は電圧指令演算器１５の入力から分離しているので、Ｖ／Ｆ一定制御時においてもＰＬＬ制御をそのまま活用して、制御系全体の安定化に利用することが可能になる。
【００３３】
すなわち、図1の実施形態において、切替スイッチ１４ｑが「０」側に位置するとき、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器8及びＩq*発生器１３等からなるＰＬＬ制御ループは、Ｉqダンピングループとして機能する。つまり、Ｉq*発生器１３の入出力関係は不完全微分の関係になっているから、急激なq軸電流の変化を減衰させることになる。その結果、軸誤差演算器１９の入力差の急激な増大が抑えられ、その軸誤差を低減するように補正された駆動周波数指令値ω1ｃに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の周波数が制御される。したがって、このＩqダンピングループは、負荷急変時において、電動機速度を補正し、同期電動機５の振動や脱調を抑制する機能を有する。つまり、本実施形態では、位置センサレス・ベクトル制御に用いるＰＬＬ制御部を、Ｖ／Ｆ一定制御時におけるq軸電流ダンピングループとして機能させることが特徴である。
【００３４】
ここで、図４を用いて本実施形態の動作の特徴を説明する。同図は、同期電動機５の始動時における各部の動作波形を示しており、（ａ）は速度指令値ωr*、（ｂ）は切替信号発生器１８の出力S1、（ｃ）はｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*、（ｄ）は駆動周波数の補正量Δω1、（ｄ）は軸誤差Δθを示す。図に示すように、速度指令ωr*が零(停止状態)及び低速域においては、切替信号発生器１８の出力はＳ１=０となり、中高速域においてはＳ１=１となっている。Ｓ１=０の場合は、切替スイッチ１４ｑは「０」側に、Ｓ１=１の場合には「１」側にそれぞれ切り替わる。そして、前述したように、Ｓ１=０の場合にはＶ／Ｆ一定制御になり、Ｓ１=１の場合には位置センサレス・ベクトル制御として動作する。
【００３５】
軸誤差演算器１９、ω1補正器２２及び積分器８からなるループは、Ｖ／Ｆ一定制御時にも動作を続け、Δω1をω1*に加える補正がなされている。但し、Ｖ／Ｆ一定制御時には、軸誤差Δθは負荷角として存在し、位置センサレス・ベクトル制御時に零に制御される。
【００３６】
以上説明したように、第１の実施形態によれば、低速域においてはq軸ダンピングループを備えたＶ／Ｆ一定制御を実現し、中・高速域では位置センサレス・ベクトル制御を実現できる。この結果、簡便な制御構成でありながら、広い速度範囲において高トルク、高性能を実現できる。
（第２の実施の形態）
図５に、図１の実施形態の軸誤差演算器１９の他の実施形態の軸誤差演算器１９Bのブロック構成図を示す。本実施形態の軸誤差演算器１９Bは、図１の実施形態の軸誤差演算器１９に代えて、Δθの値を正確に推定する構成にしたものである。図5に示すように、軸誤差演算器１９Bは、次式（４）により軸誤差Δθの推定値Δθcを高精度に推定演算するもので、ｑ軸電流検出値Ｉqcとｑ軸電流指令値Ｉq1*の差（Ｉqc−Ｉq1*）を加算器２６により求め、その差に係数器２７においてｑ軸インダクタンスＬqを乗算してアークタンジェントを演算するtan^−１演算器３３に入力している。また、d軸電流検出値Ｉdcとd軸電流指令値Ｉdcを取り込み、それぞれに係数器２８、２９においてｄ軸インダクタンスＬdを乗算し、それらの差を加算器３１で求め、さらに加算器３２においてその差と係数器３０に設定された発電定数Ｋｅとの差を求めてtan^−１演算器３３に入力している。
【００３７】
【数４】

ここで、数式（４）の導出法について説明する。位置センサレス・ベクトル制御における軸誤差の推定値Δθcの演算式は、特開２００１−２５１８８９号公報に記載された数式（１７）のとおりであり、次式（５）により表せる。
【００３８】
【数５】

式（５）において、Ｖdc*及びＶqc*は電圧指令値、Ｒは電動機抵抗、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、Ｋeは電動機の発電定数である。また、Ｉdc、Ｉqcはそれぞれｄｃ−ｑｃ軸上で観測された検出電流成分であり、ω1*は同期電動機５の周波数指令値である。
【００３９】
ここで、式（５）は位置センサレス・ベクトル制御方式を対象にした軸誤差演算式であり、そのまま本実施形態における軸誤差演算器１９Ｂに用いると、次の問題が発生する。すなわち、Ｖ／Ｆ一定制御時においては、Ｖdc*、Ｖqc*と、Ｉdc、Ｉqcが完全に分離されるから、ＩdcやＩqcが負荷変動により変化したとしても、Ｖdc*、Ｖqc*に影響しない。その結果、式（５）におけるΔθcでは、定常偏差を持つことになる。Δθcが定常値を持つということは、Δω1が定常値を持つことになり、結果的に速度偏差が存在し、速度制御の性能が劣化する。勿論、位置センサレス・ベクトル制御時には、式（５）を使用することは可能である。
【００４０】
このようなＶ／Ｆ一定制御時の問題を解決したのが、式（４）の演算を行なう軸誤差演算器１９Bである。まず、式（５）のＶdc*、Ｖqc*に式（２）を代入して整理すると、次式（６）が得られる。
【００４１】
【数６】

式（６）における分母、分子の各項をみると、ω１に関する項と、Ｒに関する項との２種類の項が存在する。分子のＲの項（＝−Ｒ(Ｉdc−Ｉd*))は、ＩdcとＩd*の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉdは、非突極型の同期電動機では、通常は零に制御している。また、突極型の場合でも、定常状態では、同期電動機定格の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがって、この項の電圧降下分は、１％程度以下の小さな値になるから無視しても問題はない。
【００４２】
また、分母におけるＲの項（＝−Ｒ(Ｉqc−Ｉq*)）は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機の抵抗Ｒは、高効率化のため、益々小さな値に設計される傾向にある。
【００４３】
以上の理由により、式（６）におけるＲの項を無視すると、式（４）のように簡略化できる。さらに、式（４）においては、Ｉq*をＩq1*に置き換えている。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]、ｑ軸インダクタンスをＬq[Ｈ]、モータの発電定数をＫe[Ｗb]、磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*、磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電流指令値をＩq1*、磁極軸を仮定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc、ｄｃ軸に直交する軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ−ｑ軸上の各々の電流指令値Ｉd*、Ｉq1*およびｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc、Ｉqcを用いて、式（４）により軸誤差の推定値Δθcを演算する。
【００４４】
式（４）では、分子の項が特に重要である。Ｉq1*とＩqcとは、第２のＩq*発生器１３の入力と出力であり、両者は定常的には一致する。すなわち、定常的に、式（４）のΔθcは零となるから速度偏差は生じない。
【００４５】
なお、式（４）では、式（５）における抵抗分を無視しているため、１〜２％以下の極低速域では、推定誤差が生じることになる。しかし、本実施形態では、そのような極低速域ではＶ／Ｆ一定制御を採用しているため、軸誤差演算の精度は問題にならない。むしろ、Ｖ／Ｆ一定制御時のq軸ダンピングループとしての機能が有用である。
【００４６】
このように、第２実施形態では、式（４）で得られた軸誤差Δθcに基づいてω1*が補正される。この補正量Δω1は、図1の実施形態に基づいて、式（7）のとおりである。なお、式（７）において、Kpは比例ゲインである。
【００４７】
【数７】

以上説明したように、第２の実施形態の軸誤差演算器を採用することにより、位置センサレス・ベクトル制御時の軸誤差演算精度を向上できるとともに、Ｖ／Ｆ一定制御時のq軸ダンピングループの効果を維持することが可能になる。
（第３の実施の形態）
図６に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Cの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１及び第２の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態の特徴は、d軸電流を制御するための電流制御系（ＡＣＲ）を付加したことにある。つまり、図示のように、切替スイッチ１４ｄから出力されるｄ軸電流指令値Ｉd*と、ｄｑ座標変換器９から出力されるd軸電流検出値Ｉdcの偏差（Ｉd*−Ｉdc）を加算器４１により求め、その偏差を電流制御器（ＡＣＲ）４２により処理した後、加算器４３において電圧指令演算器１５の出力であるｄ軸電圧指令値Ｖdc*に加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖdc*をd軸電流検出値Ｉdcに応じて補正するようにしたことを特徴とする。
【００４８】
すなわち、上述してきたように、Ｖ／Ｆ一定制御時の制御系は開ループ制御となり、速度指令値に対応して一義的に電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*が定まる。そのため、同期電動機５の実際の電気定数と、制御装置２内に設定した対応する電気定数の設定値とが正確に一致していないとＶ／Ｆ一定制御による制御ができなくなるおそれがある。特に、低速域でＶ／Ｆ一定制御を行なう本発明の場合は、同期電動機５の抵抗Rの設定誤差の影響が問題になる。
【００４９】
そこで、本実施形態では、図６に示すように、 d軸電流検出値Ｉdcを、ｄ軸電流指令値Ｉdmに一致させるように電流制御系を設けたのである。これによって、Ｖ／Ｆ一定制御時のＩdcはＩdmに完全に一致させることができ、抵抗R等の設定誤差の影響を受け難くなる。なお、電流制御器３０は、積分制御器あるいは比例積分制御器等で構成すればよい。また、電流制御器３０の出力をＶdc*に加える代わりに、電流制御器３０の出力により電圧指令演算器１５内のパラメータ（例えば、電動機抵抗Ｒ）を修正するようにしても等価である。
【００５０】
ところで、Ｖ／Ｆ一定制御はＩd*＝Ｉdmを流せるだけ流し、それによって最大トルクが決まってくる。したがって、電動機抵抗ＲによってＩd*が低下すると、その分トルクが低下することになる。この点、図６の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時においても、より安定で、高トルク化が可能な同期電動機制御装置が実現できる。
（第４の実施の形態）
図7に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Ｄの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、図１の第1と第２のId*発生器１0、１１及び切替スイッチ１４ｄに代えてId*発生器５１を設け、また第1のＩq*発生器１2に代えて第1のＩq*発生器５２と加算器５３と電流制御器５４を設けたことにある。
【００５１】
Id*発生器５１は、下記の式（８）により、切替スイッチ１４ｑから出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ*に基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*を演算して、電圧指令演算器１５に出力するようになっており、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時に共通に用いられる。式（８）は、文献「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌Ｄ』平成６年、114巻６号、pp.662-667などに記載されている公知の式である。
【００５２】
【数８】

式（８）に従ってＩd*を制御することにより、同期電動機５の最大トルク点での駆動が可能となる。同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性(逆突極性)によるリラクタンストルクとを組み合わせて、電動機トルクを発生する種類のものがある。この種の同期電動機の場合、式（８）に従ってId*を与えることで、電流値に対する発生トルクを最大化することが可能となる。但し、Ｌd≠Ｌqが前提条件であるため、非突極モータの場合はＩq*とは無関係にId*=0とする必要がある。
【００５３】
また、本実施形態では、第1のＩq*発生器５２からＩq*＝Ｉqmを出力するようにし、加算器５３においてＩqmとq軸検出電流Ｉqcの差（Ｉqm−Ｉqc）を求め、電流制御器５４によりその差を低減するｑ軸電流指令値Ｉq*を生成し、切替スイッチ１４qの「０」端子に出力するようにしている。なお、電流制御器５４は、IqmとIqcの差に基づいて、q軸電流指令値Iq*を作成するものであり、積分制御あるいは比例積分制御を用いればよい。これにより、Ｖ／Ｆ一定制御期間中にq軸検出電流Ｉqc を基準値Ｉqmに保持するフィードバック制御がなされることになる。
【００５４】
ここで、第１〜３の実施形態では、d軸電流を流すことで、Ｖ／Ｆ一定制御を実現していた。しかし、本実施形態では、一定のq軸電流Ｉqmを流してＶ／Ｆ一定制御を実現している点で相違する。したがって、例えば、q軸電流Ｉqm を駆動制御対象の同期電動機５の最大電流に設定しておけば、大きな負荷トルクに対しても脱調せずに起動することが可能になる。
【００５５】
さらに、Ｉd*発生器５１により、最大トルクを得る電流条件での駆動となるため、発生し得る最大トルクをＶ／Ｆ一定制御時にも実現できることになる。
【００５６】
以上のように、第４の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時においても、安定で、且つ、同期電動機の性能を最大に引き出すことができる。
（第５の実施の形態）
図8に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Ｅの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、速度指令値ωr*に基づいて、駆動周波数ω1cの補正量Δω1を修正するゲイン補正テーブル６１を付加した点にある。
【００５７】
これまでの実施形態で説明したように、軸誤差演算器19及びω1補正器22等による補償ループは、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時の両方で動作を続けている。この補償ループは、制御構成としては共通であるが、補償機能は両者の間で異なり、Ｖ／Ｆ一定制御時にはq軸ダンピングループとして機能し、位置センサレス・ベクトル制御時にはＰＬＬ制御として機能する。よって、それぞれの制御モードによって、補償ゲインを適切に調整すれば、さらに高性能な制御装置が実現できることになる。
【００５８】
そこで、本実施形態においては、ゲイン補正テーブル５０を付加し、ω1*への補正量Δω1を補正するようにしている。ゲイン補正テーブル５０は、図9に示すような関数の補正ゲインＫrを持っており、速度指令値ωr*に応じて補正ゲインKrを出力する。図9では、Ｖ／Ｆ一定制御時と、位置センサレス・ベクトル制御時とで２段階にゲインを切り替えているが、回転速度に応じて連続的な関数にしてもよい。速度に対する共振点が存在するような場合は、その部分のゲインを意図的に変えて共振による振動を抑制することも可能である。
【００５９】
以上のように、第５の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時において、適切な補正ゲインに基づく補償ループを実現できるため、広い速度範囲で高性能な同期電動機の制御特性を得ることができる。
（第６の実施の形態）
図１0に、本発明に係る同期電動機駆動制御装置の他の実施形態のブロック構成図を示す。同図において、図１の実施形態と同一の符号を付して示したブロックは、同一の機能構成を有することから説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と相違する点は、電流検出器6に代えてインバータ3の主回路に流れる直流電流を検出する電流検出器７１を設け、その検出電流値Ｉo とPWM発生器１７のPWM波形のタイミング信号に基づいて、交流電流波形を再現する周知電流再現器７２を備えて制御装置２Ｆを構成した点にある。
【００６０】
すなわち、同期電動機の制御装置においては、装置の小形化及び高信頼化を狙いとして、交流電流の電流検出器６を削除したいという要望がある。図１０の構成では、電流検出器６に代えてインバータ部の直流電流を検出するようにしているから、電流検出器７１を例えばシャント抵抗等の簡単な構成のものにできる。
【００６１】
ここで、電流再現器７２の動作について、図１１を用いて説明する。同図の（ａ）は、３相電圧指令値vu*、vv*、vw*と、PWMパルスを生成するための三角波キャリアを示したものである。各々の電圧指令値vu*、vv*、vw*は交流波形であるが、微小な三角波キャリア周期で観測すると図のように直流と見なすことができる。PWMパルス信号は、各々の電圧指令値と三角波キャリアを比較することで得られる。同図（ｂ）に、PWMパルス波形を示す。PWMパルスが「１」の時にはプラス側のスイッチング回路Ｓup、Ｓvp、Ｓwpをオンし、「０」の時にはマイナス側のスイッチング回路Ｓun、Ｓvn、Ｓwnをオンするようになっている。今、同期電動機５のモータ電流が同図（ｃ）の場合を仮定すると、インバータ３の直流電流Ｉoは、同図（ｄ）の波形になる。同図（ｄ）の波形には、次の４つのスイッチモードが含まれる。
(１)スイッチモード１：
Ｓup＝ON、Ｓvp＝ON、Ｓwp＝ON →Ｉo＝０
(２)スイッチモード２：
Ｓup＝ON、Ｓvp＝ON、Ｓwp＝OFF →Ｉo＝Ｉu+Ｉv＝−Ｉw
(３)スイッチモード３：
Ｓup＝ON、Ｓvp＝OFF、Ｓwp＝OFF →Ｉo＝Ｉu
(４)スイッチモード４：
Ｓup＝OFF、Ｓvp＝OFF、Ｓwp＝OFF →Ｉo＝０
したがって、スイッチモード（３）のスイッチ状態で直流電流ＩoをサンプリングすればＩuを検出でき、スイッチモード（２）の状態でＩwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演算して求めればよい。同期電動機電流推定器の基本的な動作は、例えば、特開平８−１９２６３号公報などに開示されている方法と同様である。
【００６２】
以上のように、電流再現器７２を用いることで、直流電流Ｉo の検出のみで、交流電流波形を検出できる。その他の動作は、図１の実施形態と同一であるから説明を省略する。
（第７の実施の形態）
図１２に、本発明に係る同期電動機駆動制御装置のさらに他の実施形態のブロック構成図を示す。同図において、図１０の実施形態と同一の符号を付して示したブロックは、同一の機能構成を有することから説明を省略する。本実施形態が図１０の実施形態と相違する点は、、電流再現器７２とdq座標変換器９に代えて、フィルタ７５とＩqc推定器７６を設けて制御装置２Gを構成したことにある。つまり、フィルタ７５により直流の電流検出値Ｉoに含まれる高調波を除去し、Ｉqc推定器７６において直流の電流検出値Ｉoに基づいてq軸電流検出値Ｉqcを推定演算するようにしている。
【００６３】
前述した第６の実施形態の場合において、同期電動機５の回転速度が低い場合には、電動機への印加電圧が下がり、図１１におけるスイッチモード（２）及び（３）の期間が短くなる。したがって、非常に狭いパルス状の電流値を読み込む必要が生じることになる。ところで、図１１の波形は原理説明用であり、検出電流値Ｉoとして振動のないパルス状の波形を示しているが、実際の波形にはスイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
【００６４】
そこで、本実施形態では、その問題を解決するため、フィルタ７５及びＩqc推定器７６からなる電流検出により、リンギングによる影響を排除するようにしている。つまり、フィルタ７５では、検出電流Ｉoから高調は成分であるＰＷＭパルス成分を除去して検出電流Ｉoの平均値を抽出する。このフィルタ７５は、ＰＷＭに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数以下程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ７５の出力は高調波分が取り除かれた直流成分としての検出電流Ｉomが得られる。そして、Ｉqc推定器７６では、高調波分が取り除かれた検出電流Ｉomを用いてＩqcを推定演算する。
【００６５】
ここで、Ｉqc推定演算器７６の原理を説明する。同期電動機のｄ−ｑ軸上の電圧及び電流と、インバータの直流電源電圧Ｖoと直流の検出電流Ｉoとの関係は、電力に関して下記の式（９）の関係が成立する。
【００６６】
【数９】

式（９）の右辺の係数３／２は、ｄ−q座標変換として相対変換を用いている場合の係数であり、絶対変換の場合の係数は１になる。式（９）の右辺はどのような座標で観測しても成立するので、ｄｃ−ｑｃ軸上で、式（１０）と考えることも可能である。
【００６７】
【数１０】

電圧検出値Ｖdc、Ｖqcは、インバータ３が理想的であると仮定すると、電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*に置き換えることが可能である。式（１０）より、Ｉqcを求めると、式（１１）となる。
【００６８】
【数１１】

式（１１）におけるＩdcは検出できないので、Ｉdcを電流指令値Ｉd*で代用すると、式（１２）となる。
【００６９】
【数１２】

ここで、ＩdcをＩd*に置き換えると、推定誤差は若干増える。しかし、同期電動機５の出力はｑ軸（ｑｃ軸）が支配的なので、大きな誤差にはならない。Ｉqc推定器７６では、式（１１）を用いてＩqcを推定演算する。なお、直流電圧Ｖoは、センサを用いて電圧を直接検出してもよいが、直流電圧の変動が少ない場合には直流電圧の設定値ないし指令値を用いても問題ない。
【００７０】
また、式（１２）は、インバータ３の変換効率を「１」と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータ３の変換効率を考慮してＩqcを推定するようにしてもよい。
【００７１】
また、本実施形態において、軸誤差演算器１９として、図５のものを使用することも可能である。その場合、本実施形態では、Ｉdcを検出することが不可能であるため、Ｉdcの代わりにＩd*を用いるようにすればよい。
【００７２】
以上のように、本実施形態のように、トルク電流成分であるＩqcの推定演算にフィルタ７５及びＩqc推定器７６を用いても、他の実施形態と同様に、広い速度範囲で電動機電流センサレス・磁極位置センサレスを実現できる。
【００７３】
なお、上記各実施形態の制御装置は、各部の機能をディスクリート形式のブロック図で示したが、各部の機能をマイクロコンピュータにより実現できることは言うまでもない。
【００７４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において、高トルクで高性能な制御特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第１の実施形態のブロック構成図である。
【図２】同期電動機のｄ-ｑ軸系と制御装置上のｄc-ｑc軸系との軸誤差を説明する図である。
【図３】図１の軸誤差演算器の一実施形態の詳細構成図である。
【図４】図１実施形態の動作を説明する各部の信号波形図を示す。
【図５】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第２の実施形態の主要部である軸誤差演算器のブロック構成図である。
【図６】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第３の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図７】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第４の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図８】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第５の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図９】図８の実施形態のゲインＫrの設定値を説明する線図である。
【図１０】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第６の実施形態のブロック構成図である。
【図１１】図１０の実施形態の駆動電流検出法を説明する各部の信号波形図である。
【図１２】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第７の実施形態のブロック構成図である。
【符号の説明】
１速度指令発生器
２制御装置
３インバータ
４直流電源
５同期電動機
６電流検出器
７変換ゲイン
８積分器
９ dq座標変換器
１０第１のId*発生器
１１第2のId*発生器
１２第１のIq*発生器
１３第2のIq*発生器
１４ｄ、１４ｑ切替スイッチ
１５電圧指令演算器
１６ｄｑ座標逆変換器
１７ＰＷＭ発生器
１８切替信号発生器
１９軸誤差演算器
２０加算器
２１軸誤差目標発生器
２２ ω１補正器
２３加算器
３１インバータ主回路部
３２ゲート・ドライバ
４１３相交流電源
４２ダイオード・ブリッジ
４３平滑コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive control device for a synchronous motor, and particularly to a magnetic pole position sensorless control technique that does not use a magnetic pole position sensor of a synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
There are two types of synchronous motor magnetic pole position sensorless control methods. The first method is a vector control method without a magnetic pole position sensor, and various methods have been proposed. This control method is basically a method based on vector control when a magnetic pole position sensor is provided, and a magnetic pole position estimator is provided instead of the magnetic pole position sensor. The estimation principle of the magnetic pole position is an estimation calculation of the magnetic pole position based on the electric constant of the synchronous motor, the voltage applied to the motor, and the current, and uses the saliency of the motor (for example, Japanese Laid-Open Patent Publication No. 7-245981), and those utilizing an induced voltage (for example, Japanese Laid-Open Patent Publication No. 2001-251889) are known.
[0003]
In these methods, as shown in FIG. 2, the axis error Δθ between the rotation coordinate axis (dq axis) based on the magnetic pole position of the synchronous motor and the rotation coordinate axis (dc-qc axis) assumed in the control. The frequency command value of the synchronous motor is corrected so that the axis error becomes zero, so that the actual magnetic pole position matches the control magnetic pole position. According to such position sensorless vector control, the magnitude and phase of the drive current can be ideally controlled according to the load condition, and the control of the synchronous motor with high torque and high performance can be realized.
[0004]
The second method is V / F constant control, which does not have a rotation speed (hereinafter referred to as speed) or current automatic adjustment unit, and has a predetermined ratio between the speed command value and the voltage command value. It is given to the electric motor. As an example of V / F constant control, what was described in Unexamined-Japanese-Patent No. 2000-236694 etc. is mentioned. In the case of constant V / F control, unlike the position sensorless vector control, the magnetic pole position is not estimated. Therefore, the control configuration is extremely simple. However, if the load suddenly changes during driving, transient vibrations may occur. In order to suppress this, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-236694 proposes a control method for correcting the speed based on the current detection value.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the position sensorless vector control method, there is a problem that the estimation performance of the magnetic pole position varies greatly depending on the rotation speed of the motor or the inductance characteristics of the motor. For example, the method described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-245981 is a method that uses a difference (saliency) in inductance of a synchronous motor, and can be applied only to a synchronous motor having strong saliency. Further, since harmonics are superimposed on the voltage command in order to estimate the magnetic pole position, there is a problem that noise and torque pulsation are caused by the harmonics. In addition, the method described in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-251889 estimates the axis error Δθ from the speed electromotive voltage of the motor, and therefore has a problem that it can be realized only in the middle or high speed range where the speed electromotive voltage is sufficiently large. is there.
[0006]
On the other hand, in the case of constant V / F control, it is possible to drive the motor in the entire speed range from the low speed range to the high speed range regardless of the presence or absence of the saliency of the synchronous motor. However, in the V / F constant control, since the dq axis in the electric motor and the dc-qc axis on the control are basically not coincident, it is difficult to realize high-performance control. For example, it is difficult to achieve high response to speed commands due to transient vibration, it is difficult to achieve linearization of the motor torque, and not all of the current works as effective torque, thus maximizing the efficiency of the motor Difficult to do. As a result, troubles such as vibration and overcurrent may occur due to disturbance such as load torque fluctuation.
[0007]
An object of the present invention is to solve these problems and provide a drive control device for a synchronous motor capable of realizing high torque and high performance control characteristics in a wide speed range from a stopped state to a high speed range.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The present invention solves the above problems by the following means.
[0009]
Synchronous motor of the present invention Driving The control device is based on a first control system that controls the relationship between the drive frequency of the synchronous motor and the applied voltage to be constant based on the speed command value, and on the speed command value and the drive current detection value of the synchronous motor. And the amplitude of the driving voltage of the synchronous motor Drive frequency And a switching means for switching between the first and second control systems according to the speed command value.
[0010]
That is, the present invention applies the first control system of the V / F constant control system in the low speed range, instead of the magnetic pole position sensorless vector control system having a problem in the control characteristics in the low speed range, / F realizes high torque and high performance control characteristics in a wide speed range from the stop state to the high speed range by switching to the second control system of the magnetic pole position sensorless vector control system which is superior to the constant control system. To do.
[0011]
In this case, it is preferable to provide drive frequency correction means for correcting the drive frequency based on the detected drive current value, and to apply the drive frequency correction means in common to the first and second control systems. In particular, the difference between the q-axis current detection value extracted from the drive current of the synchronous motor by the drive frequency correction means and the q-axis current component obtained by subjecting the q-axis current detection value to a first-order lag filtering process. (Axis error calculation value) The drive frequency command value is compensated to reduce correct Accordingly, the stable control can be realized even with a sudden load fluctuation during the constant V / F control by the drive current damping function by the drive frequency correction means during the constant V / F control of the first control system.
[0012]
In addition, the first control system uses at least one of the d-axis current detection value and the q-axis current detection value extracted from the drive current of the synchronous motor as a preset d-axis current command value or q-axis current. It is preferable to have current control means for controlling to the command value. According to this, the influence by the setting error of the electric constant of the synchronous motor in the V / F constant control can be reduced.
[0013]
The first control system includes current control means for controlling a q-axis current detection value extracted from the driving current of the synchronous motor to a preset q-axis current command value, and a d-axis current command value as the q-axis current. It is preferable to have d-axis current command generation means that generates based on the detected value. According to this, the maximum torque that can be generated even in the V / F constant control can be generated.
[0014]
Further, it is desirable to provide the drive frequency correction means with means for correcting the drive frequency command value based on the speed command of the synchronous motor. According to this, since the drive frequency command value can be corrected based on both the axis error and the speed command based on the drive current, the first and second control systems can be adjusted by adjusting their correction gains. It is possible to set a correction gain suitable for.
[0015]
As means for detecting the drive current of the synchronous motor, the following means can be applied in addition to using a current detector for directly detecting the alternating current flowing through the synchronous motor. For example, the direct current of the inverter is sampled in correspondence with the pulse width modulation signal, and the drive current can be obtained based on the sampled value. Further, the q-axis current detection value of the synchronous motor can be estimated based on the DC current detection value detected by the DC current detection means for detecting the DC current of the inverter.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below.
(First embodiment)
1 to 3 show block configuration diagrams of an embodiment of a synchronous motor control device according to the present invention. 1 is an overall configuration diagram, FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the voltage command calculator 19 of FIG. 1, and FIG. 3 is a detailed configuration diagram of the axis error calculator 19 of FIG.
[0017]
As shown in FIG. 1, the synchronous motor control device of the present embodiment is based on a speed command (ωr *) generator 1 that gives a speed command value ωr * of a synchronous motor 5 to be controlled, and a speed command value ωr *. The control device 2 that calculates the AC voltage supplied to the synchronous motor 5 and generates a pulse width modulated wave signal (PWM signal) that generates the AC voltage, the inverter 3 that is driven by the PWM signal, and the inverter 3 is powered. And a current detector 6 for detecting the drive current of the synchronous motor.
[0018]
Here, a detailed configuration of the control device 2 will be described. The speed command value ωr * input from the ωr * generator 1 is input to the conversion gain 7 and converted into a frequency command value ω1 * corresponding to the number of poles P of the synchronous motor 5. The converted frequency command value ω 1 * is input to the integrator 8 via the adder 20. The integrator 8 integrates the drive frequency command value ω1c output from the adder 20 to calculate the AC phase θdc used in the present control device. The dq coordinate converter 9 uses a three-phase drive current of the synchronous motor 5 detected by the current detector 6 on the dc-qc axis, which is a rotational coordinate axis, using the AC phase θdc output from the integrator 8. The d-axis current detection value Idc and the q-axis current detection value Iqc are converted.
[0019]
On the other hand, the voltage command calculator 15 receives the d-axis current command value Id * (= Idm) from the first Id * generator 10 at the time of V / F constant control from the second Id * generator 11 without position sensor. D-axis current command value Id * (= 0) at the time of vector control is alternatively input via the changeover switch 14d. The voltage command calculator 15 includes a q-axis current command value Iq * (= 0) at the time of V / F constant control from the first Iq * generator 12 and a position sensorless from the second Iq * generator 13. The q-axis current command value Iq1 * during vector control is alternatively input via the changeover switch 14q. Here, the changeover switches 14d and q are changed over by a changeover signal S1 generated by the changeover signal generator 18 based on the speed command value ωr *. The second Iq * generator 13 generates a q-axis current command value Iq1 * during position sensorless vector control based on the q-axis current detection value Iqc input from the dq coordinate converter 9. As shown in the figure, for example, a first-order lag calculation element is applied. Then, the voltage command calculator 15 receives the d-axis voltage command value Vd based on the input d-axis current command value Id *, the q-axis current command value Iq *, and the frequency command value ω1 * input from the conversion gain 7. * And q-axis voltage command value Vq * are calculated and output to the dq coordinate inverse converter 16. The dq coordinate inverse converter 16 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * on the dc-qc axis on the three-phase AC axis using the AC phase θdc input from the integrator 8. Are converted into voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * and output to the PWM generator 17. The PWM generator 17 generates a PWM signal based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw *.
[0020]
Further, the axis error calculator 19 takes in the q-axis current detection value Iqc and the q-axis current command value Iq1 * output from the second Iq * generator 13, and based on these, obtains the dq axis of the synchronous motor. Δθc, which is an estimated value of the axis error Δθ with respect to the control axis dc-qc axis, is calculated. This adder 23 subtracts this estimated shaft error value Δθc from the target shaft error value Δθ * (for example, Δθ * = 0) output from the target shaft error generator 21, and the difference (Δθ * −Δθc) is obtained. The signal is input to the ω1 corrector 22. The ω1 corrector 22 calculates a correction amount Δω1 for the frequency command value ω1 * based on the difference (Δθ * −Δθc), and outputs it to the adder 20. As a result, the adder 20 outputs the drive frequency command value ω1c obtained by adding the correction amount Δω1 to the frequency command value ω1 *.
[0021]
On the other hand, the inverter 3 includes a main circuit unit 31 of the inverter and a gate driver 32 that generates gate signals of the switching circuits Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, and Swn that constitute the main circuit unit 31. . The DC power supply 4 that supplies power to the inverter 3 includes a three-phase AC power supply 41, a diode bridge 42 that rectifies three-phase AC, and a smoothing capacitor 43 that suppresses pulsating components included in the DC power supply. .
[0022]
The operation of the embodiment configured as described above will be described. The voltage command calculator 15 calculates the d-axis voltage command value Vdc * and the q-axis voltage command value Vqc * based on the formula (2) based on the frequency command value ω1 * and the current command values Id * and Iq *. . Here, R is a resistance of the synchronous motor, Ld is a d-axis inductance, Lq is a q-axis inductance, and Ke is a power generation constant. Equation (2) is an arithmetic expression obtained from a general model equation of the synchronous motor, and is the same as, for example, Equation (25) in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-251889.
[0023]
[Expression 2]

Here, the current command values Id * and Iq * input to the voltage command calculator 15 are switched by the changeover switches 14d and q. The changeover switches 14d and q are switched to the “0” side and the “1” side based on the changeover signal S1 output from the changeover signal generator 18. The switching signal generator 18 outputs S1 = 0 when the speed command value ωr * is less than or equal to a predetermined set speed ωrs, and outputs S1 = 1 when it exceeds the set speed. The set speed ωrs is set to a value that is 10% or less of the rated speed of the synchronous motor 5, for example.
[0024]
When S1 = 0, the changeover switches 14d and q are switched to the “0” side, and the d-axis current command value Id * (= constant value of Idm) is output from the first Id * generator 10 and the Iq * generator 12. And the q-axis current command value Iq * (= 0) are input to the voltage command calculator 15. That is, when the changeover switches 14d and q are equal to or less than the set speed of “0”, the voltage command values Vdc * and Vqc * output from the voltage command calculator 15 are irrelevant to the current detection values Idc and Iqc. Control by V / F constant control is applied.
[0025]
When S1 = 1, the changeover switches 14d and q are switched to the “1” side, and the d-axis current command value Id * (==) from the second Id * generator 11 and the second Iq * generator 13. 0) and the q-axis current command value Iq * (= Iq1 *) are input to the voltage command calculator 15. That is, when the changeover switches 14d and q exceed the set speed on the “1” side, the voltage command values Vdc * and Vqc * output from the voltage command calculator 15 are generated based on at least the current detection value Iqc. Q-axis current command value Iq * (= Iq1 *) is used. Therefore, a voltage corresponding to the load condition is applied to the synchronous motor. That is, the second Iq * generator 13 for calculating the q-axis current command value Iq * is composed of a first-order lag filter with a time constant Tr, and the q-axis current command value Iq * (= Iq1 *) according to Equation (3). Is calculated.
[0026]
[Equation 3]

As apparent from Equation (3), since Iqc = Iq1 * (= Iq *) in the steady state, the voltage required by the synchronous motor 5 corresponding to the load condition is supplied, and the vector control is performed. realizable.
[0027]
In this way, when the speed command value ωr * is equal to or lower than the set speed ωrs, Vdc * and Vqc * by the V / F constant control are output from the voltage command calculator 15 and the speed command value ωr * exceeds the set speed ωrs. In this case, Vdc * and Vqc * based on magnetic pole position sensorless vector control are output from the voltage command calculator 15. Vdc * and Vqc * output from the voltage command calculator 15 are coordinate-converted by the dq coordinate inverse converter 16 into voltage command values vu *, vv *, vw * on the three-phase AC axis. The voltage command values vu *, vv *, vw * are converted into PWM pulses by the PWM generator 17 and input to the gate driver 32. The gate driver 3 drives the switching circuit of the inverter 3 based on the input PWM pulse, and applies a three-phase AC voltage corresponding to the voltage command values Vdc * and Vqc * to the synchronous motor 5.
[0028]
Next, the operations of the axis error calculator 19 and the ω1 corrector 22 during position sensorless vector control will be described. The axis error calculator 19 in FIG. 1 estimates Δθc, which is an estimated value of the axis error Δθ. FIG. 2 shows the relationship between the axis error Δθ, the dq axis, and the dc-qc axis. The actual magnetic pole axis in the synchronous motor 5 is defined as d-axis, and the axis orthogonal thereto is defined as q-axis. On the other hand, assuming that the coordinate axis assumed in the control device 2 is the dc-qc axis, the axis error Δθ becomes an angle shown in FIG.
[0029]
FIG. 3 shows a block diagram of the internal configuration of the axis error calculator 19. It comprises an adder 24 for calculating the difference (Iqc-Iq1 *) between the input Iqc and the output Iq1 * of the second Iq * generator 13, and a coefficient unit 25 for multiplying the difference by a proportional element (gain K0). As described in the second Iq * generator 13, in the steady state, Iq1 * and Iqc coincide. However, when acceleration / deceleration or load disturbance occurs, there is a difference between the two. For example, when a load torque disturbance occurs, the dq axis is delayed from the dc-qc axis, and the axis error Δθ increases. In this case, the q-axis current component Iqc of the motor current also increases. Conversely, when the load disturbance decreases, the opposite phenomenon occurs. Therefore, if the difference between Iq1 * and Iqc is observed, information on the axis error Δθ can be obtained.
[0030]
By the way, in the configuration of FIG. 3, an accurate value of Δθ is not always obtained. However, for the purpose of making the dc-qc axis coincide with the dq axis, it is not necessary to accurately calculate Δθ, and it is sufficient to know whether or not there is a deviation. Of course, it is better to be able to calculate with high accuracy, but this will be described in the second embodiment.
[0031]
Based on Δθc obtained in this way, the correction amount Δω1 of the frequency command value ω1 * is obtained in the ω1 corrector 22. When Δθ, which is delayed from the dc-qc axis, is negative, Δω1 is set to a “positive” value, the drive frequency is increased, and the dc-qc axis is made to coincide with the dq axis. On the other hand, when Δθ in which the dc-qc axis is ahead of the dq axis is positive, Δω 1 is set to a “negative” value, the drive frequency is lowered, and the dc-qc axis is changed to the dq axis. Match. As a result, Δθ is controlled to zero in a steady state during position sensorless vector control. Therefore, a loop including the axis error calculator 19, the ω1 corrector 22, the integrator 8, the Iq * generator 13, and the like forms a PLL (Phase Locked Loop). The control response time for converging the axis error Δθ to zero is determined by the gain Kp of the ω1 corrector 22.
[0032]
Here, the feature of the present invention is that the PLL control including the axis error calculator 19, the ω1 corrector 22, the integrator 8, the Iq * generator 13 and the like is utilized for the stability of the control system by taking advantage of the V / F constant control period. It is to plan. That is, in the V / F constant control, a “load angle” is generated when a load is applied, and a torque current component Iqc flows thereby to generate a motor torque. Therefore, if the axial error Δθ is made zero, the load angle is made zero. Therefore, in principle, in the constant V / F control, the axial error Δθ should not be made zero during loading. That is, if PLL control is simply functioned, it becomes unstable during V / F constant control. In this respect, in this embodiment, since Iq1 * is separated from the input of the voltage command calculator 15 by the changeover switch 14q during V / F constant control, the PLL control is utilized as it is even during V / F constant control. Thus, it can be used to stabilize the entire control system.
[0033]
That is, in the embodiment of FIG. 1, when the changeover switch 14q is positioned on the “0” side, the PLL control loop including the axis error calculator 19, the ω1 corrector 22, the integrator 8, the Iq * generator 13, and the like is It functions as an Iq damper group. That is, since the input / output relationship of the Iq * generator 13 is an incomplete differentiation relationship, a sudden change in the q-axis current is attenuated. As a result, an abrupt increase in the input difference of the axis error calculator 19 is suppressed, and the AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw are based on the drive frequency command value ω1c corrected to reduce the axis error. * Frequency is controlled. Therefore, this Iq damper group has a function of correcting the motor speed and suppressing the vibration and step-out of the synchronous motor 5 at the time of sudden load change. In other words, the present embodiment is characterized in that the PLL control unit used for position sensorless vector control functions as a q-axis current damper group at the time of constant V / F control.
[0034]
Here, the features of the operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. The figure shows the operation waveform of each part at the time of starting the synchronous motor 5, (a) is the speed command value ωr *, (b) is the output S1 of the switching signal generator 18, and (c) is the d-axis current. The command value Id * and the q-axis current command value Iq *, (d) indicates the drive frequency correction amount Δω1, and (d) indicates the shaft error Δθ. As shown in the figure, the output of the switching signal generator 18 is S1 = 0 when the speed command ωr * is zero (stop state) and the low speed range, and S1 = 1 in the medium / high speed range. When S1 = 0, the changeover switch 14q is switched to the “0” side, and when S1 = 1, the switch 14q is switched to the “1” side. As described above, when S1 = 0, V / F constant control is performed, and when S1 = 1, operation is performed as position sensorless vector control.
[0035]
The loop composed of the axis error calculator 19, the ω1 corrector 22 and the integrator 8 continues to operate even during V / F constant control, and is corrected to add Δω1 to ω1 *. However, during constant V / F control, the axis error Δθ exists as a load angle and is controlled to zero during position sensorless vector control.
[0036]
As described above, according to the first embodiment, V / F constant control including a q-axis dampening group can be realized in the low speed region, and position sensorless vector control can be realized in the middle and high speed regions. As a result, high torque and high performance can be realized in a wide speed range with a simple control configuration.
(Second Embodiment)
FIG. 5 shows a block diagram of an axis error calculator 19B of another embodiment of the axis error calculator 19 of the embodiment of FIG. The axial error calculator 19B of the present embodiment is configured to accurately estimate the value of Δθ instead of the axial error calculator 19 of the embodiment of FIG. As shown in FIG. 5, the axis error calculator 19B estimates and calculates the estimated value Δθc of the axis error Δθ with high accuracy by the following equation (4). The q-axis current detection value Iqc and the q-axis current command value Iq1 The difference of * (Iqc−Iq1 *) is obtained by the adder 26, and the difference is multiplied by the q-axis inductance Lq in the coefficient unit 27 to calculate the arc tangent. ^-1 This is input to the calculator 33. Further, the d-axis current detection value Idc and the d-axis current command value Idc are taken in, multiplied by the d-axis inductance Ld in the

coefficient units

28 and 29, respectively, a difference between them is obtained by the adder 31, and further, the adder 32 obtains the difference. The difference between the difference and the power generation constant Ke set in the coefficient unit 30 is obtained and tan ^-1 This is input to the calculator 33.
[0037]
[Expression 4]

Here, the derivation method of Formula (4) is demonstrated. The calculation formula of the estimated value Δθc of the axis error in the position sensorless vector control is as shown in Formula (17) described in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-251889, and can be expressed by the following Formula (5).
[0038]
[Equation 5]

In equation (5), Vdc * and Vqc * are voltage command values, R is a motor resistance, Ld is a d-axis inductance, Lq is a q-axis inductance, and Ke is a power generation constant of the motor. Idc and Iqc are detected current components observed on the dc-qc axis, respectively, and ω1 * is a frequency command value of the synchronous motor 5.
[0039]
Here, the equation (5) is an axis error calculation equation for the position sensorless vector control method, and if it is used as it is for the axis error calculator 19B in this embodiment, the following problem occurs. In other words, during constant V / F control, Vdc * and Vqc * are completely separated from Idc and Iqc, so even if Idc and Iqc change due to load fluctuations, Vdc * and Vqc * are not affected. As a result, Δθc in equation (5) has a steady deviation. The fact that Δθc has a steady value means that Δω1 has a steady value, and as a result, a speed deviation exists and speed control performance deteriorates. Of course, it is possible to use equation (5) during position sensorless vector control.
[0040]
The shaft error calculator 19B that performs the calculation of the equation (4) solves the problem at the time of constant V / F control. First, when formula (2) is substituted into Vdc * and Vqc * of formula (5) and rearranged, the following formula (6) is obtained.
[0041]
[Formula 6]

Looking at the denominator and numerator terms in Equation (6), there are two types of terms: a term for ω1 and a term for R. The R term of the numerator (= −R (Idc−Id *)) is a voltage drop corresponding to the deviation between Idc and Id *. Id is normally controlled to zero in a non-salient type synchronous motor. Even in the case of the salient pole type, in a steady state, it changes only in the range of about 20 to 30% of the synchronous motor rating. Therefore, since the voltage drop of this term is a small value of about 1% or less, there is no problem even if ignored.
[0042]
The R term (= -R (Iqc-Iq *)) in the denominator is a voltage drop of 1% or less even at the rated current, and is negligible in the entire speed range compared to the term of Ke · ω1. . Furthermore, the resistance R of a synchronous motor in recent years tends to be designed to be an increasingly smaller value for higher efficiency.
[0043]
For the above reasons, if the R term in equation (6) is ignored, it can be simplified as in equation (4). Further, in Equation (4), Iq * is replaced with Iq1 *. That is, the d-axis inductance is Ld [H], the q-axis inductance is Lq [H], the motor power generation constant is Ke [Wb], the current command value of the magnetic pole axis d-axis is Id *, and the axis orthogonal to the magnetic pole axis d-axis When the current command value on the q axis is Iq1 *, the current detection value on the dc axis assuming the magnetic pole axis is Idc, and the current detection value on the axis qc axis orthogonal to the dc axis is Iqc, d− Using each current command value Id *, Iq1 * on the q axis and the current detection value Idc, Iqc on the dc-qc axis, the estimated value Δθc of the axis error is calculated by the equation (4).
[0044]
In formula (4), the molecular term is particularly important. Iq1 * and Iqc are the input and output of the second Iq * generator 13, and both are consistently matched. That is, since Δθc in equation (4) is constantly zero, no speed deviation occurs.
[0045]
In Equation (4), since the resistance in Equation (5) is ignored, an estimation error occurs in an extremely low speed range of 1 to 2% or less. However, in this embodiment, since the V / F constant control is adopted in such an extremely low speed region, the accuracy of the axis error calculation does not matter. Rather, the function as a q-axis dampening group during V / F constant control is useful.
[0046]
Thus, in the second embodiment, ω1 * is corrected based on the axis error Δθc obtained by Expression (4). This correction amount Δω1 is as shown in Expression (7) based on the embodiment of FIG. In Equation (7), Kp is a proportional gain.
[0047]
[Expression 7]

As described above, by adopting the axis error calculator of the second embodiment, it is possible to improve the axis error calculation accuracy at the time of position sensorless vector control, and the q-axis dampin group at the time of constant V / F control. The effect can be maintained.
(Third embodiment)
FIG. 6 shows a block diagram of an internal configuration of a control device 2C of another embodiment that can be applied instead of the control device 2 of the embodiment of FIG. In the figure, blocks having the same reference numerals as those in the first and second embodiments have the same functional configuration, and thus the description thereof is omitted. The feature of this embodiment is that a current control system (ACR) for controlling the d-axis current is added. That is, as shown in the figure, the adder 41 calculates the deviation (Id * −Idc) between the d-axis current command value Id * output from the changeover switch 14d and the d-axis current detection value Idc output from the dq coordinate converter 9. After the deviation is processed by the current controller (ACR) 42, the adder 43 adds the deviation to the d-axis voltage command value Vdc *, which is the output of the voltage command calculator 15, thereby obtaining the d-axis voltage command value Vdc. * Is corrected according to the d-axis current detection value Idc.
[0048]
That is, as described above, the control system during the constant V / F control is open loop control, and the voltage command values Vdc * and Vqc * are uniquely determined corresponding to the speed command value. For this reason, if the actual electric constant of the synchronous motor 5 and the set value of the corresponding electric constant set in the control device 2 do not exactly match, there is a possibility that control by the V / F constant control cannot be performed. In particular, in the case of the present invention in which the V / F constant control is performed in the low speed region, the influence of the setting error of the resistance R of the synchronous motor 5 becomes a problem.
[0049]
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 6, the current control system is provided so that the d-axis current detection value Idc matches the d-axis current command value Idm. As a result, Idc at the time of constant V / F control can be completely matched with Idm, and is less susceptible to setting errors such as the resistance R. The current controller 30 may be constituted by an integral controller or a proportional integral controller. Further, instead of adding the output of the current controller 30 to Vdc *, it is equivalent to correcting a parameter (for example, the motor resistance R) in the voltage command calculator 15 by the output of the current controller 30.
[0050]
By the way, in the V / F constant control, Id * = Idm is allowed to flow, so that the maximum torque is determined. Therefore, when Id * is reduced by the motor resistance R, the torque is reduced accordingly. In this regard, according to the embodiment of FIG. 6, a synchronous motor control device can be realized that is more stable and capable of increasing torque even during V / F constant control.
(Fourth embodiment)
FIG. 7 shows a block diagram of an internal configuration of a control device 2D of another embodiment that can be applied instead of the control device 2 of the embodiment of FIG. In the figure, blocks having the same reference numerals as those in the first embodiment have the same functional configuration, and thus the description thereof is omitted. This embodiment is different from the embodiment of FIG. 1 in that an Id * generator 51 is provided instead of the first and second Id *

generators

10 and 11 and the changeover switch 14d in FIG. * Instead of the generator 12, a first Iq * generator 52, an adder 53, and a current controller 54 are provided.
[0051]
The Id * generator 51 calculates the d-axis current command value Id * based on the q-axis current command value Iq * output from the changeover switch 14q by the following equation (8), and supplies the voltage command calculator 15 with the d-axis current command value Id *. This is used for both V / F constant control and position sensorless vector control. Expression (8) is a well-known method described in the document “Comparison of characteristics by PM motor control method and rotor structure” “The Journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 1994, Vol. 114, No. 6, pp. 662-667” It is a formula.
[0052]
[Equation 8]

By controlling Id * according to equation (8), the synchronous motor 5 can be driven at the maximum torque point. Among synchronous motors, there is a type that generates a motor torque by combining a torque by a permanent magnet and a reluctance torque by a saliency (reverse saliency) of the synchronous motor. In the case of this type of synchronous motor, the generated torque with respect to the current value can be maximized by giving Id * according to the equation (8). However, since Ld ≠ Lq is a precondition, it is necessary to set Id * = 0 regardless of Iq * in the case of a non-salient pole motor.
[0053]
In this embodiment, Iq * = Iqm is output from the first Iq * generator 52, and the adder 53 obtains the difference (Iqm-Iqc) between Iqm and the q-axis detection current Iqc, and the current controller The q-axis current command value Iq * for reducing the difference is generated by 54 and output to the “0” terminal of the changeover switch 14q. The current controller 54 creates the q-axis current command value Iq * based on the difference between Iqm and Iqc, and may use integral control or proportional integral control. As a result, feedback control is performed to hold the q-axis detection current Iqc at the reference value Iqm during the constant V / F control period.
[0054]
Here, in the first to third embodiments, the V / F constant control is realized by flowing the d-axis current. However, the present embodiment is different in that constant V / F constant control is realized by flowing a constant q-axis current Iqm. Therefore, for example, if the q-axis current Iqm is set to the maximum current of the synchronous motor 5 to be driven and controlled, it is possible to start up without stepping out even with a large load torque.
[0055]
Furthermore, since the drive is performed under the current condition for obtaining the maximum torque by the Id * generator 51, the maximum torque that can be generated can be realized even during the V / F constant control.
[0056]
As described above, according to the fourth embodiment, even during V / F constant control, it is stable and the performance of the synchronous motor can be maximized.
(Fifth embodiment)
FIG. 8 shows a block diagram of an internal configuration of a control device 2E of another embodiment that can be applied instead of the control device 2 of the embodiment of FIG. In the figure, blocks having the same reference numerals as those in the first embodiment have the same functional configuration, and thus the description thereof is omitted. This embodiment is different from the embodiment of FIG. 1 in that a gain correction table 61 for correcting the correction amount Δω1 of the drive frequency ω1c is added based on the speed command value ωr *.
[0057]
As described in the embodiments so far, the compensation loop by the axis error calculator 19 and the ω1 corrector 22 etc. continues to operate in both the V / F constant control and the position sensorless vector control. This compensation loop has a common control configuration, but the compensation function differs between the two, and functions as a q-axis dampin group during V / F constant control, and functions as PLL control during position sensorless vector control. Therefore, if the compensation gain is appropriately adjusted according to each control mode, a higher-performance control device can be realized.
[0058]
Therefore, in the present embodiment, the gain correction table 50 is added to correct the correction amount Δω1 to ω1 *. The gain correction table 50 has a function correction gain Kr as shown in FIG. 9, and outputs the correction gain Kr according to the speed command value ωr *. In FIG. 9, the gain is switched in two stages for V / F constant control and position sensorless vector control, but it may be a continuous function according to the rotational speed. When there is a resonance point with respect to speed, it is possible to intentionally change the gain of that portion to suppress vibration due to resonance.
[0059]
As described above, according to the fifth embodiment, a compensation loop based on an appropriate correction gain can be realized during V / F constant control and position sensorless vector control. Control characteristics of the electric motor can be obtained.
(Sixth embodiment)
FIG. 10 is a block diagram showing another embodiment of the synchronous motor drive control device according to the present invention. In the figure, the blocks denoted by the same reference numerals as those in the embodiment of FIG. 1 have the same functional configuration, and thus the description thereof is omitted. The present embodiment is different from the embodiment of FIG. 1 in that a current detector 71 for detecting a direct current flowing in the main circuit of the inverter 3 is provided instead of the current detector 6, and the detected current value Io and the PWM generator are provided. The control device 2F is configured by including a known current reproducer 72 that reproduces an alternating current waveform based on a timing signal of 17 PWM waveforms.
[0060]
That is, in the control device for the synchronous motor, there is a demand for deleting the AC current detector 6 for the purpose of downsizing and high reliability of the device. In the configuration of FIG. 10, since the DC current of the inverter unit is detected instead of the current detector 6, the current detector 71 can be a simple configuration such as a shunt resistor.
[0061]
Here, the operation of the current reproducer 72 will be described with reference to FIG. (A) of the figure shows three-phase voltage command values vu *, vv *, vw * and a triangular wave carrier for generating a PWM pulse. Each voltage command value vu *, vv *, vw * is an AC waveform, but can be regarded as DC as shown in the figure when observed with a minute triangular wave carrier cycle. The PWM pulse signal is obtained by comparing each voltage command value with a triangular wave carrier. FIG. 2B shows a PWM pulse waveform. When the PWM pulse is “1”, the positive side switching circuits Sup, Svp, Swp are turned on. When the PWM pulse is “0”, the negative side switching circuits Sun, Svn, Swn are turned on. Assuming that the motor current of the synchronous motor 5 is the same as that shown in FIG. 2C, the DC current Io of the inverter 3 has the waveform shown in FIG. The waveform shown in FIG. 4D includes the following four switch modes.
(1) Switch mode 1:
Sup = ON, Svp = ON, Swp = ON → Io = 0
(2) Switch mode 2:
Sup = ON, Svp = ON, Swp = OFF → Io = Iu + Iv = -Iw
(3) Switch mode 3:
Sup = ON, Svp = OFF, Swp = OFF → Io = Iu
(4) Switch mode 4:
Sup = OFF, Svp = OFF, Swp = OFF → Io = 0
Therefore, if the DC current Io is sampled in the switch state in the switch mode (3), Iu can be detected, and Iw can be detected in the switch mode (2). Iv may be calculated from Iu and Iw. The basic operation of the synchronous motor current estimator is the same as that disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-19263.
[0062]
As described above, by using the current reproducer 72, the AC current waveform can be detected only by detecting the DC current Io. Other operations are the same as those in the embodiment of FIG.
(Seventh embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing still another embodiment of the synchronous motor drive control device according to the present invention. In the figure, the blocks denoted by the same reference numerals as those in the embodiment of FIG. 10 have the same functional configuration, and thus the description thereof is omitted. The present embodiment is different from the embodiment of FIG. 10 in that a control device 2G is configured by providing a filter 75 and an Iqc estimator 76 in place of the current reproducer 72 and the dq coordinate converter 9. That is, the harmonics contained in the DC current detection value Io are removed by the filter 75, and the q-axis current detection value Iqc is estimated by the Iqc estimator 76 based on the DC current detection value Io.
[0063]
In the case of the sixth embodiment described above, when the rotational speed of the synchronous motor 5 is low, the voltage applied to the motor is lowered, and the periods of the switch modes (2) and (3) in FIG. 11 are shortened. Therefore, it becomes necessary to read a very narrow pulsed current value. Incidentally, the waveform in FIG. 11 is for explaining the principle, and shows a pulse-like waveform without vibration as the detected current value Io. However, ringing accompanying switching is superimposed on the actual waveform, and the pulse width is narrow. In some cases, this effect cannot be ignored.
[0064]
Therefore, in this embodiment, in order to solve the problem, the influence of ringing is eliminated by current detection including the filter 75 and the Iqc estimator 76. In other words, the filter 75 removes the PWM pulse component, which is a higher harmonic component, from the detected current Io and extracts the average value of the detected current Io. The purpose of this filter 75 is to remove a carrier frequency component used for PWM, and therefore the filter cutoff frequency may be set to about the carrier frequency or less. This completely eliminates the ringing effects associated with switching. Therefore, the detection current Iom as a direct current component from which harmonic components are removed is obtained from the output of the filter 75. The Iqc estimator 76 estimates and calculates Iqc using the detected current Iom from which the harmonic component has been removed.
[0065]
Here, the principle of the Iqc estimation calculator 76 will be described. The relationship between the voltage and current on the dq axes of the synchronous motor, the DC power supply voltage Vo of the inverter, and the DC detection current Io is expressed by the following equation (9) with respect to power.
[0066]
[Equation 9]

The coefficient 3/2 on the right side of Equation (9) is a coefficient when relative conversion is used as dq coordinate conversion, and the coefficient when absolute conversion is 1. Since the right side of Equation (9) is established at any coordinate, it can be considered as Equation (10) on the dc-qc axis.
[0067]
[Expression 10]

Assuming that the inverter 3 is ideal, the voltage detection values Vdc and Vqc can be replaced with voltage command values Vdc * and Vqc *. When Iqc is obtained from Expression (10), Expression (11) is obtained.
[0068]
## EQU11 ##

Since Idc in equation (11) cannot be detected, substituting current command value Id * for Idc results in equation (12).
[0069]
[Expression 12]

Here, if Idc is replaced with Id *, the estimation error slightly increases. However, since the output of the synchronous motor 5 is dominated by the q axis (qc axis), it does not cause a large error. In the Iqc estimator 76, Iqc is estimated using the equation (11). The DC voltage Vo may be directly detected using a sensor. However, when the fluctuation of the DC voltage is small, there is no problem even if the set value or command value of the DC voltage is used.
[0070]
Further, since Equation (12) is a relational expression when the conversion efficiency of the inverter 3 is assumed to be “1”, the estimated value includes an error corresponding thereto. Therefore, to increase the estimation accuracy, Iqc may be estimated in consideration of the conversion efficiency of the inverter 3.
[0071]
In this embodiment, the axis error calculator 19 shown in FIG. 5 can be used. In this case, in the present embodiment, it is impossible to detect Idc, so Id * may be used instead of Idc.
[0072]
As described above, even if the filter 75 and the Iqc estimator 76 are used for the estimation calculation of Iqc, which is the torque current component, as in this embodiment, the motor current sensorless Magnetic pole position sensorless can be realized.
[0073]
In addition, although the function of each part was shown with the block diagram of the discrete format in the control apparatus of said each embodiment, it cannot be overemphasized that the function of each part is realizable with a microcomputer.
[0074]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, high torque and high performance control characteristics can be realized in a wide speed range from a stopped state to a high speed range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block configuration diagram of a first embodiment of a synchronous motor drive control device according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an axis error between a dq axis system of a synchronous motor and a dc-qc axis system on a control device.
FIG. 3 is a detailed configuration diagram of an embodiment of the axis error calculator of FIG. 1;
FIG. 4 is a signal waveform diagram of each part for explaining the operation of the embodiment in FIG. 1;
FIG. 5 is a block configuration diagram of an axis error calculator which is a main part of a second embodiment of the synchronous motor drive control device according to the present invention.
FIG. 6 is a block configuration diagram of a control device that is a main part of a third embodiment of the synchronous motor drive control device according to the present invention.
FIG. 7 is a block configuration diagram of a control device that is a main part of a fourth embodiment of a synchronous motor drive control device according to the present invention;
FIG. 8 is a block configuration diagram of a control device that is a main part of a fifth embodiment of a synchronous motor drive control device according to the present invention;
9 is a diagram illustrating a set value of a gain Kr in the embodiment of FIG.
FIG. 10 is a block configuration diagram of a sixth embodiment of a synchronous motor drive control device according to the present invention;
11 is a signal waveform diagram of each part for explaining the drive current detection method of the embodiment of FIG. 10;
FIG. 12 is a block configuration diagram of a seventh embodiment of a synchronous motor drive control device according to the present invention;
[Explanation of symbols]
1 Speed command generator
2 Control device
3 Inverter
4 DC power supply
5 Synchronous motor
6 Current detector
7 Conversion gain
8 integrator
9 dq coordinate converter
10 First Id * generator
11 Second Id * generator
12 First Iq * generator
13 Second Iq * generator
14d, 14q selector switch
15 Voltage command calculator
16 dq coordinate inverse transformer
17 PWM generator
18 Switching signal generator
19 axis error calculator
20 Adder
21 Axis error target generator
22 ω1 corrector
23 Adder
31 Inverter main circuit
32 Gate driver
41 3-phase AC power supply
42 Diode Bridge
43 Smoothing capacitor

Claims

A controller for controlling the inverter for driving the synchronous motor by a pulse width modulated inverter drive signals, the drive control apparatus of a synchronous motor and means for detecting the driving current of the synchronous motor,
The control device includes: a first control system that controls a relationship between a drive frequency of the synchronous motor and an applied voltage to be constant based on a speed command value; and the speed command value and a drive current detection value of the synchronous motor. A second control system for controlling the amplitude and drive frequency of the drive voltage of the synchronous motor based on the switching means for switching between the first and second control systems according to the speed command value ;
Drive control for a synchronous motor comprising drive frequency correction means for correcting the drive frequency of the first and second control systems based on an axis error calculation value obtained from the drive current detection value apparatus.

The drive frequency correction means calculates a difference between a q-axis current detection value extracted from the drive current of the synchronous motor and a q-axis current component obtained by subjecting the q-axis current detection value to a first-order lag filter process as the axis error. calculated as an arithmetic value, the drive control system for a synchronous motor according to claim 1, characterized in that to correct the number of drive frequency to reduce the axial error calculation value.

The drive frequency correction means is configured such that the d-axis inductance of the synchronous motor is Ld, the q-axis inductance is Lq, the power generation constant is Ke, the d-axis current command value is Id *, the q-axis current command value is Iq *, and the d-axis is Idc current detection value, Iqc the q-axis current detection value when the correction gain was Kp, according to claim 1, characterized by calculating a correction amount Δω1 of the drive frequency based on the following equation number 1 Synchronous motor drive control device.

The first control system uses a preset d-axis current command value or q-axis current as a current detection value of at least one of a d-axis current detection value and a q-axis current detection value extracted from the drive current of the synchronous motor. drive control system for a synchronous motor according to any one of claims 1 to 3, characterized in that it has a current control means for controlling the command value.

The first control system includes: current control means for controlling a q-axis current detection value extracted from a drive current of the synchronous motor to a preset q-axis current command value; and a d-axis current command value as the q-axis current command value. 5. The drive control device for a synchronous motor according to claim 1, further comprising d-axis current command generation means for generating based on the detected value.

The driving frequency correction means, the drive control system for a synchronous motor according to claim 2 or 3, characterized in that to correct the number of the drive frequency based on a speed command for the synchronous motor.

The means for detecting the drive current of the synchronous motor includes: a direct current detection means for detecting a direct current of the inverter; and a direct current detection value detected by the direct current detection means corresponding to the pulse width modulation signal. and drive control system for a synchronous motor according to any one of claims 1 to 6; and a drive current detection means for determining the drive current based on the sampling value of the DC current detection value.

The means for detecting the drive current of the synchronous motor includes: a direct current detection means for detecting a direct current of the inverter; and a q-axis current detection of the synchronous motor based on a direct current detection value detected by the direct current detection means. drive control system for a synchronous motor according to any one of claims 1 to 6; and a q-axis current estimating means for estimating the value.

An inverter that drives the synchronous motor, and a control device that controls the inverter with a PWM pulse;
The control device includes:
First and second d-axis current command value generating means for generating first and second d-axis current command values;
First q-axis current command value generating means for generating a set first q-axis current command value;
Second q-axis current command value generating means for generating a second q-axis current command value obtained by subjecting a q-axis current component extracted from the drive current of the synchronous motor to a first-order lag filter;
Based on the d-axis and q-axis current command values output from the first or second d-axis current command value generating means and the first or second q-axis current command value generating means, the d-axis and the q-axis Voltage command calculation means for generating a voltage command value of
AC voltage command generation means for generating an AC voltage command value based on the d-axis and q-axis voltage command values output from the voltage command calculation means and a drive frequency command value corresponding to the speed command value;
PWM pulse generating means for generating the PWM pulse based on the AC voltage command value output from the AC voltage command generating means;
When the speed command value is less than or equal to a set value, the first d-axis current command value and the first q-axis current command value are input to the voltage command calculation means, and when the speed command value exceeds the set value, the first Switching means for inputting two d-axis current command values and second q-axis current command values to the voltage command calculation means;
The q-axis current component of the input and output of the second q-axis current command value generating means is taken in and input to the AC voltage command generating means so as to reduce the axis error calculation value obtained by the difference between the input and output. And a drive frequency command correction means for correcting the drive frequency command value.

The drive frequency correction means is configured such that the d-axis inductance of the synchronous motor is Ld, the q-axis inductance is Lq, the power generation constant is Ke, the d-axis current command value is Id *, the q-axis current command value is Iq *, and the d-axis is Idc current detection value, Iqc the q-axis current detection value when the correction gain was Kp, according to claim 9, characterized in that for calculating the correction amount Δω1 of the drive frequency based on the following equation number 1 Synchronous motor drive control device.

The control device sets a current detection value of at least one of a d-axis current detection value and a q-axis current detection value extracted from the driving current of the synchronous motor to a preset d-axis current command value or q-axis current command value. The synchronous motor drive control device according to claim 9 or 10 , further comprising a current control means for controlling the synchronous motor.

The control device includes: current control means for controlling a q-axis current detection value extracted from the driving current of the synchronous motor to a preset q-axis current command value; and a d-axis current command value as the q-axis current detection value. 12. The drive control device for a synchronous motor according to claim 9, further comprising d-axis current command generation means that is generated based on the d-axis current command generation means.

13. The drive control device for a synchronous motor according to claim 9, wherein the drive frequency correction unit corrects the drive frequency command value based on a speed command for the synchronous motor.