JP3754426B2 - アレーアンテナの設計方法、可変リアクタンス回路及び電子回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナ装置の設計方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）の設計方法に関する。また、上記電子制御導波器アレーアンテナ装置において用いることができる可変リアクタンス回路及び電子回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置の基本構成は、例えば、特許文献１や非特許文献１において提案されている。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
この電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いるとき、高周波送信機又は受信機は、素子数に関わらず常に単一の給電線を有するので、アンテナの構造は、デジタルビーム形成（ＤＢＦ）アンテナよりも大幅に簡単化されており、少ない直流電力を消費する。このことは様々な可能性を開き、適応型アンテナを有する無線コンピュータネットワークにおけるコンシューマ端末を生成する道を開くものである。
【０００４】
図１１は、例えば、特許文献２において開示された、適応制御型コントローラ２０を備えたことを特徴とする従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。このアレーアンテナの制御装置は、図１１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなる従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置で構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１と、高周波受信部２２と、復調器２３とを備えて構成される。この図１１の例では、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６はモノポール型にてなるが、図１２に示すように、１対のアンテナ素子１３ａ，１３ｂの間に可変リアクタンス素子１２が挿入されてなる、いわゆる平衡型非励振素子と呼ばれるダイポール型非励振素子Ａ１０であってもよく、また、各可変リアクタンス素子１２は図１３に示す可変容量ダイオード１４にてなる。なお、各素子Ａ０乃至Ａ６は例えばλ／４（ただし、λは波長である。）の長さを有するモノポール型アンテナ素子である。
【０００５】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器２３による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、所定の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。
【０００６】
図１１において、相手先の送信機から送信された無線信号は、アレーアンテナ装置１００で受信され、その励振素子Ａ０から出力される信号は、低雑音増幅、中間周波又はベースバンドへの周波数変換などの処理を行う高周波受信部２２を介して、受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ２０及び復調器２３に伝送される。上記適応制御型コントローラ２０は、上述の適応制御処理を実行してアレーアンテナの制御装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御した後、復調器２３による無線通信が開始される。ここで、復調器２３は、受信された受信信号ｙ（ｔ）に対して、復調などの処理を実行して復調信号を得て出力する。
【０００７】
図１１のアレーアンテナ装置１００においては、励振素子Ａ０と、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とがそれぞれ、各素子Ａ０乃至Ａ６の長さに対して十分に大きい広さを有する導体板にてなる接地導体１１から電気的に絶縁され、かつ励振素子Ａ０を中心とする例えば半径ｄ＝λ／４の円形形状の位置に互いに同一の６０度の間隔で非励振素子Ａ１乃至Ａ６が配置されるように設けられる。ここで、アレーアンテナ装置１００は、可逆回路であって、送信アンテナとして用いるときは、励振素子Ａ０のみに無線信号が給電される一方、受信アンテナとして用いるときは、相手先の送信機からの無線信号が励振素子Ａ０により受信信号ｙ（ｔ）として受信される。
【０００８】
図１１の従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置を、例えば１Ｗ以上の比較的大きな送信電力で用いる場合において以下のような問題点があった。すなわち、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷する可変リアクタンス素子１２として１個の可変容量ダイオード１４を用いているが、可変容量ダイオード１４は両端に印加される直流バイアス電圧により接合容量が変化するとともに、同様に両端に印加される無線信号の高周波電圧によっても可変容量ダイオード１４の接合容量が変化してしまう。この場合における非励振素子Ａ１乃至Ａ６に流れる高周波電流ｉについて演算すると以下のようになる。
【０００９】
いま、可変容量ダイオード１４の接合容量Ｃを、その両端に印加される高周波電圧Ｖ＝ａ・ｃｏｓωｔを用いて次式で表す。
【数１】
Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１Ｖ
【００１０】
ここで、Ｃ_０及びＣ_１は印加電圧対接合容量特性で決定される定数である。このとき、可変容量ダイオード１４に流れる高周波電流ｉは次式で表される。
【００１１】
【数２】

【数３】

【００１２】
上記数３の最終式の右辺の第２項に示すように、第２高調波歪などの非線形歪が生じるという問題点があった。
【００１３】
以上の問題点を解決し、第２高調波歪などの非線形歪を抑圧し、大きな信号電力でも動作させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置を提供するために、本発明者らは、特許文献３において、「無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の平衡型非励振素子と、上記複数の平衡型非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス回路とを備え、上記各可変リアクタンス回路のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の平衡型非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置において、上記各可変リアクタンス回路は、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えたアレーアンテナ装置」を提案している。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００１−０２４４３１号公報。
【特許文献２】
特開２００２−１１８４１４号公報。
【特許文献３】
特開２００２−２９９９５２号公報。
【非特許文献１】
T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。
【非特許文献２】
S. M. Sze, "Physics of semiconductor devices", New York: Wiley, 1981。
【非特許文献３】
韓青ほか，“小型暗箱の開発検討：その２−暗箱の設計と試作結果−”，電子情報通信学会技術研究報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００１−２６，３９−４６ページ，２００１年５月。
【非特許文献４】
電気通信振興会発行，“電波法令集”，９０３−９０４ページ，２００１年発行。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、提案されたアレーアンテナ装置においては、各可変リアクタンス素子の印加電圧に対する接合容量特性を考慮しておらず、第３高調波歪などの非線形歪を抑圧することができなかった。
【００１６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、電子制御導波器アレーアンテナ装置において、各可変リアクタンス素子の印加電圧に対する接合容量特性を考慮し、従来技術に比較して第３高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧することができるアレーアンテナの設計方法を提供することにある。
【００１７】
また、本発明の別の目的は、電子制御導波器アレーアンテナ装置などの電子回路において用いることができる可変リアクタンス回路であって、従来技術に比較して第３高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧することができる可変リアクタンス回路及びそれを用いた電子回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの設計方法は、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の平衡型非励振素子と、上記複数の平衡型非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス回路とを備え、上記各可変リアクタンス回路のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の平衡型非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの設計方法であって、
上記各可変リアクタンス回路は、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えて構成され、
印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、
Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、
（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記各可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択することを特徴とする。
【００１９】
上記アレーアンテナの設計方法において、好ましくは、上記互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子は、互いに実質的に同一の接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする。
【００２０】
また、上記アレーアンテナの設計方法において、上記各可変リアクタンス回路は、好ましくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする。
【００２１】
さらに、上記アレーアンテナの設計方法において、上記各可変リアクタンス回路は、好ましくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする。
【００２２】
また、上記アレーアンテナの設計方法において、好ましくは、上記励振素子の周囲に誘電体フィルムを設け、上記誘電体フィルム上に上記複数の平衡型非励振素子を形成したことを特徴とする。
【００２３】
さらに、上記アレーアンテナの設計方法において、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、好ましくは、所定の定数から印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する上記印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする。
【００２４】
またさらに、上記アレーアンテナの設計方法において、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、好ましくは、実質的に階段型ｐ−ｎ接合を有することを特徴とする。
【００２５】
また、本発明に係る可変リアクタンス回路は、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えた可変リアクタンス回路であって、
印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、
Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、
（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択して用いたことを特徴とする。
【００２６】
上記可変リアクタンス回路において、上記互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子は、好ましくは、互いに実質的に同一の接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする。
【００２７】
また、上記可変リアクタンス回路は、好ましくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする。
【００２８】
さらに、上記可変リアクタンス回路は、好ましくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする。
【００２９】
また、上記可変リアクタンス回路において、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、好ましくは、所定の定数から印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する上記印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする。
【００３０】
さらに、上記可変リアクタンス回路において、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、実質的に階段型ｐ−ｎ接合を有することを特徴とする。
【００３１】
さらに、本発明に係る電子回路は、上記可変リアクタンス回路を備えたことを特徴とする。ここで、上記電子回路は、好ましくは、電圧制御型発振器、電圧制御型移相器、又は電圧制御型フィルタであることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００３３】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態であり、例えば図１１のアレーアンテナ装置１００で用いる、いわゆる平衡型非励振素子と呼ばれるダイポール型非励振素子Ａ１１の構成を示す回路図である。この実施形態においては、図１１の各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる各可変リアクタンス素子１２は、各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂが、好ましくは実質的に同一の印加電圧対可変容量特性を有し、互いに逆方向で接続された１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂを備えたことを特徴としている。
【００３４】
図１のダイポール型非励振素子Ａ１１においては、例えばλ／４の長さを有するアンテナ素子１３ａの一端は可変容量ダイオード１４ａのカソードに接続されるとともに、抵抗１５ａを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、可変容量ダイオード１４ａのアノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。一方、他方のアンテナ素子１３ｂの一端（アンテナ素子１３ａ側に位置する）は可変容量ダイオード１４ｂのカソードに接続されるとともに、抵抗１５ｂを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、可変容量ダイオード１４ｂのアノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。ここで、コントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋，Ｖｃ−は、図１１のリアクタンス値信号を出力する端子である。
【００３５】
なお、図１１のアレーアンテナ装置１００におけるすべての非励振素子Ａ１乃至Ａ６として図１のダイポール型非励振素子Ａ１１を用いるとき、接地導体１１は不要であって、励振素子Ａ０はモノポール型励振素子であってもよいし、ダイポール型励振素子であってもよい。また、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂはそれぞれ、実質的に同一の印加電圧対接合容量特性を有し、以下に説明される方法によって決定される特性を有するものとする。
【００３６】
なお、本発明に係る実施形態では、図１３のように単一の可変容量ダイオード１４にてなる図１１の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の回路を「単一バラクタ」（ＳＶ型）と呼び、図１乃至図３のように逆方向で接続された１対の可変容量ダイオード又は１対の回路群にてなる可変リアクタンス回路を「逆直列バラクタ対」（ＡＳＶＰ型）と呼ぶ。
【００３７】
以下、本発明の実施形態に係るアレーアンテナの設計方法を定式化するために、図１１の従来技術に係る可変リアクタンス素子の回路（ＳＶ型）と、図１の可変リアクタンス回路（ＡＳＶＰ型）とを解析する。問題を簡単化するために、電源インピーダンスについては考慮しない。以下では、図１１での励振周波数からの高調波発生について説明し、ＡＳＶＰ型の可変リアクタンス回路を備えた電子制御導波器アレーアンテナ装置が、ＳＶ型の可変リアクタンス素子を備えた電子制御導波器アレーアンテナ装置よりも非線形歪をより良く抑圧することを定量的に示す。非線形問題は、一般にシミュレーションにより数値的に解かれるが、シミュレーション法の使用によって問題を物理的に見極めることは困難である。解析的な方法は問題のより良い理解を与えることができるが、明らかに簡単な非線形回路であっても、その解析的な複雑性は完全な解を得ることを困難にする。ゆえに、本実施形態では、逆方向で直列に接続された１対の可変容量ダイオードを含む非線形回路を解析するために摂動法を用いる。
【００３８】
図１３の可変容量ダイオード１４において、バイアス電圧ｖの高周波励振によって当該可変容量ダイオード１４を流れる電流（ｉ_ｓｖ）は、次式によって決定可能である。
【００３９】
【数４】

【００４０】
ここで、Ｃは可変容量ダイオード１４の接合容量（すなわち、可変容量）であって、所定の印加電圧対接合容量特性を有する。数４における接合容量Ｃは、次式のように、印加される印加電圧ｖに対して、少なくとも２次の関数である非線形性を有する量として定義される。
【００４１】
【数５】
Ｃ＝Ｃ_０＋δＣ_１ｖ＋δ^２Ｃ_２ｖ^２
【００４２】
ここで、係数Ｃ_ｉ（ｉ＝０，１，２）は、可変容量ダイオード１４の印加電圧対接合容量特性で決定される実数の定数であり、δはバイアス電圧の摂動指数を示す。本実施形態では、接合容量Ｃの定義式において保持する項をＯ（δ^２）（すなわち、δ^２に比例するオーダー）までとし、高次の項は無視できるほど十分に小さいと仮定している。バイアス印加電圧ｖを、次式のような形態の励振であるものとする。
【００４３】
【数６】
ｖ＝ｖ_０ｃｏｓωｔ
【００４４】
ここで、ｖ_０は高周波励振信号の電圧の振幅であり、ωはその周波数である。数６を数５に代入し、かつ余弦の２乗や積に対して公知の三角関数の倍角公式を適用することによって、次式が得られる。
【００４５】
【数７】

【００４６】
数７より、従来技術の単一の可変容量ダイオード１４のときの３次高調波の振幅を、次式のように表す。
【００４７】
【数８】

【００４８】
数７から、図１３のような単一の可変容量ダイオード１４を用いた場合には、基本波（ω）、２次高調波（２ω）及び３次高調波（３ω）が存在することが分かる。従って、従来技術の可変リアクタンス素子では、２次高調波歪や３次高調波歪のような非線形歪が生じるという問題点があった。
【００４９】
一方、図１において、可変容量ダイオード１４ａの容量をＣ_ａとし、可変容量ダイオード１４ｂの容量をＣ_ｂとする。逆方向で直列に接続された１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの全体の回路に振幅ｖ_０及び周波数ωの電圧を印加するとき、図１の構成によれば、明らかに下記のような関係式を得ることができる。
【００５０】
【数９】

【数１０】
ｖ_ａ−ｖ_ｂ＝ｖ＝ｖ_０ｃｏｓωｔ
【００５１】
ここで、ｉ_ＡＳＶＰは逆方向で直列に接続された可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂを流れる高周波電流であり、ｖ_ａとｖ_ｂはそれぞれ可変容量ダイオード１４ａ及び１４ｂに印加される電圧である。
【００５２】
図１のように逆方向で直列に接続された可変容量ダイオード１４ａ及び１４ｂの場合、容量Ｃ_ａ及びＣ_ｂの印加電圧対接合容量特性は、印加電圧の摂動指数δを用いて、次式のように定義される。
【００５３】
【数１１】
Ｃ_ａ＝Ｃ_０＋δＣ_１ｖ_ａ＋δ^２Ｃ_２ｖ_ａ ^２
【数１２】
Ｃ_ｂ＝Ｃ_０＋δＣ_１ｖ_ｂ＋δ^２Ｃ_２ｖ_ｂ ^２
【００５４】
数学的に、数１０、１１及び１２を数９に代入することによって、次式を得る。
【００５５】
【数１３】

【００５６】
ここで、電圧ｖ_ａは次式で定義され、すなわち、非摂動成分ｖ_ａ０と摂動成分δｖ_ａ１，ｖ_ａ２との和と定義される。
【数１４】
ｖ_ａ＝ｖ_ａ０＋δｖ_ａ１＋δ^２ｖ_ａ２
【００５７】
数１４を数１３に代入し、この等式を摂動指数δで展開すると、摂動指数δを含まない項について数１５を得て、１次の摂動指数δを含む項について数１６を得る。
【００５８】
【数１５】

【数１６】

【００５９】
明らかに、数１５の解は次式になる。
【００６０】
【数１７】

【００６１】
この結果は、摂動がないとき、逆方向で直列に接続された各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂが、逆方向で直列に接続された各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの全体の回路に印加される高周波電圧のちょうど半分を印加されるということを意味している。数１６は、数１７を数１６に代入することによって解かれ、次式が得られる。
【００６２】
【数１８】

【００６３】
同様に、ｄｖ_ａ２／ｄｔ＝０及びｖ_ａ２＝Ｄ（定数）が求められる。最後に、これら及び数１７及び数１８を数９に代入して、高周波電流ｉ_ＡＳＶＰを得る。
【００６４】
【数１９】

【００６５】
明らかに、数１９は基本波（ω）と、２次高調波（２ω）と、３次高調波（３ω）を含む。しかしながら、２次高調波（２ω）はδ^３に比例して、基本波や３次高調波よりも十分に小さいことがわかる。これは、互いに逆方向で直列に接続された１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの配置を用いる限り、２次高調波歪は、逆相となることによって常に相殺されることを意味している。数１９によれば、３次高調波歪は次式の大きさを有する。
【００６６】
【数２０】

【００６７】
当該電子制御導波器アレーアンテナ装置を製造するときに用意された多数の可変容量ダイオードから、可変リアクタンス回路のための可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂを選択するとき、３次高調波歪の大きさを最小化するために、上記数２０で表された規範関数が実質的に最小となるような可変容量ダイオードを選択して用いることが好ましい。なお、具体的には、上記多数の可変容量ダイオードについて、コントローラによりそれぞれ制御される、バイアス電圧を各可変容量ダイオードに印加する直流電圧源と、キャパシタンス測定器を接続し、バイアス電圧を変化してキャパシタンスの測定を行って印加電圧対接合容量特性を測定した後、δ＝０の数５を用いて例えば最小二乗法を用いて、パーソナルコンピュータなどのデジタル計算機により各可変容量ダイオードの定数Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を計算してかつ上記数２０のうちの規範関数の値（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）を計算してメモリに格納し、この値が最小である可変容量ダイオードを選択して用いる。ここで、選択して用いる可変容量ダイオードは好ましくは互いに実質的に同一の印加電圧対接合容量特性を有することが好ましい。さらに、最も好ましくは、数２０をゼロに設定することにより、３次高調波歪をゼロにすることができ、そのときの条件は次式の通りであり、数２１を満たす可変容量ダイオードを選択することが好ましい。
【００６８】
【数２１】
３Ｃ_１ ^２＝２Ｃ_０Ｃ_２
【００６９】
以上説明したように、本実施形態によれば、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる各可変リアクタンス素子１２として、各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂが、好ましくは実質的に同一の印加電圧対可変容量特性を有し、互いに逆方向で接続された１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂを用い、印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記各可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子１４ａ，１４ｂとして選択することにより、２次高調波歪を含む偶数次高調波歪や、３次高調波歪などの非線形歪を、従来技術に比較して大幅に抑圧することができる。
【００７０】
なお、１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの印加電圧対可変容量特性が互いに異なるときは、各特性の係数定数Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２のそれぞれの平均値を計算し、それらの計算値に基づいて、上記規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子１４ａ，１４ｂを選択してもよい。
【００７１】
＜第２の実施形態＞
図２は、本発明に係る第２の実施形態であり、電子制御導波器アレーアンテナ装置で用いる、いわゆる平衡型非励振素子と呼ばれるダイポール型非励振素子Ａ１２の構成を示す回路図である。この実施形態においては、図１１の各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる可変リアクタンス素子１２として、各回路群６１，６２が２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｃ又は１４ｂ，１４ｄを並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群６１，６２が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴としている。なお、各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄは、好ましくは、実質的に同一の印加電圧対接合容量特性を有する。
【００７２】
図２のダイポール型非励振素子Ａ１２においては、アンテナ素子１３ａの一端は２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｃの各カソードに接続されるとともに、抵抗１５ａを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｃの各アノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。これら２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｃにより回路群６１を構成している。一方、他方のアンテナ素子１３ｂの一端（アンテナ素子１３ａ側に位置する）は２つの可変容量ダイオード１４ｂ，１４ｄの各カソードに接続されるとともに、抵抗１５ｂを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、２つの可変容量ダイオード１４ｂ，１４ｄの各アノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。これら２つの可変容量ダイオード１４ｂ，１４ｄにより回路群６２を構成している。
【００７３】
当該電子制御導波器アレーアンテナ装置を製造するときに用意された多数の可変容量ダイオードから、可変リアクタンス回路の回路群６１，６２のための可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄを選択するとき、３次高調波歪の大きさを最小化するために、上記数２０で表された規範関数が実質的に最小となるような可変容量ダイオードを選択して用いることが好ましい。また、最も好ましくは、数２０をゼロに設定することにより、３次高調波歪をゼロにすることができ、そのときの条件は上記数２１の通りである。なお、複数の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄの印加電圧対可変容量特性が互いに異なるときは、各特性の係数定数Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２のそれぞれの平均値を計算し、それらの計算値に基づいて、上記規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄを選択してもよい。
【００７４】
第２の実施形態においては、図１の可変容量ダイオード１４ａに図２の回路群６１が対応し、可変容量ダイオード１４ｂに回路群６２が対応しているので、数２０の３次高調波歪の大きさＨＤ_{３；ＡＳＶＰ}において、定数Ｃ_０、Ｃ_１及びＣ_２の代わりに定数２Ｃ_０、２Ｃ_１及び２Ｃ_２を代入することによって、図２の可変リアクタンス素子の３次高調波歪の大きさＨＤ_{３；ＡＳＶＰ}を計算することができる。この３次高調波歪の大きさＨＤ_{３；ＡＳＶＰ}を、従来技術の３次高調波歪の大きさＨＤ_３；ＳＶ（数８）で除算することによって、図２の実施形態の、３次高調波歪の抑圧における従来技術に対する改善を、次式のごとく示すことができる。
【００７５】
【数２２】

【００７６】
なお、数２２において、Ｃ_１＝０のとき、改善は約−１２ｄＢ（＝２０・ｌｏｇ（１／４））となる。
【００７７】
以上説明したように、本実施形態によれば、図１１の各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる可変リアクタンス素子１２として、各回路群６１，６２が２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｃ又は１４ｂ，１４ｄを並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群６１，６２が互いに逆方向で接続されて構成されたので、第１の実施形態と同様に、２次高調波歪や３次高調波歪などの非線形歪を抑圧することができる。また、各回路群６１，６２で可変容量ダイオードが並列に接続されているので、大きな電流に対して耐えられる大電力用の電子制御導波器アレーアンテナ装置を提供できる。
【００７８】
以上の実施形態においては、各可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄの各アノードは互いに接続されているが、本発明はこれに限らず、少なくとも、可変容量ダイオード１４ａのアノードと、可変容量ダイオード１４ｂのアノードとを接続して、その接続点を抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続する一方、可変容量ダイオード１４ｂのアノードと、可変容量ダイオード１４ｄのアノードとを接続して、その接続点を別の抵抗１５ｄ（図示せず。）を介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続するようにしてもよい。
【００７９】
＜第３の実施形態＞
図３は、本発明に係る第３の実施形態であり、電子制御導波器アレーアンテナ装置で用いる、いわゆる平衡型非励振素子と呼ばれるダイポール型非励振素子Ａ１３の構成を示す回路図である。この実施形態では、図１１の各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる可変リアクタンス素子１２として、各回路群７１，７２が４個の可変容量ダイオード３１乃至３４又は４１乃至４４を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群７１，７２が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴としている。なお、各可変容量ダイオード３１乃至３４及び４１乃至４４は、好ましくは、実質的に同一の印加電圧対接合容量特性を有する。
【００８０】
図３のダイポール型非励振素子Ａ１３においては、各２つの可変容量ダイオード（３１，３２）、（３３，３４）、（４１，４２）及び（４３，４４）が互いに同一方向で直列に接続されている。すなわち、可変容量ダイオード３１のアノードが可変容量ダイオード３２のカソードに接続され、可変容量ダイオード３３のアノードが可変容量ダイオード３４のカソードに接続されるとともに、可変容量ダイオード４１のアノードが可変容量ダイオード４２のカソードに接続され、可変容量ダイオード４３のアノードが可変容量ダイオード４４のカソードに接続される。ここで、アンテナ素子１３ａの一端は２つの可変容量ダイオード３１，３３の各カソードに接続されるとともに、抵抗１５ａを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、２つの可変容量ダイオード４１，４３の各アノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。そして、４つの可変容量ダイオード３１乃至３４により回路群７１を構成している。一方、他方のアンテナ素子１３ｂの一端（アンテナ素子１３ａ側に位置する）は２つの可変容量ダイオード４１，４３の各カソードに接続されるとともに、抵抗１５ｂを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ＋に接続される。また、２つの可変容量ダイオード４２，４４の各アノードは抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続される。そして、４つの可変容量ダイオード４１乃至４４により回路群７２を構成している。
【００８１】
当該電子制御導波器アレーアンテナ装置を製造するときに用意された多数の可変容量ダイオードから、可変リアクタンス回路の回路群７１，７２のための可変容量ダイオード３１乃至３４及び４１乃至４４を選択するとき、３次高調波歪の大きさを最小化するために、上記数２０で表された規範関数が実質的に最小となるような可変容量ダイオードを選択して用いることが好ましい。また、最も好ましくは、数２０をゼロに設定することにより、３次高調波歪をゼロにすることができ、そのときの条件は上記数２１の通りである。なお、複数の可変容量ダイオード３１乃至３４及び４１乃至４４の印加電圧対可変容量特性が互いに異なるときは、各特性の係数定数Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２のそれぞれの平均値を計算し、それらの計算値に基づいて、上記規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子３１乃至３４及び４１乃至４４を選択してもよい。
【００８２】
以上説明したように、本実施形態によれば、図１１の各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に用いる可変リアクタンス素子１２として、各回路群７１，７２が４個の可変容量ダイオード３１乃至３４又は４１乃至４４を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群７１，７２が互いに逆方向で接続されて構成されているので、第１及び第２の実施形態と同様に、２次高調波歪や３次高調波歪などの非線形歪を抑圧することができる。また、各回路群７１，７２で可変容量ダイオードが直列にかつ並列に接続されているので、大きな電流及び高い電圧に対して耐えられる大電力用の電子制御導波器アレーアンテナ装置を提供できる。
【００８３】
以上の実施形態においては、各可変容量ダイオード３２，３４，４２，４４の各アノードは互いに接続されているが、本発明はこれに限らず、少なくとも、可変容量ダイオード３２のアノードと、可変容量ダイオード４２のアノードとを接続して、その接続点を抵抗１５ｃを介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続する一方、可変容量ダイオード３４のアノードと、可変容量ダイオード４４のアノードとを接続して、その接続点を別の抵抗１５ｄ（図示せず。）を介してコントローラ２０の直流バイアス印加端子Ｖｃ−に接続するようにしてもよい。
【００８４】
また、可変容量ダイオード３１と可変容量ダイオード３２との接続点５１と、可変容量ダイオード３３と可変容量ダイオード３４との接続点５１とを互いに接続し、かつ可変容量ダイオード４１と可変容量ダイオード４２との接続点５３と、可変容量ダイオード４３と可変容量ダイオード４４との接続点５４とを互いに接続してもよい。
【００８５】
第３の実施形態においては、各回路群７１又は７２で、４つの可変容量ダイオードを用いているが、本発明はこれに限らず、４つの以上の複数の可変容量ダイオードを備えて、下側の回路群７１と、上側の回路群７２の各回路が互いに同一の回路構成となるように構成してもよい。
【００８６】
＜第４の実施形態＞
図４は、本発明に係る第４の実施形態であるアレーアンテナ装置１００ａの構成を示す斜視図、及びそれに用いる可変リアクタンス回路の構成を示す回路図であって、図４（ａ）は従来例に係る単一バラクタ型（ＳＶ）の可変リアクタンス回路を示す回路図であり、図４（ｂ）は実施例に係る逆直列型バラクタ型（ＡＳＶＰ）の可変リアクタンス回路を示す回路図である。
【００８７】
この実施形態に係るアレーアンテナ装置１００ａは、電子制御導波器アレーアンテナ装置であって、励振素子Ａ１０としてスリーブアンテナを用い、その励振素子Ａ１０を等間隔で囲むように、例えば可撓性のポリイミド又はテフロン（登録商標）にてなる円筒形状の誘電体フィルム８０が設けられ（すなわち励振素子Ａ０は円筒の軸上に位置する。）、その誘電体フィルム８０の外周上に、各非励振素子のアンテナ素子１３ａ，１３ｂが互いに上記円筒軸を中心として６０度の角度の位置に、かつアンテナ素子１３ａ，１３ｂの長手方向が上記円筒軸と平行となるように、プリント配線の印刷方法により形成されている。なお、誘電体フィルム８０の外側の表面を、保護用の透明なプラスチックカバー（図示せず。）で被覆している。また、アレーアンテナ装置１００ａからの電磁エネルギーの放射に影響を与えないようにするため、プラスチックカバーの、各アンテナ素子１３ａ，１３ｂ上に位置する部分に矩形の穴を設けている。このように誘電体フィルム８０上にプリントされた各非励振素子を備えるアレーアンテナ装置１００ａの構成によって、軽量なアンテナ装置を製造することができ、また、そのようなアンテナ装置の大量生産が容易になる。
【００８８】
さらに、各非励振素子のアンテナ素子１３ａ，１３ｂが互いに近接する、各励振素子の中央部において、可変リアクタンス回路が誘電体フィルム８０上に設けられる。図４（ａ）の従来例では、１つの可変容量ダイオード１４を備えた単一バラクタ型（ＳＶ）の可変リアクタンス回路が設けられる。ここで、アンテナ素子１３ａの一端は可変容量ダイオード１４のカソードに接続されるともに、抵抗１７ａを介してバイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔを有する直流バイアス電源（図示せず。）に接続される。バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔで制御される各可変容量ダイオード１４は、アレーアンテナの指向性ビームを３６０゜の方位角でステアリングして、アンテナ性能を変化させる。さらに、抵抗１７ａの、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔに接続された側の端子は、１ｐＦ等の小さな容量を有するキャパシタ１８を介して接地され、フィードバック制御応答の性能低下を回避することを可能にする。また、アンテナ素子１３ｂの一端は可変容量ダイオード１４のアノードに接続されるともに、抵抗１７ｂを介して接地される。
【００８９】
一方、図４（ｂ）の実施例では、４つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄを備えた逆直列バラクタ型（ＡＳＶＰ）の可変リアクタンス回路が設けられる。ここで、アンテナ素子１３ａの一端は可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの各アノードに接続されるともに、抵抗１７ｃを介して接地される。一方、アンテナ素子１３ｂの一端は可変容量ダイオード１４ｃ，１４ｄの各アノードに接続されるとともに、抵抗１７ｂを介して接地される。さらに、可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄの各カソードはともに接続されて、各可変容量ダイオード１４上の高周波電流が適応制御型コントローラ２０へ漏れて戻ることを防止するための抵抗１７ａを介して、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔを有する直流バイアス電源（図示せず。）に接続される。抵抗１７ａは、直流と無線周波信号との効果的な減結合のために十分な高いＲＣ時定数を有する必要がある。逆バイアス電圧を印加された可変容量ダイオード１４では直流の電流消費量がゼロであることから、抵抗１７ａには、１０ｋΩ等の高い抵抗を利用することが可能である。バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔで制御される各可変容量ダイオード１４は、アレーアンテナの指向性ビームを３６０゜の方位角でステアリングして、アンテナ性能を変化させる。さらに、抵抗１７ａの、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔに接続された側の端子は、１ｐＦ等の小さな容量を有するキャパシタ１８を介して接地され、フィードバック制御応答の性能低下を回避することを可能にする。ゆえに、高いＲＣ時定数は高周波電磁解析をバイアス回路から分離するので、各非励振素子の設計に際しては可変容量ダイオードのみが考慮される必要がある。
【００９０】
ＡＳＶＰ型の可変リアクタンス素子はＳＶ型と同じ接合容量を有するが、１個の可変容量ダイオード当たりの高周波電流及び高周波電圧は、ＳＶ型のそれの半分である（図４参照）。ゆえに、可変容量ダイオードに印加される高周波電流が同じであるときは、ＡＳＶＰ型のダイポール型非励振素子への高周波電流はＳＶ型の場合の２倍になる。このことは、解析的に、ＡＳＶＰ型が、ＳＶ型に比べて、高周波電力における１２ｄＢの歪に耐えなければならないことを意味する。さらに、理想的には、ダイポール型非励振素子の上部及び下部の構成要素が同じ振幅で逆の位相にあるために、偶数次の高調波歪は相殺されることが期待される。
【００９１】
＜第５の実施形態＞
本実施形態では、図１乃至図３のダイポール型非励振素子Ａ１１，Ａ１２及びＡ１３と、図４のアレーアンテナ装置１００において用いられる各可変容量ダイオードとして、半導体製造装置で製造された複数の可変容量ダイオードから最適なものを選択してアレーアンテナを設計するための別の方法を示す。本実施形態では、第１の実施形態において説明された、可変容量ダイオードから発生する３次高調波歪を抑圧するための条件式（数２１）をさらに変形する。
【００９２】
印加電圧対接合容量特性が非線形である可変容量ダイオードのキャパシタの小信号電流は、電荷ｑの時間による導関数である。従って、当該可変容量ダイオードの印加電圧ｖに対する電荷量ｑの特性を表す関数をｆ_Ｑ（ｖ）とおくと、次式を得ることができる。
【００９３】
【数２３】

【００９４】
ここで、印加電圧ｖの向きは可変容量ダイオードのｐｎ接合の順方向になるように取っている。すなわち、順方向の印加電圧ｖは正の電圧となり、逆方向の印加電圧ｖは負の電圧となる。また、ｖ_１は、可変容量ダイオードに印加されるある所定のバイアス電圧値を表し、さらに次の表記を用いた。
【００９５】
【数２４】

【数２５】

【数２６】

【００９６】
数２４乃至数２６を数２１に代入することによって、次のような微分方程式を得ることができる。
【００９７】
【数２７】

【００９８】
さらに、数２７を解くことによって、次式を得る。
【００９９】
【数２８】

【０１００】
ここで、Ａ及びＢは所定の定数であって、Ａ＞０，（Ｂ−ｖ）＞０を満たす。数２８の容量Ｃ（ｖ）及び電圧ｖは、容量Ｃ（ｖ）が電圧（Ｂ−ｖ）の−１／２乗に比例しているという関係を示しているので、このことは、非特許文献２で定義された可変容量ダイオードの感度ｓ（ｖ）が１／２であるということを意味する。ここで、可変容量ダイオードの感度ｓ（ｖ）は、バイアス電圧に対する容量の変動を示すものであり、次式で定義される（非特許文献２の１１５頁参照）。
【０１０１】
【数２９】

【０１０２】
上記数２９から明らかなように、感度ｓが大きくなるにつれて、バイアス印加電圧ｖに対する容量の変化は大きくなる。ここで、感度ｓ（ｖ）が１／２であるとき、可変容量ダイオードのドーピングプロファイルは階段型ｐ−ｎ接合である。従って、ＡＳＶＰ型の可変リアクタンス回路に用いられている可変容量ダイオードが、実質的に理想的な階段型ｐ−ｎ接合を備えているかぎり、３次高調波歪は完全に除去されると結論づけることができる。
【０１０３】
以上説明したように、数５の印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、数２８のように、所定の定数Ｃから印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する、印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有する可変リアクタンス素子を上記各可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択することにより、３次高調波歪のような非線形歪を実質的に完全に除去し、又は少なくとも従来技術に比較して大幅に抑圧することができる。
【０１０４】
【実施例】
従来技術の項で上述したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置を実用化する上で解決すべき課題の１つに可変容量ダイオードの高周波非線形性がある。電子制御導波器アレーアンテナ装置を高出力の送信アンテナとして用いる場合には可変容量ダイオードの高周波非線形性に起因して高調波歪が発生する可能性がある。ここでは、被測定アンテナ装置として、第４の実施形態に係るフィルム型アレーアンテナ装置１００ａを用いてその高周波非線形歪の測定及びその結果について以下に説明する。なお、アンテナの送信波測定は遠方界測定ではなく、小型電波暗箱９０による極近傍界（リアクティブ界）測定により測定コストと時間を大幅に節減したことを特徴としている。
【０１０５】
この実験で用いる、第４の実施形態における可変容量ダイオード１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄは、株式会社東芝製１ＳＶ２８７型可変容量ダイオードであり、零バイアス時に８ｐＦの容量を有し、０．５Ｖのバイアス電圧で９ｐＦの容量を有し、２０．０Ｖの逆バイアス電圧で０．７ｐＦの容量を有する。また、可変容量ダイオードが耐えうる最大の逆電圧は３０．０Ｖであり、その直列抵抗は１．９Ωである。可変容量ダイオードの接合容量は、逆バイアス電圧２０．０Ｖ乃至順バイアス電圧０．５Ｖの直流電圧によって制御される。このときのリアクタンス値は、当該可変容量ダイオードの仕様書によると、６．９Ωから９１．５Ωまでほぼ線形に変化する。
【０１０６】
この実験では、図４（ａ）及び（ｂ）に示す単一バラクタ型（ＳＶ）と逆直列バラクタ型（ＡＳＶＰ）の可変リアクタンス回路を備えたアレーアンテナ装置１００ａを被測定アンテナ装置として用い、以下、前者をＳＶ型のアレーアンテナ装置１００ａといい、後者をＡＳＶＰ型のアレーアンテナ装置１００ａという。ＡＳＶＰ型はＳＶ型と同じく１個分の可変容量ダイオードの接合容量を有するが、可変容量ダイオード１個に生じる高周波電流と高周波電圧はともにＳＶ型の半分である。従って、可変容量ダイオードに流れる高周波電流を同じとした場合、各非励振素子のダイポールに流れる高周波電流はＡＳＶＰ型はＳＶ型の２倍になる。すなわち、ＡＳＶＰ型はＳＶ型に比べ高周波電力で１２ｄＢの耐歪能力が期待される。また、各ダイポール型非励振素子の上の偶数次歪成分は、理想的にはダイポール型非励振素子の上側と下側の部分の振幅が同じで位相が逆のため、２次高調波歪が互いに打ち消す効果も期待できる。
【０１０７】
図５は、本発明に係る実験の実施例で用いる、アレーアンテナ装置１００ａを収容した小型電波暗箱９０を示す縦断面図である。図５に示すように、小型電波暗箱９０は６３０ｍｍ×６３０ｍｍ×６３０ｍｍの寸法を有し、その６つの内面において電波吸収体９１が装着され、この電波吸収体９１は、先鋭な先端部を有するピラミッド形状を繰り返してなる形状を有し、その材料はポリウレタンフォームにカーボンを含浸させたものである。この小型電波暗箱９０の中央部に、アレーアンテナ装置１００ａが位置するように支持部材９３により支持される。さらに、日本電気真空硝子（株）製ＣＰ−２Ｓ型の低擾乱多層基板型磁界プローブ９２を用いて、その検出先端を非励振素子の中央部（アンテナ素子１３ａ，１３ｂが互いに近接する部分であって、可変リアクタンス回路が形成された部分）に接触しないように所定の近接距離ｄ＝０．０５ｍｍで近接配置させ、アンテナの極近傍界（磁界）を測定し、その測定出力信号を図６に示すスペクトラムアナライザ１０７に入力する。従って、アンテナの極近傍界（磁界）は可変リアクタンス回路付近で流れる高周波電流に実質的に比例した値を示し、当該磁界の測定出力信号の周波数スペクトラムを観測することで高周波電流の基本波や高調波成分の電力レベルを測定できる。この実施例では、低擾乱探針磁界プローブ９２と、小型電波暗箱９０による極近傍界測定技術により実験コストの大幅削減を図っている。
【０１０８】
本発明人らによって開発され、第４の実施形態の実施例において用いられた小電波暗箱（例えば、非特許文献３などを参照。）は、大型の電波暗室で得られるものと同様の正確な測定値を得ることが証明されているので、図５では、従来の大型の電波暗室ではなく小型電波暗箱９０において低干渉の磁界プローブ９２を使用してアレーアンテナ装置１００ａの極近傍界が測定される。極近傍界測定システムの優位点の１つは、通常は電波暗室の内部に設置されるポジショナ等の測定計器からの反射がほとんどないことにある。さらにわれわれは、従来のフレネセン（Frenesen）領域の近傍界測定とは大幅に異なる極近傍界測定技術に基づいて小型電波暗箱９０を開発した。測定用アンテナを使用する代わりに、素子の極近傍界の電流を検出する磁界プローブ９２を使用する。従って、磁界プローブ９２と被測定アンテナとの距離は極めて近い。実際に、本実施形態のために行った測定では、磁界プローブ９２は、アンテナ装置に対して、磁界プローブ９２の先端から可変リアクタンス素子までの距離が０．０５ｍｍの場所で配置されている。上述の優位点に加えて、小型電波暗箱９０は、従来の測定計器と同様に効果的に使用することができる。すなわち、移動が容易で机上での使用に便利である。この極近傍界測定技術は、実験にかかる時間と費用を大幅に低減させる。
【０１０９】
図６は高調波歪の測定を行う測定回路のブロック図である。
【０１１０】
図６の測定回路において、高周波信号発生器１０１から送信した高周波信号を、高周波電力増幅器（増幅度２０ｄＢ，１ｄＢ利得圧縮点＋２８ｄＢｍ）１０２を用いて増幅した後、２つのアイソレータ１０３，１０５と２つの帯域通過フィルタ１０４，１０６を通過させてアレーアンテナ装置１００ａの励振素子Ａ１０の給電点（高周波端子）に入力する。ここで、アイソレータ１０３，１０５を挿入する目的は回路上の定在波及び高調波などのスプリアスを除去するためである。高周波電力増幅器１０２の非線形性で生じる高調波を抑えるために、２つのバンドパスフィルタ（中心周波数：２．４５０ＧＨｚ，バンド幅：１５０ＭＨｚ）１０４，１０６を用いた。さらに、図５で示した磁界プローブ９２を用いて検出したアレーアンテナ装置１００ａの極近傍界からアンテナの基本波、２次高調波及び３次高調波の信号電力レベルをスペクトラムアナライザ１０７で観察する。この実施例において用いるアレーアンテナ装置１００ａの非励振素子はすべて同一であるため、その中の任意の１個を代表として測定する。表１に高調波歪を測定するときのパラメータを示す。
【０１１１】
【表１】

【０１１２】
表１は、高調波歪の測定に使用されるパラメータを示す。測定されるアレーアンテナ装置１００ａの可変リアクタンス素子の構成は、ＳＶ型とＡＳＶＰ型であり、その動作周波数は２．４８４ＧＨｚである。６つの各可変リアクタンス素子には、−０．５Ｖ，０Ｖ，５Ｖ，１０Ｖ，１５Ｖ及び２０Ｖのバイアス電圧が等しく印加される。
【０１１３】
図７及び図８は図６の測定回路による測定結果の一例であって、図７は、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝−０．５Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力Ｐ_ｉｎの変化に対する、ＳＶ及びＡＳＶＰ型両方のアレーアンテナ装置の基本波（ｆ＝２．４８４ＧＨｚ）、２次高調波（２ｆ＝４．９６８ＧＨｚ）、及び３次高調波（３ｆ＝７．４５２ＧＨｚ）の相対出力電力を示すグラフであり、図８は、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝２０Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力Ｐ_ｉｎの変化に対する、基本波、２次高調波、及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。
【０１１４】
図７及び図８から、基本波の出力電力のレベルはＳＶ型もＡＳＶＰ型も実質上同じであるが、ＡＳＶＰ型の２次及び３次高調波の出力電力のレベルは、バイアス電圧の違いに関わらず、ＳＶ型のそれより低いということは明らかである。これらの結果は、２次及び３次高調波の相対出力電力を示す曲線の傾きがそれぞれ、ＳＶ型及びＡＳＶＰ型共に基本波の場合のほぼ正確に２倍及び３倍であることから、かなり信頼度が高いものと考えられる。
【０１１５】
図９及び図１０は図６の測定回路による測定結果であって、図９は、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝−０．５Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力Ｐ_ｉｎの変化に対する、基本波に対する２次及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフであり、図１０は、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝２０Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力Ｐ_ｉｎの変化に対する、基本波に対する２次及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。図９及び図１０は、図７及び図８に対応する２つの異なるバイアス電圧（−０．５Ｖ及び２０Ｖ）での、ＳＶ型及びＡＳＶＰ型の２次及び３次高調波の出力レベルから基本波の出力レベルを減算することによって取得される出力レベルの差を示す。
【０１１６】
また、図９及び図１０には、解析的な結果を測定結果と比較するために、ＳＶのときの３次高調波の相対出力電力に対する１２ｄＢの改善を示す曲線を描き込んでいる。図９は、ＳＶ型であっても無線ＬＡＮの基準のスプリアス条件（＠Ｐ_ｏｕｔ＜１Ｗのとき、−１６ｄＢｍ以下）を満たすために十分であることを示している（例えば、非特許文献４を参照。）。ＡＳＶＰ型では、＋２５ｄＢｍの入力電力Ｐ_ｉｎ（３１６ｍＷ）において、２次及び３次高調波レベルは−８０ｄＢｃ未満に抑圧されている。ＡＳＶＰの設計を利用することによって、−０．５Ｖと２０Ｖのバイアス電圧で、２次及び３次高調波歪の約２０ｄＢと１２ｄＢの非線形な抑圧をそれぞれ取得することができる。ＡＳＶＰ型の２次高調波は、前述された理論上の結果のようにゼロではないが、ＡＳＶＰ型を実際に使用することは十分に満足できるものである。他のバイアス電圧の場合も測定され、その結果は表２にまとめられている。先の２つのバイアス電圧の例と同様に、他の異なるバイアス電圧によっても２次及び３次高調波歪に対して約２０ｄＢと１２ｄＢの改善が達成された。従って、ＡＳＶＰ型は、こうした非線形歪を効果的に抑圧することができるので、より低い非線形歪が要求される場合には優秀な候補になると結論できる。
【０１１７】
【表２】

【０１１８】
以上説明したように、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの設計方法によれば、可変容量ダイオードに印加するバイアス電圧を変化させることによって指向特性を制御する電子制御導波器アレーアンテナ装置において、可変容量ダイオードの非線形性に起因して発生する２次高調波歪、３次高調波歪などの非線形歪を、従来技術に比較して大幅に抑圧することができる。本実施形態では、最近開発された軽量のフィルム型アレーアンテナ装置１００ａにおける可変容量ダイオード回路の高周波非線形性から生じる高調波歪について実験的に調査した。実験にかかる時間と費用を大幅に低減するため、小型電波暗箱９０内部で低干渉プローブ９２を使用する極近傍界測定技術を利用した。歪を抑圧するものとして、ＡＳＶＰ型を用いて設計された、新規な可変容量ダイオード回路が提案された。ＡＳＶＰ型のアレーアンテナ装置１００ａは、ＳＶ型の場合よりも非常に小さい非線形歪を生成した。特に、２次及び３次高調波は、ＳＶ型のアレーアンテナ装置のレベルに対してそれぞれ約２０ｄＢ及び１２ｄＢより大きく低減された。−０．５Ｖのバイアス電圧では、ＡＳＶＰ型の２次及び３次高調波出力レベルは、＋２５ｄＢｍ（３１６ｍＷ）の高い入力電力Ｐ_ｉｎのときに、−８０ｄＢｃよりも良好であった。
【０１１９】
＜変形例＞
なお、以上の実施形態で用いられるアレーアンテナ装置は、送信用に用いてもよいし、受信用に用いてもよい。
【０１２０】
また、３次高調波歪の大きさ（数２０）及び３次高調波歪を抑圧するための条件式（数２１）を導出したのと同様の方法を用いて、３次相互変調歪（ＩＭ３）の表現式を得ることもでき、さらに、３次相互変調歪を抑圧するための条件式を導出することもできる。
【０１２１】
図１乃至図４を参照して説明した可変リアクタンス回路は、電子制御導波器アレーアンテナ装置のために用いているが、本発明はこれに限らず、以下のような電子回路に用いてもよい。
（１）入力される電圧に応じて上記可変リアクタンス回路の容量値を変化することにより発振周波数を変化させる電圧制御型発振器。
（２）入力される電圧に応じて上記可変リアクタンス回路の容量値を変化することにより通過する信号の移相量を変化させる電圧制御型移相器。
（３）入力される電圧に応じて上記可変リアクタンス回路の容量値を変化することにより通過する信号の通過帯域を変化させる電圧制御型フィルタ。
【０１２２】
所定の電子回路を製造するときに用意された多数の可変容量ダイオードから、可変リアクタンス回路のための可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂを選択するとき、３次高調波歪の大きさを最小化するために、上記数２０で表された規範関数が実質的に最小となるような可変容量ダイオードを選択して用いることが好ましい。なお、具体的には、上記多数の可変容量ダイオードについて、コントローラによりそれぞれ制御される、バイアス電圧を各可変容量ダイオードに印加する直流電圧源と、キャパシタンス測定器を接続し、バイアス電圧を変化してキャパシタンスの測定を行って印加電圧対接合容量特性を測定した後、δ＝０の数５を用いて例えば最小二乗法を用いて、パーソナルコンピュータなどのデジタル計算機により各可変容量ダイオードの定数Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を計算してかつ上記数２０のうちの規範関数の値（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）を計算してメモリに格納し、この値が最小である可変容量ダイオードを選択して用いる。ここで、選択して用いる可変容量ダイオードは好ましくは互いに実質的に同一の印加電圧対接合容量特性を有することが好ましい。さらに、最も好ましくは、上記数２０をゼロに設定することにより、３次高調波歪をゼロにすることができ、そのときの条件は上記数２１の通りであり、当該数２１を満たす可変容量ダイオードを選択することが好ましい。
【０１２３】
すなわち、例えば上記数２１を満たす可変容量ダイオードを用いて可変リアクタンス回路を構成し、これを用いて上記の電子回路を形成することにより、２次高調波歪を含む偶数次高調波歪や、３次高調波歪などの非線形歪を、従来技術に比較して大幅に抑圧することができる可変リアクタンス回路又はそれを用いた電子回路を構成できる。例えば、電子回路として電圧制御型発振器を構成したときは、２次高調波歪を含む偶数次高調波歪や、３次高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧した発振信号を得ることができる。また、例えば、電子回路として電圧制御型移相器を構成したときは、２次高調波歪を含む偶数次高調波歪や、３次高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧した、所定の移相量で移相した後の通過信号を得ることができる。さらに、例えば、電子回路として電圧制御型フィルタを構成したときは、２次高調波歪を含む偶数次高調波歪や、３次高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧した、所定の帯域通過ろ波後の通過信号を得ることができる。
【０１２４】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの設計方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置において、各可変リアクタンス回路は、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えて構成され、印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記各可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択する。ここで、上記互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子は、印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性が互いに実質的に同一である。従って、各可変リアクタンス素子の印加電圧に対する接合容量特性を考慮し、従来技術に比較して、第２高調波歪及び第３高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧することができる。
【０１２５】
また、上記アレーアンテナ装置において、上記各可変リアクタンス回路は、好ましくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成され、もしくは、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成される。従って、２次高調波歪や３次高調波歪などの非線形歪を抑圧することができる。また、各回路群で可変容量ダイオードが並列で、もしくは直列にかつ並列に接続されているので、大きな電流及び／又は高い電圧に対して耐えられる大電力用のアレーアンテナ装置を提供できる。
【０１２６】
さらに、上記アレーアンテナ装置において、上記アレーアンテナの設計方法において、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、好ましくは、所定の定数から印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する上記印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有する。具体的には、上記選択すべき可変リアクタンス素子は、好ましくは、実質的に階段型ｐ−ｎ接合を有する。従って、各可変リアクタンス素子の印加電圧に対する接合容量特性を考慮し、従来技術に比較して、第２高調波歪及び第３高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧することができる。
【０１２７】
また、本発明に係る可変リアクタンス回路又はそれを用いた電子回路によれば、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えた可変リアクタンス回路であって、印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、（３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択して用いる。これによって、従来技術に比較して、第２高調波歪及び第３高調波歪などの非線形歪を大幅に抑圧した可変リアクタンス回路又はそれを用いた電子回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る第１の実施形態である、アレーアンテナ装置で用いるダイポール型非励振素子Ａ１１の構成を示す回路図である。
【図２】 本発明に係る第２の実施形態である、アレーアンテナ装置で用いるダイポール型非励振素子Ａ１２の構成を示す回路図である。
【図３】 本発明に係る第３の実施形態である、アレーアンテナ装置で用いるダイポール型非励振素子Ａ１３の構成を示す回路図である。
【図４】 本発明に係る第４の実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図、及びそれに用いる可変リアクタンス回路の構成を示す回路図であって、図４（ａ）は従来例に係る単一バラクタ型（ＳＶ）の可変リアクタンス回路を示す回路図であり、図４（ｂ）は実施例に係る逆直列型バラクタ型（ＡＳＶＰ）の可変リアクタンス回路を示す回路図である。
【図５】 図４のアレーアンテナ装置１００ａを収容した小型電波暗箱９０を示す縦断面図である。
【図６】 図４のアレーアンテナ装置１００ａの高調波歪の測定を行う測定回路のブロック図である。
【図７】 図６の測定回路による測定結果であって、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝−０．５Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力の変化に対する、基本波、２次高調波、及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。
【図８】 図６の測定回路による測定結果であって、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝２０Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力の変化に対する、基本波、２次高調波、及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。
【図９】 図６の測定回路による測定結果であって、バイアス電圧Ｖ_{ｃｏｎ ｔ}＝−０．５Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力の変化に対する、基本波に対する２次及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。
【図１０】 図６の測定回路による測定結果であって、バイアス電圧Ｖ_ｃｏｎｔ＝２０Ｖを印加したときの、アンテナ入力電力の変化に対する、基本波に対する２次及び３次高調波の相対出力電力を示すグラフである。
【図１１】 従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 従来技術で用いられるダイポール型無給電素子Ａ１０の構成を示す平面図である。
【図１３】 従来技術で用いられる図１２の可変リアクタンス素子１２の一例である可変容量ダイオード１４を示す図である。
【符号の説明】
Ａ０，Ａ１０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
Ａ１１，Ａ１２，Ａ１３…ダイポール型非励振素子、
１１…接地導体、
１２…可変リアクタンス素子、
１３ａ，１３ｂ…アンテナ素子、
１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ…可変容量ダイオード、
１５ａ，１５ｂ，１５ｃ…抵抗、
１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…抵抗、
１８…キャパシタ、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
２２…高周波受信部、
２３…復調器、
３１乃至３４、４１乃至４４…可変容量ダイオード、
５１乃至５４…接続点、
６１，６２，７１，７２…回路群、
８０…誘電体フィルム、
９０…小型電波暗箱、
９１…電波吸収体、
９２…磁界プローブ、
９３…支持部材、
１００ａ…アレーアンテナ装置、
１０１，１１１…高周波信号発生器、
１０２，１１２…高周波電力増幅器、
１０３，１０５，１１３…アイソレータ、
１０４，１０６，１１４…帯域通過フィルタ、
１０７…スペクトラムアナライザ、
１０８…電力合成器、
１０９…低雑音増幅器。

Claims (15)

1. 無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の平衡型非励振素子と、上記複数の平衡型非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス回路とを備え、上記各可変リアクタンス回路のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の平衡型非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの設計方法であって、
   上記各可変リアクタンス回路は、互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えて構成され、
   印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、
   Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、
   （３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記各可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択することを特徴とするアレーアンテナの設計方法。
2. 上記互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子は、互いに実質的に同一の接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの設計方法。
3. 上記各可変リアクタンス回路は、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの設計方法。
4. 上記各可変リアクタンス回路は、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの設計方法。
5. 上記励振素子の周囲に誘電体フィルムを設け、上記誘電体フィルム上に上記複数の平衡型非励振素子を形成したことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの設計方法。
6. 上記選択すべき可変リアクタンス素子は、所定の定数から印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する上記印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの設計方法。
7. 上記選択すべき可変リアクタンス素子は、実質的に階段型ｐ−ｎ接合を有することを特徴とする請求項６記載のアレーアンテナの設計方法。
8. 互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子を備えた可変リアクタンス回路であって、
   印加電圧ｖに対して少なくとも２次の関数であって、
   Ｃ＝Ｃ_０＋Ｃ_１ｖ＋Ｃ_２ｖ^２（ここで、Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２は定数である。）で表される接合容量Ｃの特性をそれぞれ有する複数の可変リアクタンス素子から、
   （３Ｃ_１ ^２／２Ｃ_０−Ｃ_２）である規範関数が実質的に最小となるような可変リアクタンス素子を上記可変リアクタンス回路の可変リアクタンス素子として選択して用いたことを特徴とする可変リアクタンス回路。
9. 上記互いに逆方向で接続された少なくとも１対の可変リアクタンス素子は、互いに実質的に同一の接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする請求項８記載の可変リアクタンス回路。
10. 上記可変リアクタンス回路は、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする請求項８又は９記載の可変リアクタンス回路。
11. 上記可変リアクタンス回路は、各回路群が複数の可変リアクタンス素子を直列にかつ並列に接続された回路にてなる少なくとも１対の回路群が互いに逆方向で接続されて構成されたことを特徴とする請求項８乃至１０のうちのいずれか１つに記載の可変リアクタンス回路。
12. 上記選択すべき可変リアクタンス素子は、所定の定数から印加電圧ｖを減算した値の平方根に逆比例する上記印加電圧ｖに対する接合容量Ｃの特性を有することを特徴とする請求項８乃至１１のうちのいずれか１つに記載の可変リアクタンス回路。
13. 上記選択すべき可変リアクタンス素子は、実質的に階段型ｐ−ｎ接合を有することを特徴とする請求項１２記載の可変リアクタンス回路。
14. 請求項８乃至１３のうちのいずれか１つに記載の可変リアクタンス回路を備えたことを特徴とする電子回路。
15. 上記電子回路は、電圧制御型発振器、電圧制御型移相器、又は電圧制御型フィルタであることを特徴とする請求項１４記載の電子回路。

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