JP2008042852A - アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】垂直偏波の送受信が可能で、小型にするのに好適なアンテナを提供する。
【解決手段】アンテナ１０１において、地板１０４は、略平面形状を有し、導電性で、３つのアンテナ素子１０２、１０３は、地板に平行な棒形状を有し、等間隔に平行に配置され、中央のアンテナ素子である給電素子１０２の先端と、当該給電素子１０２以外の無給電素子１０３の先端のそれぞれとは、バラクタ１０６によって接続され、ＲＦ信号通信機１０９は、地板１０４と、当該給電素子１０２の後端と、の間の電位差の変化により信号を伝達する信号端子１０５を介して通信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、垂直偏波の送受信が可能で、小型にするのに好適なアンテナに関する。

従来から、電子走査導波器アレーアンテナの技術が提案されている。このようなアンテナについては、以下の文献に開示がされている。
大平・飯草，電子走査導波器アレーアンテナ，信学論Ｃ，Ｖｏｌ.Ｊ８７−Ｃ，Ｎｏ.１，１２頁〜３１頁，２００４年１月 飯草・佐藤・藤瀬，小径電子走査型導波器アレーアンテナ，信学技報，ＡＰ２００５−１７５，１９頁〜２４頁，２００６年３月 飯草・山元・澤谷・加藤・太郎丸・大平，逆直列バラクタのＤＣ 制御線を兼ねた周波数制御リングアンテナの提案と基本検討，信学技報，ＡＰ２００４−２１０，１頁〜６頁，２００５年１月

[非特許文献１]では、１つの給電素子と複数の無給電素子から構成されるアンテナが提案されている。無給電素子には安価なバラクタが装荷され、そのリアクタンス値を変えることにより、指向性を制御するものである。

バラクタのリアクタンス可変範囲は通信周波数に反比例して大きくなるので、低周波数帯では高い指向性可変能力が得られる。無給電素子はアンテナ素子間相互結合により励振されるため、アンテナ素子の間隔を狭めることができる。

[非特許文献２]では、本技術を踏まえて、アンテナ素子半径を約０.０５波長に狭め、アンテナ素子間隔を約０.２５波長とし、配列スペースを従来型アンテナの約４％程度に小さくする技術を提案している。

これらの技術においては、アンテナ素子として用いられるモノポールの長さは約０.２５波長であり、地板に垂直に配置されるため、アンテナ全体高さが高くなってしまう。そこで、[非特許文献３]では、アンテナ素子の低姿勢化を図るため、ループに２つのバラクタを逆直列に装荷する技術を提案している。

本技術では、印加する直流（ＤＣ；direct current）電圧の向きを変更すれば２つの可変リアクタの電気容量値が交換され、指向性を２方向に切り換えることができる。この直流電圧は、ＲＦ（Radio Frequency）給電線を利用して制御することもできる。そして、ループ径は、約８分の１波長となるので、小型化を図ることも可能である。

しかしながら、[非特許文献１][非特許文献２]の電子走査導波器アレーアンテナでは、垂直偏波の送受信が可能であるが、[非特許文献３]のアンテナは、水平偏波となってしまう。

したがって、垂直偏波の送受信が可能なアンテナの低姿勢化を可能とする技術が強く求められている。

本発明は、上記の課題を解決しようとするものであって、垂直偏波の送受信が可能で、小型にするのに好適なアンテナを提供することを目的とする。

以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。

本発明の第１の観点に係るアンテナは、地板、３つのアンテナ素子、２つのバラクタ、信号端子を備え、以下のように構成する。

ここで、地板は、略平面形状を有し、導電性である。

一方、３つのアンテナ素子は、地板に平行な棒形状を有し、等間隔に平行に配置される。

さらに、２つのバラクタは、３つのアンテナ素子のうち中央のアンテナ素子である給電素子の先端と、当該給電素子以外の２つのアンテナ素子である無給電素子の先端のそれぞれと、を、接続する。

そして、信号端子は、地板と、当該給電素子の後端と、の間の電位差の変化により信号を伝達する。

また、本発明のアンテナは、２つの容量素子、電圧印加部をさらに備え、以下のように構成することができる。

すなわち、２つの容量素子は、地板と、当該２つの無給電素子の後端のそれぞれと、の間に接続される。

一方、電圧印加部は、当該２つの無給電素子の後端の間に直流電圧を印加する。

さらに、２つのバラクタは、逆方向に接続される。

また、本発明のアンテナにおいて、地板と、当該２つの無給電素子の後端のそれぞれとは、接続され、２つのバラクタは、順方向に接続されるように構成することができる。

また、本発明のアンテナにおいて、３つのアンテナ素子は、Ｌ字型の形状を有し、当該Ｌ字型の長辺は、地板と平行な棒形状を有し、当該Ｌ字型の短辺は、地板に垂直な棒形状を有するように構成することができる。

また、本発明のアンテナは、３つのアンテナ素子と、地板と、の間を充填する誘電体をさらに備えるように構成することができる。

また、本発明のアンテナにおいて、地板は、プリント基板の片面に配置される導電性箔であり、３つのアンテナ素子は、当該プリント基板の反対面に配置される導電性箔であり、３つのアンテナ素子のそれぞれの後端は、当該プリント基板のスルーホールを通過して接続されるように構成することができる。

また、本発明のアンテナにおいて、当該給電素子の長さを、当該無給電素子の長さと異なるものとして、所望のリアクタンス可変幅における動作利得を最大化するように構成することができる。

また、本発明のアンテナにおいて、当該給電素子にインダクタもしくはコンデンサを接続して、所望のリアクタンス可変幅における動作利得を最大化するように構成することができる。

また、本発明のアンテナにおいて、３つのアンテナ素子同士の間隔は、通信に用いる波長の０.０４倍であり、３つのアンテナ素子の長さは、当該波長の０.１９５倍であり、３つのアンテナ素子と地板との間隔は、当該波長の０.０４５倍であり、３つのアンテナ素子の直径は、当該波長の０.０１２倍であるように構成することができる。

本発明によれば、垂直偏波の送受信が可能で、小型にするのに好適なアンテナを提供することができる。

以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。

図１および図２は、本実施形態に係るアンテナの概要構成を示す説明図である。以下、これらの図を参照して説明する。

アンテナ１０１は、１つの給電素子１０２と、これを挟むように平行に配置されている２つの無給電素子１０３と、地板１０４と、信号端子１０５と、２つのバラクタ（可変容量ダイオードあるいはバリキャップと呼ばれることもある。）１０６とからなる。

給電素子１０２および無給電素子１０３の概形は、いずれも同型のＬ字形で、等間隔に配置されている。Ｌ字形の短辺は、地板１０４にほぼ垂直であり、Ｌ字形の長辺は、地板１０４にほぼ平行である。

無給電素子１０３のそれぞれの先端と、給電素子１０２の先端と、は、いずれもバラクタ１０６で接続されている。

また、無給電素子１０３のそれぞれの後端と、給電素子１０２の後端と、は、地板１０４に固定されている。無給電素子１０３の後端と地板１０４とが電気的に接続される態様は、バラクタ１０６が順方向に接続されているか逆方向に接続されているかによって異なる。

信号端子１０５は、地板１０４と給電素子１０２の後端との間の電位差により、信号を伝達するためのもので、典型的には同軸ケーブル１０８等を経由してＲＦ信号通信機１０９等に接続される。

これらの図に示す例では、給電素子１０２、無給電素子１０３、バラクタ１０６の概形は、いずれも同じ太さの細長い円柱（丸線）状の形状をしている。したがって、これらを全体で見ると、熊手型、あるいは、Ｅ字形の形状をしていることになる。

本図では、理解を容易にするため、信号端子１０５を給電素子１０２の後端と地板１０４における給電素子１０２の後端近傍付近から延長した導線の先に配置しているが、その位置は任意であり、たとえば地板１０４の裏側に直接信号端子１０５を配置することもできる。

これらの形状は、同じ断面形状の角柱状としたり、導体箔とこれに接続される任意の大きさの電子素子とすることも可能である。これらの実施形態については後述する。

図１に示す実施例は、バラクタ１０６が逆方向に接続されている態様であり、この場合は、無給電素子１０３の後端と、地板１０４とは、コンデンサ１１０を介して接続される。

本図では、理解を容易にするため、コンデンサ１１０と地板１０４との距離が離れているように図示しているが、実際には両者がもっと近接するように配置するのが典型的である。

なお、近接対向する導体はコンデンサとして機能するので、設計によっては、明示的にコンデンサ１１０を用意しなくとも良い。無給電素子１０３の後端と、地板１０４との間にこれと等価な容量を配置したのと同等の機能を果たすことができるからである。

また、無給電素子１０３の後端同士には、電圧印加部１１１と抵抗１１２により、直流電圧が印加される。

図２に示す実施例は、バラクタ１０６が順方向に接続されている態様であり、この場合は、無給電素子１０３の後端は、地板１０４に直接接続される。

この場合は、同軸ケーブル１０８の軸線（給電素子１０２に接続されている線）とＲＦ信号通信機１０９との間にコンデンサ１１０が接続されるとともに、同軸ケーブル１０８の軸線と同軸ケーブル１０８の被覆（地板１０４に接続されている被覆）との間は、電圧印加部１１１と抵抗１１２が直列に接続されている。

図３、図４、図５は、これらのアンテナの等価回路を示す回路図である。以下、これらの図を参照して説明する。

これらの図においては、図１、図２において図示を省略していた抵抗やコンデンサ、バラクタなどの要素を付加するとともに、さらに、回路の形状から自然に構成される仮想的な等価電子素子についても図示している。また、本願では、「○○≫××」との表記で、「○○は××より十分に大きい」との意味を表すものとし、「○○≫１」との表記で、「○○は十分に大きい値を有する」との意味を表すものとする。

図３には、図１に示すアンテナの等価回路の回路図を示す。本図では、信号端子１０６から先の同軸ケーブル１０８およびＲＦ信号通信機１０９は図示を省略している。

バラクタ１０６（容量Cx_max，Cx_min）は逆方向に接続されており、無給電素子１０３と地板１０４との間のコンデンサ１１０（容量C≫1）は、直流電流をカットするために挿入されている。

また、電圧印加部１１１（電圧V_DC）は、信号端子１０５を介して接続されるＲＦ信号通信機１０９に基づくＲＦ信号をカットするために、抵抗１１２（抵抗値R≫1）を介して接続される。

この態様では、電圧印加部１１１により印加される電圧V_DCの向きによって、バラクタ１０６のそれぞれの容量を変化させる。

図４には、図２に示すアンテナの等価回路の回路図の一例を示す。

バラクタ１０６（容量Cx_max，Cx_min）は順方向に接続されている。

コンデンサ１１０の両端は、抵抗１１３（抵抗値R'≫1）で接続されており、無給電素子１０３と地板１０４との間のコンデンサ１１０（容量C≫1）は、直流電流をカットするために挿入されている。

また、電圧印加部１１１（電圧V_DC）は、信号端子１０５を介して接続されるＲＦ信号通信機１０９に基づくＲＦ信号をカットするために、抵抗１１２（抵抗値R≫1）を介して接続される。

この態様では、電圧印加部１１１により印加される電圧V_DCの向きによって、バラクタ１０６のそれぞれの容量を変化させる。また、電圧印加部１１１（電圧V_DC）は、信号端子１０５を介して接続することが可能となる。

バラクタ１０６は、印加される直流電圧に対して並列接続となるため、それぞれにコンデンサ１１４（容量C'≫Cx_max）と抵抗１１３（抵抗値R'≫1）を接続するほか、コンデンサ１１０（容量C≫1）および抵抗１１５（抵抗値R''≫1）を用いて直流電流をカットする。

また、電圧印加部１１１（電圧V_DC）は、信号端子１０５を介して接続されるＲＦ信号通信機１０９に基づくＲＦ信号をカットするために、抵抗１１２（抵抗値R≫1）を介して接続される。

図５には、図２に示すアンテナの等価回路の回路図（図４に示したもの）の変形例を示す。本実施形態では、コンデンサ１１４（容量C'≫Cx_max）とのかわりに、逆向きにバラクタ１１６（容量Cx'_min，Cx'_max、ただしCx'_min≫Cx_max）を接続している。

コンデンサ１１４（容量C'≫Cx_max）やバラクタ１１６（容量Cx'_min，Cx'_max）は、直流電流をカットするために利用するので、大きな電気容量のものを利用すれば、ＲＦ信号周波数においては、ほぼ短絡状態にすることができる。したがって、これらのコンデンサ１１４やバラクタ１１６を配置する場所は、アンテナ１０１の上面など、任意の場所とすることができる。

たとえば、プリント基板とエッチングを利用した製造技術により、全電子素子を装荷することとすれば、生産効率を高めることができる。

図６は、プリント基板の製造技術によって、本発明のアンテナを構成した実施例の概要構成を示す説明図である。

プリント基板６０１の片面の導体箔が地板１０４となっており、他方の面の導体箔をエッチングにより除去したものが、給電素子１０２および無給電素子１０３となっており、先端はバラクタ１０６で接続されている。なお、本図においては、理解を容易にするため、導体箔の厚さを強調して描いている。

給電素子１０２の後端は、スルーホール６０２を介して同軸ケーブル１０８の軸線に接続され、無給電素子１０３の後端は、スルーホール６０３を介して地板１０４に接続される。

図７は、誘電体の両面に銅箔を形成することで、本発明のアンテナを構成した実施例の概要構成を示す説明図である。

本態様は、誘電体共振アンテナの構造に類似するものである。本図においても、銅箔の厚さは強調して表示する。

高さが低い直方体形状の誘電体７０１は、の表面に導体箔として銅箔を貼り付ける（エッチングによって形成することとしても良い。）ことによって、給電素子１０２および無給電素子１０３を構成している。先端はバラクタ１０６で接続されている。

誘電体７０１は、導体板（銅板等）である地板１０４の上に設置され、無給電素子１０３の後端は地板１０４に接続される。給電素子１０２の後端は、同軸ケーブル１０８の軸線に接続されている。

さて、これらの実施例において、地板１０４が無限の広さを有すると過程すると、鏡像による打消効果があるため、アンテナ１０１を介して垂直偏波の電波のみが送受信されることとなる。

地板１０４の広さが有限となると、入力インピーダンスも変化し、水平偏波成分の放射が現れる。そして、地板１０４が小さくなればなるほど、地板１０４の上下方向の水平偏波成分の放射は強くなる。

しかしながら、地板１０４の水平方向への水平偏波の放射はそれほど大きくならず、垂直偏波が主体のままとなる。

したがって、アンテナ１０１によれば、地板１０４がある程度小さくなっても、地板１０４の水平方向に対する垂直偏波の電波の送受信が可能である。

地板１０４は、製品の筐体そのものを利用することもでき、この場合、偏波を含むアンテナ１０１の可変特性は、筐体の大きさや形状に依存する。

また、地板１０４の大きさが通信に用いる波長のオーダーとなる場合には、地板１０４からの放射を考慮する必要もある。

したがって、筐体を地板１０４として用いる場合には、製品の全体形状を考慮して設計を行う必要がある。

ただし、このような態様を採用した場合であっても、垂直偏波の送受信が可能である、という本発明の特徴は維持される。

（設計の一例）
以下では、アンテナ１０１の詳細な形状や寸法を設計するためのシミュレーション手法について説明する。

アンテナ特性のシミュレーションには、モーメント法によるシミュレーションソフトウェアＮＥＣ（商標）を利用する。

一般に、地板に垂直な棒状のアンテナ素子を有するモノポール型アンテナの各素子を折り曲げてＬ字形にすると、動作利得の変化はさほど大きくはない。たとえば、アンテナ素子の間隔を０.０５波長に、長さを０.２５波長に、太さを０.０１波長にし、給電素子と無給電素子との間のリアクタンス値をX₁=-20Ω、X₂=15Ωとした場合、モノポール型アンテナの動作利得は５.２１ｄＢｉであり、Ｌ字形にしても動作利得の低下は０.５ｄＢ程度である。

しかしながら、Ｌ字型にした場合には、入力インピーダンスZ_inが、(25.75 - j5.51)Ωから、(0.98 - j10.94)Ωへと大きく変化し、特に実部が小さくなるために、整合がとれなくなることがある。

そこで、設計の際には、整合回路を別途用意しなくとも良いような諸元を探すことが望ましい。

さて、本アンテナでは、リアクタンス値を調整することで指向性を制御するが、両者の関係は非線型であり、また、制御可能なアンテナ特性の取り得る状態も不明であることが多い。したがって、所望のアンテナ特性を実現するリアクタンス値を解析的に求めることは困難である。

このため、アンテナ特性を、リアクタンス値から評価関数値を求める評価関数f(・)で表し、評価関数f(・)の値が最大化するようなリアクタンス値を最急勾配法を用いることにより、所望のアンテナ特性を実現するリアクタンス値を求める。

給電素子１０２と２つの無給電素子１０３との間のリアクタンス値をそれぞれX₁，X₂とすると、m = 1，2について、最急勾配法の繰り返し回数n回目のリアクタンス値の推定値X_m[n]は、以下のような漸化式によって求めることができる。
X_m[n+1] = X_m[n] +μ〔f(X_m + ΔX) - f(X_m)〕/ΔX

ここで、ΔXは摂動ステップ、μはステップサイズである。

本実施形態では、放射ビームを形成することとなるので、評価関数f(・)として利得を用いる。

最急勾配法ではリアクタンス値X_mを微小変化させるごとに、アンテナ特性を計算しなおす必要がある。一方で、モーメント法による解析は計算量が大きいため、アンテナ特性の再計算をできるだけ簡易なものにしたい。

ところが、アンテナ構造はリアクタンス値に依存しない。アンテナ構造を定数パラメータ（構造パラメータ）として表現することとする。上記のように、アンテナ特性をリアクタンス値X_mのみを引き数とする関数f(・)として表現する。

たとえば、等価ステアリングベクトルモデルを用いることにより、アンテナ１０１による遠方電界E(θ,φ)は、以下のように表現することができる。

ここで、M = 2であり、m = 0は給電素子１０２を、m = 1，2は無給電素子１０３を表す。

また、u_m ^(v)(θ,φ)は、m番目のアンテナ素子（給電素子１０２もしくは無給電素子１０３）のポート電圧として単位電圧を与えたときの電界の方向依存性を表し、v_mはm番目のアンテナ素子に対するポート電圧であり、Z_m,nをポートmとポートnの間のインピーダンスとし、給電素子１０２に対して給電回路（ＲＦ信号通信機１０９に相当するもの。）が与える開放電圧v_s、給電回路の内部インピーダンスZ_sとすると、以下のような計算が可能である。

ここで、Z_m,nはリアクタンスX_mに依存しない構造パラメータであるから、u_m ^(v)(θ,φ)とともに、ＮＥＣによる繰り返し計算を行う前に一度計算しておけば、あとは定数として扱うことができる。

これらに基づけば、絶対利得Gaは、以下のように計算できる。ここで、rはアンテナからの距離、Z_oは自由空間のインピーダンス、Z_inは入力インピーダンスを意味する。

絶対利得Gaや入力インピーダンスZ_inはZ_sに依存しないので、上記の計算においては、Z_s = 0として、計算を簡単にすることができる。

上記のように、外部に整合回路を設置しなくても整合のとれる構造によりコストダウンを図ることとする。したがって、整合特性を含んだ動作利得Gwを評価関数とする。動作利得Gwは次式で計算できる。

ここでL_Mは不整合損を意味し、反射係数をΓとすると、以下のように計算することができる。

反射係数Γと不整合損L_Mの計算では、Z_sとして実際の値を用いる必要があり、同軸ケーブル１０８をアンテナ１０１に接続する場合には、Z_s = 50Ωということになる。

（設計例１）
以下では、モノポール型アンテナに比べて、高さが約３分の１になるようなアンテナを設計してみる。

たとえば、自由空間における電波波長をλとし、
給電素子１０２と無給電素子１０３との間隔d = 0.05λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３と、地板１０４との距離（Ｌ字形の短辺の長さ）L = 0.08λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３の、地板１０４に平行な長さ（Ｌ字形の長辺の長さ）L = 0.152λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３の、線太さ（直径）W = 0.01λ
とすると、Z_s = 50Ωとすることができ、整合がとれる。

このとき、地板１０４に平行な水平面において、φ＝９０度の方向、すなわち、給電素子１０２・無給電素子１０３の配列方向（給電素子１０２・無給電素子１０３の長辺に垂直な方向）における動作利得が最大となるように、最急勾配法によりリアクタンスを求めると、
X₁ = 5001.3Ω；
X₂ = -4934.3Ω
となった。

図８は、設計例１において、このリアクタンス値を採用し、φを変化させたときの動作利得パターンを示すグラフである。

本図において、横軸はφであり、太線は動作利得（整合のとれた４分の１波長モノポール型アンテナに対する相対値）を、細線は位相をそれぞれ表す。また、破線はリアクタンスをX₁とX₂とで交換した場合を表す。

本図によれば、動作利得は、モノポール型アンテナに対して約４.３ｄＢ程度向上している。

しかしながら、上記のように、X₁，X₂の絶対値が大きい。バラクタ１０６の特性として、低周波数帯ではリアクタンスの可変幅が広いため、これらの値を実現することは容易である。しかしながら、高周波数帯では、これらの値を実現するための工夫をするか、あるいは、他の値を採用した場合の特性が所望の範囲に入っているかを確認する必要がある。

たとえば、バラクタ１０６として、電気容量が９ｐＦから０.７ｐＦまで変化するものを採用すると、４００ＭＨｚ帯におけるリアクタンスの可変幅は約５２０Ωであり、１つでは、上記のX₁，X₂は実現できない。

バラクタを直列接続すれば、リアクタンス可変範囲を広げることができるが、制御電圧もその数に相当する分だけ高くしなければならない、という欠点がある。

バラクタ１０６をインダクタと並列接続すれば可変範囲を広げることができるが、並列共振状態を利用するため、素子の抵抗成分によりリアクタンス値がずれたり、損失が増加したりする欠点がある。

そこで、リアクタンス値X₁とX₂の値を変化させた場合の、入力インピーダンスZ_in、電圧定在波比（Voltage Standing Wave Ratio） vswr、不整合損L_M、動作利得（モノポールに対する相対値） Gaをシミュレーションにより求めた。

図９は、設計例１において、リアクタンス値X₁とX₂の値を変化させた場合の、アンテナ特性の上記諸元を表す表である。以下、本図を参照して説明する。

本図に示すように、X₁とX₂の絶対値を小さくすると、動作利得Gaが低下するとともに、整合が劣化する。

もっとも、X₁ = 2000Ω、X₂ = -2000Ω程度にしても、相対利得は約３ｄＢ程度向上しており、整合もvswr = 1.64程度で、用途によっては、これで十分な場合もある。

このように、バラクタ１０６を制御することによって指向性や整合の特性が変化するから、バラクタ１０６の調整によって、指向性を改善すると同時に、整合を改善することができる。

（設計例２）
以下では、以下では、モノポール型アンテナに比べて、高さが約５分の１になるようなアンテナを設計してみる。

自由空間における電波波長をλに対して、
給電素子１０２と無給電素子１０３との間隔d = 0.04λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３と、地板１０４との距離（Ｌ字形の短辺の長さ）L = 0.045λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３の、地板１０４に平行な長さ（Ｌ字形の長辺の長さ）L = 0.195λ；
給電素子１０２・無給電素子１０３の、線太さ（直径）W = 0.012λ
とする。

上記設計例と同様にリアクタンス値を求めると、
X₁ = 1522.2Ω；
X₂ = -1436.4Ω
となった。

図１０は、設計例２においてこのリアクタンス値を採用し、φを変化させたときの動作利得パターンを示すグラフである。

この結果を見ると、動作利得は、モノポールより約０.９ｄＢ大きくなることが分かる。

図１１は、設計例２において、リアクタンス値X₁とX₂の値を変化させた場合の、アンテナ特性を表す表である。

本図によれば、リアクタンス値を変化させたとしても、vswr≦3となっており、この程度の整合が実現されていることがわかる。

また、直流電圧の向きを変えれば、利得は低いものの、指向性ダイバーシティ効果が得られることがわかる。

設計例１、設計例２において、リアクタンス値X₁、X₂を交換した場合の相関係数の自乗値は、それぞれ、０.１６２、０.７４８であり、位相パターンは給電素子１０２（給電ポート）に対して対称に切り換わっている。

このような特性は、モノポールから構成される電子走査導波器アレーアンテナとは異なる。むしろ、ループから構成されるRF-Feeder and DC-control Line Sharing Frequency Controllable Loopアンテナ（[非特許文献３]）に類似するものである。

（電流分布）
以下では、上記の設計例１（モノポールの約３分の１の高さ）、設計例２（モノポールの約５分の１の高さ）において利得最大としたときの、アンテナ素子のＬ字形の短辺（地板１０４に垂直な部分）に流れる電流分布の振幅と位相とを、給電素子１０２と無給電素子１０３とで対比する。

図１２は、アンテナ素子（給電素子１０２、無給電素子１０３）の地板１０４に垂直な部分における電流の振幅と位相の分布を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。

本図（ａ）は、設計例１（モノポールの約３分の１の高さ）に対するものであり、本図（ｂ）は、設計例２（モノポールの約５分の１の高さ）に対するものである。

電流の振幅を見ると、給電素子１０２に流れる電流は、いずれの場合においても、無給電素子１０３に流れる電流よりも大きいことがわかる。

また、本図（ａ）の場合には、２つの無給電素子１０３に流れる電流の大きさはほぼ等しく、位相差はほぼ１８０度である。

給電部があるモノポール部に比べ、両側のモノポール部に大きな電流が流れていることが分かる。

これらの特性は小径電子走査導波器アレーアンテナ（[非特許文献２]）と同様であり、エンドファイア形の励振によりビームが形成されていることが分かる。

また、電流の振幅と位相から、いずれの場合も、２つの無給電素子１０３を含むループを回るような電流が流れていることがわかる。

上記設計例２を採用した場合、対応するモノポール型アンテナ以上の動作利得を持つためには、リアクタンス可変幅は２０００Ω程度が必要となる（図１１参照）。

たとえば、容量可変範囲が９ｐＦから０.７ｐＦまで変化するバラクタを用いた場合、４００ＭＨｚ帯におけるリアクタンス可変幅は約５２０Ωとなるから、２０００Ωのリアクタンス可変幅を実現するためには、バラクタを４個直列接続することとなる。

以下では、バラクタの直列数を２個（リアクタンス可変幅は約１０００Ω）としたときに、得られる利得がどの程度となるかを調べる。

このとき、整合を改善しやすくするために、給電素子１０２の途中にインダクタやコンデンサをリアクタとして接続するものとする。

図１３は、給電素子１０２の途中にリアクタを挿入する様子を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。

リアクタ８０１は、給電素子１０２の途中に挿入されるが、これは、無給電素子１０３と給電素子１０２との間にバラクタ１０６を接続するのと同様の技術によって実現することができる。

そして、リアクタ８０１のリアクタンス値X₀の候補を選択する。それぞれに対して動作利得が大きくなるような給電素子１０２内におけるのリアクタ８０１の場所をモーメント法によるシミュレーションによって決定して、好適なリアクタンス値X₀と場所を決定すれば良い。

リアクタ８０１を配置する場所は、給電素子１０２のＬ字形の角から先端へ向かう方向の距離L₀によって表現する。ある設計例では、L₀≒0.7L₁となった。

さらに、動作利得が大きくなるようなL₁の候補を複数モーメント法で求め、その候補の中から、X₀の選択によって整合が改善するようなものを選択するのである。当該設計例では、L₁ = 0.210λとしたときが最適である。

次に、X₁とX₂のリアクタンス可変幅を１０００Ωに固定して、整合がとれるX₀の値と動作利得とを、最急勾配法で求める。この場合、最急勾配法における変数にX₀が追加されることになる。さらに、可変幅を一定としたまま可変範囲を変更して、動作利得が最高となるリアクタンス可変範囲を求める。

当該設計例では、
X₁ = 943.5Ω；
X₂ = -56.5Ω；
X₀ = 411.22Ω
が最適で、そのときの整合はvswr = 1.33であり、動作利得は、モノポール型アンテナに対する相対値でGw = 0.51dBmとなった。

図１４は、この設計例における動作利得のパターンを示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。

本図に示すように、リアクタンス可変幅を設計例２の約３分の１にしたにもかかわらず、リアクタ８０１の装荷によって、同等の動作利得が得られている。

またこのときの、X₁とX₂の交換による相関係数自乗値は０.５０であり、ダイバーシティ効果も有する。

なお、本実施例では、リアクタ８０１のリアクタンス値X₀と、装荷位置L₀を調整することとしたが、このほかの手法として、リアクタ８０１を追加せずに、給電素子１０２の長さLを変更することによって、調整することも可能である。この場合も、上記と同様の設計プロセスを採用することができる。

以上説明したように、本発明によれば、垂直偏波の送受信が可能で、小型にするのに好適なアンテナを提供することができる。

本発明の実施形態の一つに係るバラクタを逆方向に接続したアンテナの概要構成を示す説明図である。 本発明の実施形態の一つに係るバラクタを順方向に接続したアンテナの概要構成を示す説明図である。 アンテナの等価回路の回路図の一例を示す。 アンテナの等価回路の回路図の一例を示す。 アンテナの等価回路の回路図の変形例を示す。 プリント基板の製造技術によって、本発明のアンテナを構成した実施例の概要構成を示す説明図である。 誘電体の両面に銅箔を形成することで、本発明のアンテナを構成した実施例の概要構成を示す説明図である。 設計例１において、このリアクタンス値を採用し、φを変化させたときの動作利得パターンを示すグラフである。 設計例１において、リアクタンス値X₁とX₂の値を変化させた場合の、アンテナ特性の上記諸元を表す表である。 設計例２においてこのリアクタンス値を採用し、φを変化させたときの動作利得パターンを示すグラフである。 設計例２において、リアクタンス値X₁とX₂の値を変化させた場合の、アンテナ特性を表す表である。 アンテナ素子の地板に垂直な部分における電流の振幅と位相の分布を示すグラフである。 給電素子の途中にリアクタを挿入する様子を示す説明図である。 リアクタ装荷の設計例における動作利得のパターンを示すグラフである。

符号の説明

１０１ アンテナ
１０２ 給電素子
１０３ 無給電素子
１０４ 地板
１０５ 信号端子
１０６ バラクタ
１０８ 同軸ケーブル
１０９ ＲＦ信号通信機
１１０ コンデンサ
１１１ 電圧印加部
１１２ 抵抗
１１３ 抵抗
１１４ コンデンサ
１１５ 抵抗
１１６ バラクタ
６０１ プリント基板
６０２ スルーホール
６０３ スルーホール
７０１ 誘電体
８０１ リアクタ

Claims (9)

1. 略平面形状を有する導電性の地板、
   前記地板に平行な棒形状を有し、等間隔に平行に配置される３つのアンテナ素子、
   前記３つのアンテナ素子のうち中央のアンテナ素子である給電素子の先端と、当該給電素子以外の２つのアンテナ素子である無給電素子の先端のそれぞれと、を、接続する２つのバラクタ、
   前記地板と、当該給電素子の後端と、の間の電位差の変化により信号を伝達する信号端子
   を備えることを特徴とするアンテナ。
2. 請求項１に記載のアンテナであって、
   前記地板と、当該２つの無給電素子の後端のそれぞれと、の間に接続される２つの容量素子、
   当該２つの無給電素子の後端の間に直流電圧を印加する電圧印加部
   をさらに備え、
   前記２つのバラクタは、逆方向に接続される
   ことを特徴とするアンテナ。
3. 請求項１に記載のアンテナであって、
   前記地板と、当該２つの無給電素子の後端のそれぞれとは、接続され、
   前記２つのバラクタは、順方向に接続される
   ことを特徴とするアンテナ。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のアンテナであって、
   前記３つのアンテナ素子は、Ｌ字型の形状を有し、当該Ｌ字型の長辺は、前記地板と平行な棒形状を有し、当該Ｌ字型の短辺は、前記地板に垂直な棒形状を有する
   ことを特徴とするアンテナ。
5. 請求項４に記載のアンテナであって、
   前記３つのアンテナ素子と、前記地板と、の間を充填する誘電体
   をさらに備えることを特徴とするアンテナ。
6. 請求項１から３のいずれか１項に記載のアンテナであって、
   前記地板は、プリント基板の片面に配置される導電性箔であり、前記３つのアンテナ素子は、当該プリント基板の反対面に配置される導電性箔であり、前記３つのアンテナ素子のそれぞれの後端は、当該プリント基板のスルーホールを通過して接続される
   ことを特徴とするアンテナ。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載のアンテナであって、
   当該給電素子にインダクタもしくはコンデンサを接続して、所望のリアクタンス可変幅における動作利得を最大化した
   ことを特徴とするアンテナ。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載のアンテナであって、
   前記３つのアンテナ素子同士の間隔は、通信に用いる波長の０.０４倍であり、
   前記３つのアンテナ素子の長さは、当該波長の０.１９５倍であり、
   前記３つのアンテナ素子と前記地板との間隔は、当該波長の０.０４５倍であり、
   前記３つのアンテナ素子の直径は、当該波長の０.０１２倍である
   ことを特徴とするアンテナ。
9. 請求項１から６のいずれか１項に記載のアンテナであって、
   当該給電素子の長さを、当該無給電素子の長さと異なるものとして、所望のリアクタンス可変幅における動作利得を最大化した
   ことを特徴とするアンテナ。

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