JP2007221523A - アレーアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型にするのに好適なアレーアンテナを提供する。
【解決手段】アレーアンテナを構成するエスパアンテナ１０１において、棒状の給電素子１０２周囲に複数の棒状の無給電素子１０３が平行に配置され、給電素子には通信部１０５から送信すべき電気信号が出力され、複数の無給電素子１０３のそれぞれについて、第１バラクタが接続され、これを介して制御電圧印加部が無給電素子１０３に制御電圧を印加し、無給電素子には、第１バラクタと逆向きに第２バラクタが接続され、第２バラクタにはインダクタンスが接続され、複数の制御電圧印加部により印加される制御電圧を変化させて、送信すべき電気信号による電磁波が放射される指向性を変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、小型にするのに好適なアレーアンテナに関する。

従来から、防災や消防用の移動通信システムにＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯の低い周波数が利用されており、無線通信用に、各種のアンテナが提案されている。

このような技術については、たとえば以下の文献に開示されている。
特開２００１−０２４４３１号公報 F.Kojima，A.Sugata，and M.Fujise，SARDINE: A Dynamic and Autonomous Mobile-Hop Communication Terminal for Customer-Provided Communications on VHF Band，Proc.Itst 2005，pp.353-356，２００５年６月 大平，飯草，電子走査導波器アレーアンテナ，信学論Ｃ，Vol.J87-C，No.1，pp.12-31，２００４年１月 J.Cheng，Y.Kamiya and T.Ohira，Adaptive beamforming of ESPAR antenna based on steepest gradient algorithm，IEICE Trans.Commun.，vol.E84-B，no.7，pp.1790-1800，２００１年７月 飯草，大平，小宮山，ダイポール素子上電流分布を考慮したアレーアンテナの等価ウェイトベクトルモデル，信学論Ｂ，Vol.J87-B，No.12，pp.2038-2050，２００４年１２月 飯草，橋口，大平，エスパアンテナの最急勾配法によるビーム・ヌル形成に関する検討，信学技報，AP2002-27，pp.33-38，２００２年５月 橋口，程，飯草，E.Taillefer，平田，大平，無線アドホックネットワーク用エスパアンテナの設計と試作，信学論Ｂ，Vol.J85-B，No.12，pp.2245-2256，２００２年１２月 Q.Han，K.Inagaki，K.Iigusa，R.Schlub，T.Ohiraand and M.Akaike，Harmonic Distortion Suppression Technique for Varactor-Loaded Parasitic Radiator Antennas，IEICE Trans.On Electronics，Vol.E85-C，pp.2015-2021，No.12，２００２年１２月 Y.Ojiro，H.Kawakami，K.Gyoda and T.Ohira，Improvement of elevation directivity for ESPAR antennas with finite ground plane，IEEE AP-S International Symp.Vol.4，pp.18-21，Boston，２００１年７月

[非特許文献１]には、災害時に基地局が使用できなくなる場合を想定し、その対策として、端末局間をマルチホップするアドホック無線通信システムが開示されている。この移動通信システムでは、無指向性アンテナが用いられている。

アンテナに指向性を持たせることにより、通信距離を延ばし、干渉波の影響を低減することができるが、移動端末局を追尾するためのビーム走査機能が要求される。

ビームを電気的に走査する技術としてフェーズドアレーアンテナがある。しかし、アレー素子間隔は一般に約半波長であるため、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯では、周波数の二乗に反比例した、広いアレー配列スペースが必要となる。これは、素子間隔を狭めると素子間相互結合が強くなってしまい、各素子の励振を各移相器で独立かつ線形に制御できなくなってしまうからである。

一方、[非特許文献２]では、このような素子間相互結合を逆に有効利用して、無給電素子を励振する電子走査導波器アレーアンテナ（以下、適宜「エスパアンテナ」という。）を提案している。この技術では、無給電素子に装荷されるバラクタのリアクタンス値を直流（ＤＣ）電圧で制御することにより、可変指向性を得ている。リアクタンスの可変範囲は周波数に反比例して増加するので、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯では指向性可変能力が向上すると考えられる。

当該文献では、円筒面上に７個の無給電素子を配列した７素子エスパアンテナを開示しているが、その素子配列半径は約４分の１波長である。すなわち、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯では５０ｃｍ程度のアンテナ設置スペースが必要となる。したがって、緊急車両に搭載することは可能ではあるが、交通機関の麻痺を想定すれば、機動性の優れるオートバイへ搭載したり、人が手で持ち歩いたりできるように、さらに小型化を図りたい。

一方で、[特許文献１]では、１以上の任意の整数Ｎについて、１個の高周波給電端子、１本の放射素子、Ｎ本の非励振素子、Ｎ個の可変容量素子、Ｎ個の制御電圧入力端子を備えるアレーアンテナが開示されている。

ここで、放射素子は高周波給電端末に高周波的に接続され、非励振素子は各々可変容量素子に高周波的に接続され、可変容量素子は各々制御電圧入力端子に直流的に接続されている。そして、制御電圧を制御することによって、電子制御可変指向性アンテナとして機能させている。

このようなエスパアンテナについても、小型化技術に対する要望は大きい。また、従来提案されてきたエスパアンテナとは異なる構成とすることによって、適用分野に応じた性能を得たい、との要望もある。

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、小型にするのに好適な電子走査型導波器アレーアンテナを提供することを目的とする。

以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。

本発明の第１の観点に係るアレーアンテナは、棒状の給電素子、給電素子の周囲に、給電素子と平行に配置される複数の棒状の無給電素子、給電素子に送信すべき電気信号を出力する通信部を備える。

そして、複数の無給電素子のそれぞれについて、
（ａ）当該無給電素子に接続される第１のバラクタ、
（ｂ）第１のバラクタを介して当該無給電素子に制御電圧を印加する制御電圧印加部、
（ｃ）当該無給電素子に、第１のバラクタと逆向きに接続される第２のバラクタ、
（ｄ）第２のバラクタに接続されるインダクタンス
をさらに備える。

そして、複数の制御電圧印加部により印加される制御電圧を変化させて、前記送信すべき電気信号による電磁波が放射される指向性を変化させる。

また、本発明のアレーアンテナにおいて、当該放射される電磁波の波長λについて、給電素子と、複数の無給電素子と、の距離は、約０.０５λであり、給電素子と、複数の無給電素子と、の長さは約０.２５λであり、給電素子と、複数の無給電素子と、の直径は約０.０１λであり、複数の無給電素子は４個で、給電素子の周囲に対称に配置されるように構成することができる。

また、本発明のアレーアンテナにおいて、給電素子の長さは０.２４λであり、複数の無給電素子の長さは０.２３λであるように構成することができる。

また、本発明のアレーアンテナにおいて、複数の無給電素子のそれぞれについて、
（ｅ）当該無給電素子に接続される第１の抵抗、
（ｆ）第１のバラクタと制御電圧印加部とを接続する第２の抵抗
とをさらに備えるように構成することができる。

ここで、第１の抵抗と、第２の抵抗と、の抵抗値は略等しいようにしても良いし、異なる抵抗値としても良い。

また、本発明のアレーアンテナにおいて、複数の制御電圧印加部により印加される電圧を変化させることによって、給電素子と、通信部とのインピーダンスを整合させるように構成することができる。

本発明によれば、小型にするのに好適な電子走査型導波器アレーアンテナを提供することができる。

以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。

図１は、本発明の実施形態の一つに係るエスパアンテナの概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。

本図に示すように、エスパアンテナ１０１は、１本の棒状の給電素子１０２と、４本の棒状の無給電素子１０３を有する。無給電素子１０３は、地板１０４によって相対的な位置が固定されており、それぞれ平行に配置されている。

地板１０４は、略円形の形状をしており、その中心から垂直方向に、給電素子１０２が１本配置されている。残りの４本の無給電素子１０３は、当該中心の周囲の円周に、等間隔に配置されている。

エスパアンテナ１０１を用いて信号を送受信するための通信部１０５は、中央の給電素子１０２に抵抗１０６を介して接続されており、通信部１０５の他端は接地されている。典型的には、通信部１０５は、高周波給電端末である。また、周囲の４本の無給電素子１０３は、可変リアクタ１０７を介して接地されている。

なお、給電素子１０２と無給電素子１０３とは、ほぼ同じ形状のアンテナ部材を利用することができる。すなわち、両者の大きな差は、接続対象が通信部１０５か、それとも可変リアクタ１０７か、という点にある。

電磁波長λに対して、従来のアンテナにおいては、給電素子１０２、無給電素子１０３の長さは０.２５λ程度とし、地板１０４において無給電素子１０３が配置される円周の半径（素子配列半径）を０.２５λ程度とする必要があった。本実施形態のエスパアンテナ１０１では、当該素子配列半径は０.０５λ、給電素子１０２、無給電素子１０３の長さは０.２５λ程度としており、アンテナの占有体積は、従来の約４パーセントに小型化されている。

エスパアンテナ１０１の外形は、約０.１λ程度の細さであるから、エスパアンテナ１０１全体をレドーム等で覆えば、太いロッドアンテナのような一体形状を得ることができる。

なお、従来のアンテナにおいては、無給電素子の個数として７本（中心に１本、円周上に等間隔に６本）を採用するのが一般的であったが、本実施形態に係るエスパアンテナ１０１では、素子配列半径を０.０５λ程度としているため、無給電素子１０３の間隔も狭い。

このため、電波が無給電素子１０３の影響を受けずに間を通り抜けるようなことはないので、無給電素子１０３の数は全部で４本と、従来よりも減らすことができ、小型化、軽量化、コストダウン、製造工程の簡略化、制御負荷の低減を図ることが期待できる。

本実施形態に係るエスパアンテナ１０１の給電素子１０２、および、無給電素子１０３では、直径０.０１λ程度、長さはほぼ共振する０.２３λ程度を採用している。これは、給電素子１０２、および、無給電素子１０３をモノポールとしてとらえた場合に、入力インピーダンスの虚部が最小となるような長さである。このような長さは、たとえばモーメント法を利用することにより、計算で求めることができる。

図２は、可変リアクタ１０７の概要構成を示す説明図である。図３は、従来のアンテナにおいて利用されていた可変リアクタ３０１の概要構成を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。

本実施形態に係る可変リアクタ１０７と、従来の可変リアクタ３０１との差は、逆方向バラクタ２０１の有無である。

すなわち、従来の可変リアクタ３０１では、無給電素子１０３に対して、抵抗２０３と制御電圧印加部２０４を連結したものが、順方向バラクタ２０２と、並列に接続されている。

一方、本実施形態の可変リアクタ１０７では、逆方向バラクタ２０１が抵抗２０３と制御電圧印加部２０４を連結したものが、順方向バラクタ２０２とインダクタ２０６を連結したものに、並列に接続され、これらと抵抗２０７とが無給電素子１０３に並列に接続されている。

すなわち、従来型の可変リアクタ３０１は、順方向バラクタ２０２のみを用いて構成されているのに対し、本実施形態の可変リアクタ１０７は、逆方向バラクタ２０１と順方向バラクタ２０２の逆直列対を用いるとともに、これとインダクタ２０６を直列に接続しているのである。逆直列対を採用することにより、２次高調波を抑制する効果が得られ、このような効果もまた、エスパアンテナ１０１の小型化、高性能化に寄与している。

本図では、抵抗２０３、２０７の抵抗値は略等しいとしているが、これらの値は設計によって適宜変更が可能である。

（アンテナ特性の設計）
以下では、アンテナ特性を設計してみる。近似として、地板１０４の大きさは無限大であると仮定すると、上記のモノポール型エスパアンテナ１０１は、給電素子１０２および無給電素子１０３を地板１０４を貫く方向に２倍の長さにしたダイポール型エスパアンテナと電気的に等価となる。

図４は、このようなダイポール型エスパアンテナのモデル形状を示すものである。以下、本図を参照して説明する。本図に示す各パラメータについて、性能の最適化を行った場合の結果の値の一例は、以下のようになる。
給電素子１０２の長さL₀ = 0.48λ；
無給電素子１０３の長さL₁ = 0.46λ；
給電素子１０２と無給電素子１０３との距離r = 0.05λ；
給電素子１０２、無給電素子１０３の直径W = 0.01λ

以下、詳細に説明する。

さて、上記のように、図４に示すダイポール型のエスパアンテナは、図１に示すモノポール型のエスパアンテナ１０１において、地板１０４の大きさを無限大にしたものと電気的に等価である。したがって、以下のシミュレーション結果は、モノポール型のエスパアンテナ１０１において、給電素子１０２の長さを0.24λとし、無給電素子１０３の長さを0.23λとした場合にも該当するものである。

なお、x-y-z座標軸の原点を給電素子１０２の中央に配置し、給電素子１０２の長手方向にz軸を配置する。また、z軸周りの回転量をφ、z軸からx-y平面に向かっての傾きをθとおく。

無給電素子１０３には、#１〜#４の番号がつけられている。以下、この数字をmと表記することがある。また、給電素子１０２をまとめて考えるときm = 0とする。また一般に、Mで無給電素子１０３の本数を表わす。以下の例では、M = 4である。

所望のアンテナ特性を最適化するための各無給電素子１０３に接続される可変リアクタ１０７のリアクタンス値X_mを計算機シミュレーションで求める際には、最急勾配法を用いる。すなわち、繰り返し回数n、摂動ステップΔX、ステップサイズμ、アンテナ特性を表す評価関数をfとしたとき、n+1回目の繰り返しの際の値は、以下のように求められる。
X_m(n+1) = X_m(n) + μ(f(X_m(n) + ΔX) - f(X_m(n))/ΔX

最急勾配法では、リアクタンス値X_mを微小変化させるごとにアンテナ特性を計算しなおす必要があるが、アンテナ構造はリアクタンス値に依存しないので、構造パラメータとして表し、アンテナ特性をリアクタンス値の関数として表すことができる。

以下では、可変リアクタ１０７や通信部１０５が接続されるポートに流れるポート電流と、各素子アンテナのベクトル実効長の積をウェイトとして指向性を計算するEquivalent Weight Vector considering Vector Effective Length（以下、「ＥＷＶ−ＶＥＬモデル」という。）を採用して、設計を行う。

ポート電流i_mと入力インピーダンスZ_inは次式で計算できる。
[i_m] = ([Y_m,n]^-1 + diag[Z_s，jX₁，…，jX_M])[v_s，0，…，0]^T；
Z_in = v_s/i₀ - Z_s

ここで、0，…，0は、0がM個並んだものであり、[v_s，0，…，0]はM+1次元の横ベクトルであり、(・)^Tは転置を表す。したがって、[v_s，0，…，0]^Tは、M+1行１列の行列（縦ベクトル）である。

また、diag([Z_s，jX₁，…，jX_M])は、対角要素が左上から右下に、順にZ_s，jX₁，…，jX_Mであり、それ以外の要素が０の対角行列である。

また、Z_sは通信部１０５の内部インピーダンス、v_sは通信部１０５の開放電圧である。

さらに、Y_m,nは、ポート間アドミタンスである。

入力インピーダンスZ_inはZ_sに依存しないので、計算を簡単にするためにZ_s = 0とすることができる。ＥＷＶ−ＶＥＬモデルでは、遠方電界（以下、「遠方界」という。）E(θ,φ)を次式で計算する。
E(θ,φ) = -jZ₀e^-jkr/(2λr)Σ_m=0 ^Mle_m(θ)i_ma_m(θ,φ)；
a_m(θ,φ) = exp(jk(sinθcosφx_m + sinθsinφy_m + cosθz_m))

ここで、Z₀は、波動インピーダンス、a_m(θ,φ )は、ステアリングベクトル要素である。

また、le_mは、m番目の素子のベクトル実効長であり、次式のように計算できる。
le_m(θ) = le_m ⁽⁰⁾(1-α_mX_m)sinθ (m≧1)；
le₀(θ) = le₀ ⁽⁰⁾(1-jα₀Z_in)sinθ

le_m ⁽⁰⁾、および、α_mは、ポート間アドミタンスY_m,n同様に、リアクタンスX_mに依存しない構造パラメータである。これらの値は、公知のソフトウェア回路シミュレータによって計算することが可能である。以下では、その一例として、モーメント法という手法を採用し、NECと呼ばれる解析ソフトウェアを利用する（「ＮＥＣ」は、頒布されているソフトウェアの名称である。）。

従来は、利得を最大にするリアクタンス値を求めるために、遠方界Eを評価関数として用いることが一般的であったが、遠方界EはZ_sの値によって収束結果が変わること、利得との関係が明らかでないことから、Z_sとしてどのような値を設定すべきかが課題とされていた。

そこで、発明者らは、まず、Z_sに依存しない利得は指向性利得Gdを考えることとした。Gdは、次式により計算することができる。
Gd(θ,φ) = 4π|E(θ,φ)r|² / Z₀|v₀ ²Re(1/Z_in)
= πZ₀sinθ|le_mΣ_m=0 ^Mi_m〈Z_s＝０〉a_m(θ,φ)|² / (λ²|v_s|²Re(1/Z_in))

ただし、i_m〈Z_s＝０〉は、Z_s=0という条件下でのi_mの値を表す。上記のように、GdはZ_sに依存しない物理量なので、上式までの計算ではZ_s=0とすることができる。

ここで、本実施形態のエスパアンテナ１０１の性能の理論限界を獲得するには、最も単純には、最急勾配法等を用いて、指向性利得Gdを最大とするリアクタンス値の組み合わせを算出し、その状態の入力インピーダンスZ_inに整合するように、通信部１０５のインピーダンスZ_sを調整すれば良い。理論限界の利得が得られる。

しかしながら、このようにZ_sを調整するには、当然に整合回路が必要となる。そこで、本願では、整合回路を用いない設計を提案して、コストダウンを図ることとする。

整合回路を用いない状況下で、本発明の実施形態に係るエスパアンテナ１０１の動作利得を最大に調整するには、Z_sを給電線の特性インピーダンスに等しいと仮定して、設計を行えば良い。

動作利得Gaは反射係数Γを用いて次式で計算できる。
Ga(θ,φ) = (1-|Γ|²)Gd(θ,φ)；
Γ = (Z_in-Z_s) / (Z_in+Z_s)

上記のように、本実施形態では、素子アンテナをモノポールとして用いるとともに、特性インピーダンスとして50Ωの給電線に接続することを想定すると、これに対応する図４に示すダイポール型では、Z_sの値をこの特性インピーダンスの２倍の100Ωとすれば良い。そして、最急勾配法を用いて動作利得の収束値を求め、その収束値が最大となるように、給電ダイポール長L₀を調整する。

動作利得の収束値Ga[dBi]が、給電ダイポール長L₀によってどのように変化するかを、ＮＥＣ、および、EWV-VELモデルによって計算した結果は、それぞれ以下のようになる。なおここで、リアクタンス値の計算には、最急勾配法を用いて収束するまで計算した。

L₀ = 0.44λのとき、Gaは、５.９８、および、６.１４。

L₀ = 0.46λのとき、Gaは、６.５３、および、６.３６。

L₀ = 0.48λのとき、Gaは、６.５９、および、６.４８。

L₀ = 0.50λのとき、Gaは、６.５０、および、６.４４。

両計算結果ともに、給電ダイポール長L₀を、無給電ダイポール長L₁の0.46λより少し長い0.48λ波長としたときに最大利得が得られている。上記の諸元は、このような設計によって得られた値である。

以下、このようにして、L₀およびL₁が決定されたものとして、さらに設計を進めることとする。図５は、ソフトウェアシミュレーションにより求められる構造パラメータの一例を示す図表である。本図に示す値は、ダイポールの場合の値であるので、実際のエスパアンテナ１０１の場合には、Y_m,nの値は２倍になる。

従来、αはダイポール素子の寸法で決まり、半波長の場合約0.002となることが多いとされてきたが、本図に示す給電ダイポールのα₀は、その値から大きくずれている。これは、周りを0.01波長以下の近距離で密に囲まれているためである。しかし、α₀は、リアクタンス値に依存しない固定パラメータである、という性質は、維持されている。

以下、上記諸元により、アンテナ特性を調べることとする。

（アンテナ特性）
所望のアンテナ特性を実現するための、最適なリアクタンス値を計算するためには、最急勾配法を適用する。

可変リアクタ１０７のリアクタンスの可変範囲に制限は設けず、摂動ステップはΔX=10、ステップサイズはμ=20とする。
（１）素子方向（φ=0）にビームを形成する場合については、動作利得Ga(90,0)を評価関数fとし、初期値をX₁=0，X₂ = X₄ = 500，X₃ = 1000とする。
（２）素子間方向（φ=45）にビームを形成する場合については、動作利得Ga(90,45)を評価関数fとし、X₁ = X₂ = -300，X₃ = X₄ = 700とした。

このように初期値を選んだのは、その平均であるX = 500において、無給電ダイポールがほぼ透明化されるため、給電素子の単体状態の整合がほぼ得られると推測したからであるが、他の初期値を採用してシミュレーションを行うことも可能である。

ほぼ収束したときの繰り返し総数は、（１）については５００００、（２）については４０００１であった。図６は、リアクタンス値X_mの収束値と、インダクタ２０６の特性値としてインダクタンス値X_L = 462.45Ωを採用したとき（このインダクタンス値は、４００ＭＨｚで１８４ｎＨに相当する。）の制御電圧V_DCの値の対応を示す図表である。また、図７は、リアクタンス値X_mの収束時における入力インピーダンスZ_in = R_in+jX_inと、反射S₁₁、指向性利得Gd、ビーム半値幅Bwの対応を示す図表である。

図７では、EWV-VELモデルの計算結果と、NECによる結果を示した。両者はほぼ一致している。したがって、動作利得Gaは、NECで計算して最急勾配法を行っても、EWV-VELモデルによって計算し、最急勾配法を行っても、ほぼ同じ収束結果が得られると考えられる。

また、Z_inは50Ωに近い値となっており、不整合による損失は約−０.５ｄＢ以下に抑えられている。また、素子方向と素子間方向に動作利得約6.5dBiのビームが形成されている。

これは、無線ＬＡＮ用として開発された従来の整合調整を行う７素子エスパアンテナと同等の利得である。したがって、整合調整回路が不要な本実施形態の有効性が確認できる。

標準的な利得2.14dBのダイポールを用いた場合に比べ、本実施形態の設計結果では、約4.3dBの利得向上がある。したがって、送受信アンテナをともにダイポールから、本実施形態に変更することにより、同じ送信パワーであっても、通信可能距離は約2.7倍、通信可能エリアは約7.3倍に広がると期待される。また、同じ通信距離を確保するために必要な送信パワーは、8.6dB低くすることができるため、バッテリ駆動の場合であっても、動作時間を延ばすことができる。

図８は、素子方向ビーム、および、素子間方向ビームを形成した場合の、水平面内の動作利得パターンを示す説明図である。図７にも示したが、ビーム半値幅Bwは約１２０度である。

図９は、ビーム形成時に各素子に流れる電流分布を示す説明図である。従来の７素子タイプのアンテナでは、無給電素子に強い電流が流れることはなかったが、本実施形態に係るエスパアンテナ１０１では、無給電素子１０３にも強い電流が流れることが分かる。

無給電素子１０３が給電点に近いため、給電素子１０２を介さずに直接給電がされているようにも見ることができる。

また、本図より、素子方向ビームと、素子間方向ビームと、の、いずれも、各素子の励振位相は、ビーム方向に約９０度間隔で変化していることが分かる。

給電素子１０２を挟んで前後する無給電素子１０３の励振位相は反転しているので、その前後方向に直交する方向への放射は打ち消し合い、平行な方向にビームが形成されるのである。ビーム方向に並ぶ素子の励振位相差により、ビームが形成されるので、進行波形のエンドファイアアレーと同じ動作をすることになる。

これは、素子同士が近接しているため、ブロードサイドアレーの動作によってはビームが形成できないためと推測される。

また、素子方向ビームについては、ビームに直交する位置に配置される素子（#２、#４）の電流分布の向きが素子上で反転しており、電気的に透明に近い状態にあることが分かる。

このように、本実施形態のエスパアンテナ１０１では、高性能のビーム走査を行うことができることが判明した。一方、ヌル形成を行って、干渉波の抑制や人体方向への電波放射の抑制を行い、放射効率を高めたり、人体を保護したりすることにも適用することができる。

以下、そこで、素子方向、素子間方向へのヌル形成能力について説明する。基本的な設計諸元は、上記の場合と同様であり、最急勾配法を用いるが、評価関数fとしては、動作利得Gaではなく、指向性利得Gdを採用する。これは、整合の劣化による動作利得の低下を避けるためである。

図１０は、リアクタンス値X_mの収束値と、そのときのそれぞれの制御電圧V_DCの値の対応を示す図表である。また、図１１は、収束リアクタンス値X_mの収束時における入力インピーダンスZ_in = R_in+jX_inと、反射損S₁₁、指向性利得Gdの対応を示す図表である。さらに、図１２は、素子方向、素子間方向にヌルを形成した場合の水平面内の動作利得パターンを示す説明図である。

[非特許文献１]では、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯（１５０ＭＨｚ、２６０ＭＨｚ、４００ＭＨｚ）を用いたマルチホップ移動通信実験では、音声伝送を前提として割り当てられた３００ｋＨｚの周波数帯域、すなわち、比帯域０.７５パーセント以下の周波数帯域で、動画を伝送する技術を提案している。ここでは、それより広い２パーセントの比帯域における整合と指向性の特性を調べる。

図１３は、ヌルを形成した場合の整合特性vswrと、指向特性Gaの様子を示す説明図である。

本図（ａ）に示すように、vswrの周波数特性は、ビーム形成の場合、２％帯比域内でvswrが３以下となる整合が維持されており、整合劣化は低周波数の方が大きいことが分かる。

また、本図（ｂ）に示す動作利得パターンの周波数変動を見ると、整合による利得変化はあるが、ビーム方向はほぼ変化しないことが分かる。

以下では、可変リアクタ１０７の構成について、詳細に検討する。

（可変リアクタ）
図６に示すように、素子方向ビームを形成したい場合、ビームの両サイドの無給電素子１０３では、748.1Ωという大きなリアクタンス値を必要とする。

一方、ビーム方向の無給電素子１０３のリアクタンス値は-41.16Ωであるから、ビームを軸周りに走査するのに必要なリアクタンス可変幅は約800Ωである。

リアクタンス値Xは次式で与えられる。
X = 1/(ωC)

したがって、低い周波数帯ではアンテナが大きくなる代わりに、同じバラクタを用いても可変幅が広がる。たとえば、電気容量Cが0.7pFから9pFまで変化する場合、2.5GHzの無線ＬＡＮ周波数の可変幅は約90Ωであるのに対して、ＶＨＦ帯の250MHzでは約900Ωとなる。

また、モノポールを用いる場合のリアクタンス値は、図６に示す値の半分で良いから、ビーム走査に必要な可変幅に対する周波数帯は、５６０ＭＨｚまでとなる。

以下では、[非特許文献１]でも採用している400MHz帯での設計を行う。以下の設計では、エスパアンテナ１０１では、バラクタ２０１、２０２の特性として、0Vで0.7pF、20Vで9pFのものを用いる。

また、可変リアクタ１０７のリアクタンス値Xは、制御電圧V_DCに線形に変化するものとする。

バラクタには非線型性があるのが一般的であり、これによって高調波歪が放射される可能性があるが、本実施形態の可変リアクタ１０７では、２つのバラクタ２０１、２０２を逆直列対にすることによって、この放射を抑制することとしている。なお、実験によれば、逆直列接続により２次高調波抑圧効果が約20dB得られ、出力約1Wの範囲まで、高調波を2.5μW以下に抑えて送信することが可能となる。これは、電波法において400MHz帯で許容されるスプリアスレベル以下である。

上記のように、また、２つのバラクタ２０１、２０２を逆直列対にすることによって、リアクタンス値Xの可変範囲は２倍に広がる。したがって、400MHz帯では、-88.4jΩから-1136.8jΩまで変化する。

上記のように、本実施形態のエスパアンテナ１０１は、モノポールアンテナ型でなので、ビーム形成時に必要なリアクタンス値は、ダイポール時の値の半分になる。したがって、その最大値は、７４８.１Ωの半分である。

これをV_DC = 0Vで実現するには、XL = 748.1/2+88.4Ω = 462.5Ωのインダクタ２０６を直列接続する。

このほかの諸元であるが、V_DC = 0V〜20V、バラクタ２０１、２０２の容量範囲C_x = 9pF〜0.7pF、インダクタ２０６のインダクタンスL = 87nH、２つの抵抗２０３、抵抗２０７の抵抗値R = 200kΩを一例として採用する。上記のような可変リアクタ１０７の制御が可能となる。

これにより、ＤＡコンバータで出力可能な10V以下のＤＣ電圧で、ビームが走査できることが分かる。

このように、バラクタ２０１、２０２の逆直列対によって、高調波歪が抑圧されるのと同時に、リアクタンス可変幅が増加して制御電圧を低くすることができる効果がある。

さて、リアクタンス値Xが大きくなるということは、開放状態に近付くということであるから、リアクタンス値が変化してもそれに対する反応がが小さくなると考えられる。そこで、素子方向ビームで大きなリアクタンス値となっているX₂、X₄（ = ７４８.１）の影響を調べる。

図１４は、大きなリアクタンス値となっているときの、整合特性vswrと指向特性Gaの様子を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。

本図（ａ）に示すように、X₂ = X₄を大きくしても、ビーム形状はほとんど変わらないが、整合が改善し、動作利得がわずかであるが上昇する。一方、X₂ = X₄を小さくすると、指向性利得は増加する傾向にあるが、整合が劣化するため動作利得が低下する。

しかし、X₂ = X₄ = 260Ωまで小さくしても、動作利得の低下は約0.38ｄＢにとどまっている。

X₂ = X₄ = 260Ωとする場合、素子方向ビームと素子間方向ビームの２つを形成するのに必要な、可変リアクタ１０７の可変幅は約３３０Ωであるが（ = 260+70.30Ω）、必要な可変幅は、モノポールにすることによって半分に、バラクタ２０１、２０２を逆直接対にして用いることによりさらに半分となるから、結局、可変リアクタ１０７の可変幅は、約８３Ωで良い、ということとなる。

この可変幅は、2.5ＧＨｚ帯まで維持することができるので、ＵＨＦ帯にとどまらず、無線ＬＡＮ用にも、本実施形態のエスパアンテナ１０１を利用することができる。

無線ＬＡＮにエスパアンテナ１０１を適用した場合、アンテナ径は0.1λだから、約1.2cm径となり、いわゆるペンサイズになる。しかも、利得は6dBiと、従来のエスパアンテナと同程度であり、小型で高性能なことがわかる。

これは、給電素子１０２と無給電素子１０３の間隔を狭めたことによって、無給電素子１０３にも強い電流を励振できることが有利に働いていると考えられる。

さて、X₂ = X₄ = 260Ωとした場合、インダクタ２０６のインダクタンス値Lは400ＭＨｚ帯で、約87nH、すなわち、XL = 218.5(= 260/2+88.4)Ωである。この場合の入力インピーダンスZ_in = R_in+jX_inや動作利得Gaは、上記の通りである。

図１５は、X₂ = X₄ = 260Ωとした場合の、素子方向ビーム形成時のアンテナ特性を示す図表であり、図１６は、X₂ = X₄ = 260Ωとしてビームを形成した場合のリアクタンスX_mと制御電圧V_DCの関係を示す図表である。本図に示すように、エスパアンテナ１０１の制御電圧は、4V以下の低電圧であることがわかる。

このように、本実施形態では、ある用途に応じたエスパアンテナ１０１を設計したが、これらの設計諸元は適宜変更することができ、変更後の態様も本発明の範囲に含まれる。

以上説明したように、本発明によれば、小型にするのに好適な電子走査型導波器アレーアンテナを提供することができる。

本発明の実施形態の一つに係るエスパアンテナの概要構成を示す模式図である。 可変リアクタの概要構成を示す説明図である。 従来のアンテナにおいて利用されていた可変リアクタの概要構成を示す説明図である。 ダイポール型エスパアンテナのモデル形状を示すものである。 ソフトウェアシミュレーションにより求められる構造パラメータの一例を示す図表である。 リアクタンス値X_mの収束値と、そのときの制御電圧V_DCの値の対応を示す図表である。 リアクタンス値X_mの収束時における入力インピーダンスZ_in = R_in+jX_inと、反射S₁₁、指向性利得Gd、ビーム半値幅Bwの対応を示す図表である。 素子方向ビーム、および、素子間方向ビームを形成した場合の、水平面内の動作利得パターンを示す説明図である。 ビーム形成時に各素子に流れる電流分布を示す説明図である。 リアクタンス値X_mの収束値と、そのときのそれぞれの制御電圧V_DCの値の対応を示す図表である。 収束リアクタンス値X_mの収束時における入力インピーダンスZ_in = R_in+jX_inと、反射損S₁₁、指向性利得Gdの対応を示す図表である。 素子方向、素子間方向にヌルを形成した場合の水平面内の動作利得パターンを示す説明図である。 ヌルを形成した場合の整合特性vswrと、指向特性Gaの様子を示す説明図である。 大きなリアクタンス値となっているときの、整合特性vswrと指向特性Gaの様子を示す説明図である。 X₂ = X₄ = 260Ωとした場合の、素子方向ビーム形成時のアンテナ特性を示す図表である。 X₂ = X₄ = 260Ωとしてビームを形成した場合のリアクタンスX_mと制御電圧V_DCの関係を示す図表である。

符号の説明

１０１ エスパアンテナ
１０２ 給電素子
１０３ 無給電素子
１０４ 地板
１０５ 通信部
１０６ 抵抗
１０７ 可変リアクタ
２０１ 逆方向バラクタ
２０２ 順方向バラクタ
２０３ 抵抗
２０４ 制御電圧印加部
２０６ インダクタ
２０７ 抵抗
３０１ 従来の可変リアクタ

Claims (5)

1. 棒状の給電素子、
   前記給電素子の周囲に、前記給電素子と平行に配置される複数の棒状の無給電素子、
   前記給電素子に送信すべき電気信号を出力する通信部
   を備え、
   前記複数の無給電素子のそれぞれについて、
   （ａ）当該無給電素子に接続される第１のバラクタ、
   （ｂ）前記第１のバラクタを介して当該無給電素子に制御電圧を印加する制御電圧印加部、
   （ｃ）当該無給電素子に、前記第１のバラクタと逆向きに接続される第２のバラクタ、
   （ｄ）前記第２のバラクタに接続されるインダクタンス
   をさらに備え、
   前記複数の制御電圧印加部により印加される制御電圧を変化させて、前記送信すべき電気信号に基づく電磁波が放射される指向性を変化させる
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
2. 請求項１に記載のアレーアンテナであって、
   当該放射される電磁波の波長λについて、
   前記給電素子と、前記複数の無給電素子と、の距離は、約０.０５λであり、
   前記給電素子と、前記複数の無給電素子と、の長さは約０.２５λであり、
   前記給電素子と、前記複数の無給電素子と、の直径は約０.０１λであり、
   前記複数の無給電素子は４個で、前記給電素子の周囲に対称に配置される
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
3. 請求項２の記載のアレーアンテナであって、
   前記給電素子の長さは０.２４λであり、前記複数の無給電素子の長さは０.２３λである
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のアレーアンテナであって、
   前記複数の無給電素子のそれぞれについて、
   （ｅ）当該無給電素子に接続される第１の抵抗、
   （ｆ）前記第１のバラクタと前記制御電圧印加部とを接続する第２の抵抗
   とをさらに備える
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載のアレーアンテナであって、
   前記複数の制御電圧印加部により印加される電圧を変化させることによって、前記給電素子と、前記通信部とのインピーダンスを整合させる
   ことを特徴とするアレーアンテナ。

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