JP3741507B2 - 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 - Google Patents
電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）等の磁場発生コイルに好適に用いられる電源装置に係わり、特にその大電力を要求される静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に必要な各種電源に好適な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとにスペクトルや画像を再構成するものであり、ＭＲＩ装置には磁場発生コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら磁場発生コイルは所定の磁場強度の磁場を発生するために印加電流の大きさとタイミングを制御するための電源装置を備えている。このようなＭＲＩ装置では、静磁場や傾斜磁場や高周波磁場の磁場強度が最終的に得られる画像上のノイズや撮像時間に大きく影響し、短時間で診断に有用な画像を得るためにはＭＲＩ装置の磁場電源として高精度の大電流電源が必要となっている。従来、磁気共鳴イメージング装置用電源装置として、スイッチング電源を用い、これを高精度にフィードバック制御するためにアナログ回路による制御方式を採用していた。
【０００３】
図４にこの方式による電源装置をＭＲＩ装置の傾斜磁場コイルに用いた回路構成を示す。図４において、２は電源装置の負荷である傾斜磁場コイル、１０はスイッチング電源、２１は磁場コイルに流れる電流を検出する電流検出器、２６は目標電流値と前記電流検出器２１の出力を一致するように制御するための制御量を求めるアナログフィードバック制御回路、２７は一定周期のパルスに同期して鋸波状のパルスを生成する鋸波発生回路、２８は前記アナログフィードバック制御回路２６の出力と鋸波発生回路２７の出力を比較する比較回路である。図５に図４の回路の動作説明図を示す。
【０００４】
図４、図５において、鋸波発生回路２７は一定周期の鋸波状のパルス（図５の（ａ））を生成し、アナログフィードバック制御回路２６で演算して目標電流値と実際の電流値との制御偏差を生成し（図５の（ｂ））、これと前記鋸波発生回路２７との出力を比較回路２８で比較して制御偏差に比例してパルスの幅を可変するパルス幅変調信号を得る（図５の（ｃ））。アナログフィードバック制御回路２６は、通常はオペアンプなどを用いて加算，積分，微分，乗算などの処理を行ない、これで生成した制御量をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御回路に出力する。このＰＷＭ制御回路２４’の鋸波発生回路２７はオペアンプやコンデンサなどを用いた部品で構成されている（図示省略）。図６にスイッチング電源１０の一例を示す。このスイッチング電源１０は、４つのスイッチング素子５１〜５４と、スイッチング電源の出力を平滑するためのリアクトル５５，５６及びコンデンサ５７，５８とを備えている。スイッチング素子としては絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が採用され、スイッチング素子５１と５２（左側のスイッチング素子）及びスイッチング素子５３と５４（右側のスイッチング素子）はそれぞれ直流電源５０に対して直列に接続され、スイッチング素子５１と５２及びスイッチング素子５３と５４は並列に接続されている。リアクトル５５及びコンデンサ５７はスイッチング素子５２に並列に、リアクトル５６及びコンデンサ５８はスイッチング素子５４に並列に接続され、それぞれスイッチ５２及び５４のコレクタ側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’を平滑する平滑回路を構成する。このスイッチング電源１０の一方の出力端子はリアクトル５５とコンデンサ５７の接続点に、他方の出力端子はリアクトル５６とコンデンサ５８の接続点にそれぞれ接続される。このスイッチング電源１０は、スイッチ５１及び５４がオンのときにはスイッチ５２及びスイッチ５３がオフ、スイッチ５１及び５４がオフのときにはスイッチ５２及び５３がオンとなるように交互に一定周期で駆動される。この際、一方、例えばスイッチ５１及び５４がオンとなる時間を長く、スイッチ５２及び５３のオン時間を短くしたとすると、直流電源５０の中性点（図示せず）からみたスイッチ５２及び５４のコレクタ側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’は、それぞれ図７に示すような波形となり、これらをリアクトル５５とコンデンサ５７及びリアクトル５６とコンデンサ５８で平滑することにより、出力端子の電圧ＶＬＡ’、ＶＲＡ’は直流電圧となる。このようなスイッチング電源１０の出力端子は図４の磁場コイル２に接続され、前記パルス幅変調信号で駆動制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、磁場コイル電流を高精度に制御するためにはフィードバック制御系に各種の補償を入れる必要があり、これを従来のアナログフィードバック制御で実現しようとすると回路が非常に複雑になるばかりか必要な制御系の構成が困難になる。またアナログフィードバック制御回路は、これを構成するオペアンプやトランジスタ，抵抗，コンデンサ等の特性があり、またこの特性は温度によって変化するために、調整や保守などが困難であるという問題を持っている。これを解決する手段としてフィードバック演算処理をディジタル信号で処理する方法が考えられる。この方法は複雑な演算などを比較的簡単にでき、調整や保守がし易く、また温度特性による影響は受けにくくなるが、スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御するパルス幅変調信号を生成するパルス（ＰＷＭ信号）の時間分解能がデジタルフィードバック制御回路を構成するマイクロコンピュータのクロック周波数以下にはならないという問題がある。
【０００６】
例えば、２０ｋＨｚのキャリア周波数を持つＰＷＭ信号を２０ＭＨｚのクロックで作った場合、図６においてＶＬ’及びＶＲ’の平均電圧の分解能は１／１０００となり、５００Ｖの直流電源５０を使用した場合、０．５Ｖの分解能となる。
【０００７】
ＶＬ’及びＶＲ’は常に同時に逆方向の電圧を生じるため、傾斜磁場コイル２にかかる電圧の分解能は１Ｖとなる。また、傾斜磁場コイル２のインダクタンスの値を４００μＨとすると、５０μｓ（２０ｋＨｚ）の間に電流はΔｉ＝５０×１０―６／４００×１０―６＝１２５ｍＡも変化してしまうことになる。磁気共鳴イメージング装置用電源装置、特に傾斜磁場電源装置では、数百アンペア以上の大出力で、尚且つ出力電流のノイズを数ｍＡ以下のオーダーにする必要があるため、前記ＰＷＭ信号の時間分解能を最低でもこの１００倍以上に上げ、ＰＷＭの最小分解能当たり１ｍＡ程度の電流変化率を達成しなければならず、検出及び制御量に１０5以上のダイナミックレンジが要求される。
【０００８】
そこで、本発明の目的は磁気共鳴イメージング装置用電源装置に１０5以上のダイナミックレンジを持ったディジタルフィードバック制御を導入し、複雑な演算などが比較的簡単な回路で実現でき、調整や保守がし易く、また温度特性による影響を受けにくい電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置用電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、スイッチング素子を備えたスイッチング電源と、そのスイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御手段を備えた電源装置において、前記スイッチング電源の負荷に流す目標電流値から前記スイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御量を計算するコントローラと、このコントローラから出力される制御量をパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）に変換するパルス幅変調信号発生回路（ＰＷＭ発生回路）と、このＰＷＭ発生回路の出力パルス幅を前記コントローラの出力に応じた時間だけ伸縮するパルス幅伸縮回路を備え、このパルス幅伸縮回路の出力信号で前記スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御することによって達成される。
【００１０】
より望ましくは、前記コントローラには温度の影響を受けにくいディジタルコントローラを採用し、負荷である磁場発生コイルに流れる電流を検出してこれをＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタル値と目標電流値から前記スイッチング素子を制御する制御量を前記ディジタルコントローラで求め、このディジタルコントローラから出力されるディジタルの制御量をパルス幅変調信号発生回路（ＰＷＭ信号発生回路）でパルス幅変調信号に変換（ＰＷＭ信号）し、このＰＷＭ発生回路の出力パルス幅を前記ディジタルコントローラの出力に応じた時間だけ伸縮して前記スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御する。
【００１１】
以上のように構成される本発明装置は、伸縮回路を用いることによりＰＷＭ信号の分解能が向上し、高いダイナミックレンジを得ることができる。また，ディジタル制御方式の採用により、高精度で温度による影響を受けにくい、保守性の高い電源装置とすることができる。したがって、これを磁気共鳴イメージング装置に用いた場合はより安価で信頼性が高く、今後普及すると思われるＥＰＩ（Echo Planner Imaging）などの高速シーケンスに対応可能な磁気共鳴イメージング装置を提供することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の電源装置を磁気共鳴イメージング装置に適用した実施例を示す。 磁気共鳴イメージング装置用電源装置１は負荷である傾斜磁場コイル２に接続し、この負荷に電流を供給するスイッチング電源１０と、傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出してこれをフィードバック制御する制御回路２０とからなる。制御回路２０は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出する電流検出器２１と、この電流検出器２１によって検出した電流値をディジタル値に変換するためのアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変器）２２と、このＡ／Ｄ変換器２２から得た電流のディジタル値を読み込んで、これと所望する目標電流値との誤差から演算により前記スイッチング電源１０の制御量を求めるディジタルコントローラ２３と、このディジタルコントローラ２３から出力された制御量を前記スイッチング電源１０のスイッチング素子のオン／オフ時間を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換するＰＷＭ発生回路２４と、前記ディジタルコントローラ２３から出力された制御量で前記ＰＷＭ発生回路２４から出力されたＰＷＭ信号の立ち上がりまたは立ち下がりを遅らせることによってＰＷＭ信号の分解能を上げるためのパルス幅伸縮回路２５とによって構成される。スイッチング電源１０は、図６に示した公知の回路と同じ構成の回路が適用され、このスイッチング電源内のスイッチング素子５１〜５４は、前記制御回路２０から出力されたＰＷＭ信号を基に、このＰＷＭ信号が論理信号“１”の間、スイッチング素子５１，５４がオンし、５２，５３はオフする。また前記ＰＷＭ信号が論理信号“０”の間、スイッチング素子５２，５３がオンし、５１，５４はオフする。スイッチング電源１０の出力電圧は、リアクトル５５，５６とコンデンサ５７，５８のフィルタを通した平均電圧が出力され、これは前記ＰＷＭ信号のデューティに比例する。この両端の電圧が傾斜磁場コイル２印加されてコイルに電流が流れ、この傾斜磁場コイルの電流は前記ＰＷＭ信号のデューティによって制御することが可能である。
【００１３】
図２にパルス幅伸縮回路を用いた高分解能ＰＷＭ発生装置の詳細回路を示す。ディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量をＰＷＭ発生回路２４に入力し、この出力信号を８ｂｉｔのパルス幅伸縮回路回路２５で出力パルス幅を伸縮して高分解能の１８ｂｉｔのＰＷＭ信号に変換し，スイッチング電源１０を制御する。
【００１４】
この例のＰＷＭ発生回路２４は、１０ｂｉｔのディジタルカウンタを２個とフリップフロップ（ＤーＦＦ）を用い、２０ＭＨｚのクロックとディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量を入力し、１０ｂｉｔのＰＷＭ信号を生成している。図３にタイムチャートを示す。１０ｂｉｔのディジタルカウンタＤＣ１で２０ＭＨｚのクロック（図３の（ａ））から２０ｋＨｚのＰＷＭキャリア周波数を生成し（図３の（ｂ））、１０ｂｉｔのディジタルカウンタＤＣ２でディジタルコントローラ２３からの制御量をカウントしてＰＷＭパルスのデューティーを生成する（図３の（ｃ））。この場合、ディジタルコントローラ２３からの制御量の最少分解能は，２０ＭＨｚの基本クロックに制限されて、５０ｎｓとなる。次に、パルス幅伸縮回路２５は、図２に示す通り、トランジスタＴｒ１とオペアンプＯｐ１，抵抗Ｒ１〜Ｒ４，ＶＲ１，コンデンサＣ１，ツェナーダイオードＺＤ１からなる立ち下がりエッジトリガーによって直線的に電圧を上昇させる積分回路と、８ｂｉｔのディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）と、コンパレータとからなる。前記積分回路の入力論理信号が“１”の間は、トランジスタＴｒ１は導通しているため、コンデンサＣ１には電圧がかからない。前記積分回路の入力論理信号が“０”になると、トランジスタＴｒ１は非導通となり、オペアンプＯｐ１の入力と出力には同じ電圧がかかるので、ツェナーダイオードＺＤ１にかかる電圧と抵抗Ｒ１，ＶＲ１によって決定する電流が連続的にコンデンサＣ１に流れ込み、Ｃ１の電圧は直線的に上昇する。すなわちオペアンプＯｐ１の出力電圧は直線的に上昇する（図３の（ｇ））。そして、ディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量をＤ／Ａ変換器によってアナログ電圧に変換した制御量（図３の（ｆ））とオペアンプＯｐ１の出力電圧とを比較して出力することによって、制御量をパルス幅に変換する（図３の（ｈ））。
【００１５】
従って、本実施例による高分解能ＰＷＭ発生装置の分解能は、ＰＷＭ発生回路の分解能（１／１０００）×パルス幅伸縮回路の分解能（１／２５６）＝１／２５６０００、時間にすると０．１９５ｎｓとなり、傾斜磁場コイル２のリアクトルを４００μＨとすると、５０μｓ（ＰＷＭ周波数が２０ｋＨｚの場合）の間に電流が０．５ｍＡ変化させることができる。本実施例ではパルス幅伸縮回路によって立ち下がりパルスのみを伸縮させたが、立ち上がりのパルスを伸縮させることによってデューティ（Ｄｕｔｙ）を小さい方に微調整させてもよい。
【００１６】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明によれば、ＰＷＭ発生回路の出力パルス幅をパルス幅伸縮回路で伸縮することによってＰＷＭ信号の分解能が向上し、広いダイナミックレンジが得られる電源装置とすることができ、これを磁気共鳴イメージング装置に用いた場合は信頼性が高く、今後普及すると思われるＥＰＩ（Echo Planner Imaging）などの高速シーケンスに対応可能な磁気共鳴イメージング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す図。
【図２】図１の実施例の詳細図。
【図３】図２の回路のタイミングチャート。
【図４】従来装置の例を示す図。
【図５】図４の動作説明図。
【図６】スイッチング電源回路の一例を示す回路図。
【図７】図６の回路の動作波形図。
【符号の説明】
１ 本発明の磁気共鳴イメージング装置用電源装置
２ 傾斜磁場コイル
３ 直流電源
１０ スイッチング電源
２０ 制御回路
２１ 電流検出器
２２ Ａ／Ｄ変換器
２３ ディジタルコントローラ
２４ ＰＷＭ発生回路
２５ パルス幅伸縮回路
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）等の磁場発生コイルに好適に用いられる電源装置に係わり、特にその大電力を要求される静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に必要な各種電源に好適な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとにスペクトルや画像を再構成するものであり、ＭＲＩ装置には磁場発生コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら磁場発生コイルは所定の磁場強度の磁場を発生するために印加電流の大きさとタイミングを制御するための電源装置を備えている。このようなＭＲＩ装置では、静磁場や傾斜磁場や高周波磁場の磁場強度が最終的に得られる画像上のノイズや撮像時間に大きく影響し、短時間で診断に有用な画像を得るためにはＭＲＩ装置の磁場電源として高精度の大電流電源が必要となっている。従来、磁気共鳴イメージング装置用電源装置として、スイッチング電源を用い、これを高精度にフィードバック制御するためにアナログ回路による制御方式を採用していた。
【０００３】
図４にこの方式による電源装置をＭＲＩ装置の傾斜磁場コイルに用いた回路構成を示す。図４において、２は電源装置の負荷である傾斜磁場コイル、１０はスイッチング電源、２１は磁場コイルに流れる電流を検出する電流検出器、２６は目標電流値と前記電流検出器２１の出力を一致するように制御するための制御量を求めるアナログフィードバック制御回路、２７は一定周期のパルスに同期して鋸波状のパルスを生成する鋸波発生回路、２８は前記アナログフィードバック制御回路２６の出力と鋸波発生回路２７の出力を比較する比較回路である。図５に図４の回路の動作説明図を示す。
【０００４】
図４、図５において、鋸波発生回路２７は一定周期の鋸波状のパルス（図５の（ａ））を生成し、アナログフィードバック制御回路２６で演算して目標電流値と実際の電流値との制御偏差を生成し（図５の（ｂ））、これと前記鋸波発生回路２７との出力を比較回路２８で比較して制御偏差に比例してパルスの幅を可変するパルス幅変調信号を得る（図５の（ｃ））。アナログフィードバック制御回路２６は、通常はオペアンプなどを用いて加算，積分，微分，乗算などの処理を行ない、これで生成した制御量をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御回路に出力する。このＰＷＭ制御回路２４’の鋸波発生回路２７はオペアンプやコンデンサなどを用いた部品で構成されている（図示省略）。図６にスイッチング電源１０の一例を示す。このスイッチング電源１０は、４つのスイッチング素子５１〜５４と、スイッチング電源の出力を平滑するためのリアクトル５５，５６及びコンデンサ５７，５８とを備えている。スイッチング素子としては絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が採用され、スイッチング素子５１と５２（左側のスイッチング素子）及びスイッチング素子５３と５４（右側のスイッチング素子）はそれぞれ直流電源５０に対して直列に接続され、スイッチング素子５１と５２及びスイッチング素子５３と５４は並列に接続されている。リアクトル５５及びコンデンサ５７はスイッチング素子５２に並列に、リアクトル５６及びコンデンサ５８はスイッチング素子５４に並列に接続され、それぞれスイッチ５２及び５４のコレクタ側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’を平滑する平滑回路を構成する。このスイッチング電源１０の一方の出力端子はリアクトル５５とコンデンサ５７の接続点に、他方の出力端子はリアクトル５６とコンデンサ５８の接続点にそれぞれ接続される。このスイッチング電源１０は、スイッチ５１及び５４がオンのときにはスイッチ５２及びスイッチ５３がオフ、スイッチ５１及び５４がオフのときにはスイッチ５２及び５３がオンとなるように交互に一定周期で駆動される。この際、一方、例えばスイッチ５１及び５４がオンとなる時間を長く、スイッチ５２及び５３のオン時間を短くしたとすると、直流電源５０の中性点（図示せず）からみたスイッチ５２及び５４のコレクタ側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’は、それぞれ図７に示すような波形となり、これらをリアクトル５５とコンデンサ５７及びリアクトル５６とコンデンサ５８で平滑することにより、出力端子の電圧ＶＬＡ’、ＶＲＡ’は直流電圧となる。このようなスイッチング電源１０の出力端子は図４の磁場コイル２に接続され、前記パルス幅変調信号で駆動制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、磁場コイル電流を高精度に制御するためにはフィードバック制御系に各種の補償を入れる必要があり、これを従来のアナログフィードバック制御で実現しようとすると回路が非常に複雑になるばかりか必要な制御系の構成が困難になる。またアナログフィードバック制御回路は、これを構成するオペアンプやトランジスタ，抵抗，コンデンサ等の特性があり、またこの特性は温度によって変化するために、調整や保守などが困難であるという問題を持っている。これを解決する手段としてフィードバック演算処理をディジタル信号で処理する方法が考えられる。この方法は複雑な演算などを比較的簡単にでき、調整や保守がし易く、また温度特性による影響は受けにくくなるが、スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御するパルス幅変調信号を生成するパルス（ＰＷＭ信号）の時間分解能がデジタルフィードバック制御回路を構成するマイクロコンピュータのクロック周波数以下にはならないという問題がある。
【０００６】
例えば、２０ｋＨｚのキャリア周波数を持つＰＷＭ信号を２０ＭＨｚのクロックで作った場合、図６においてＶＬ’及びＶＲ’の平均電圧の分解能は１／１０００となり、５００Ｖの直流電源５０を使用した場合、０．５Ｖの分解能となる。
【０００７】
ＶＬ’及びＶＲ’は常に同時に逆方向の電圧を生じるため、傾斜磁場コイル２にかかる電圧の分解能は１Ｖとなる。また、傾斜磁場コイル２のインダクタンスの値を４００μＨとすると、５０μｓ（２０ｋＨｚ）の間に電流はΔｉ＝５０×１０―６／４００×１０―６＝１２５ｍＡも変化してしまうことになる。磁気共鳴イメージング装置用電源装置、特に傾斜磁場電源装置では、数百アンペア以上の大出力で、尚且つ出力電流のノイズを数ｍＡ以下のオーダーにする必要があるため、前記ＰＷＭ信号の時間分解能を最低でもこの１００倍以上に上げ、ＰＷＭの最小分解能当たり１ｍＡ程度の電流変化率を達成しなければならず、検出及び制御量に１０5以上のダイナミックレンジが要求される。
【０００８】
そこで、本発明の目的は磁気共鳴イメージング装置用電源装置に１０5以上のダイナミックレンジを持ったディジタルフィードバック制御を導入し、複雑な演算などが比較的簡単な回路で実現でき、調整や保守がし易く、また温度特性による影響を受けにくい電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置用電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、スイッチング素子を備えたスイッチング電源と、そのスイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御手段を備えた電源装置において、前記スイッチング電源の負荷に流す目標電流値から前記スイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御量を計算するコントローラと、このコントローラから出力される制御量をパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）に変換するパルス幅変調信号発生回路（ＰＷＭ発生回路）と、このＰＷＭ発生回路の出力パルス幅を前記コントローラの出力に応じた時間だけ伸縮するパルス幅伸縮回路を備え、このパルス幅伸縮回路の出力信号で前記スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御することによって達成される。
【００１０】
より望ましくは、前記コントローラには温度の影響を受けにくいディジタルコントローラを採用し、負荷である磁場発生コイルに流れる電流を検出してこれをＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタル値と目標電流値から前記スイッチング素子を制御する制御量を前記ディジタルコントローラで求め、このディジタルコントローラから出力されるディジタルの制御量をパルス幅変調信号発生回路（ＰＷＭ信号発生回路）でパルス幅変調信号に変換（ＰＷＭ信号）し、このＰＷＭ発生回路の出力パルス幅を前記ディジタルコントローラの出力に応じた時間だけ伸縮して前記スイッチング電源内のスイッチング素子を駆動制御する。
【００１１】
以上のように構成される本発明装置は、伸縮回路を用いることによりＰＷＭ信号の分解能が向上し、高いダイナミックレンジを得ることができる。また，ディジタル制御方式の採用により、高精度で温度による影響を受けにくい、保守性の高い電源装置とすることができる。したがって、これを磁気共鳴イメージング装置に用いた場合はより安価で信頼性が高く、今後普及すると思われるＥＰＩ（Echo Planner Imaging）などの高速シーケンスに対応可能な磁気共鳴イメージング装置を提供することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の電源装置を磁気共鳴イメージング装置に適用した実施例を示す。 磁気共鳴イメージング装置用電源装置１は負荷である傾斜磁場コイル２に接続し、この負荷に電流を供給するスイッチング電源１０と、傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出してこれをフィードバック制御する制御回路２０とからなる。制御回路２０は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出する電流検出器２１と、この電流検出器２１によって検出した電流値をディジタル値に変換するためのアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変器）２２と、このＡ／Ｄ変換器２２から得た電流のディジタル値を読み込んで、これと所望する目標電流値との誤差から演算により前記スイッチング電源１０の制御量を求めるディジタルコントローラ２３と、このディジタルコントローラ２３から出力された制御量を前記スイッチング電源１０のスイッチング素子のオン／オフ時間を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換するＰＷＭ発生回路２４と、前記ディジタルコントローラ２３から出力された制御量で前記ＰＷＭ発生回路２４から出力されたＰＷＭ信号の立ち上がりまたは立ち下がりを遅らせることによってＰＷＭ信号の分解能を上げるためのパルス幅伸縮回路２５とによって構成される。スイッチング電源１０は、図６に示した公知の回路と同じ構成の回路が適用され、このスイッチング電源内のスイッチング素子５１〜５４は、前記制御回路２０から出力されたＰＷＭ信号を基に、このＰＷＭ信号が論理信号“１”の間、スイッチング素子５１，５４がオンし、５２，５３はオフする。また前記ＰＷＭ信号が論理信号“０”の間、スイッチング素子５２，５３がオンし、５１，５４はオフする。スイッチング電源１０の出力電圧は、リアクトル５５，５６とコンデンサ５７，５８のフィルタを通した平均電圧が出力され、これは前記ＰＷＭ信号のデューティに比例する。この両端の電圧が傾斜磁場コイル２印加されてコイルに電流が流れ、この傾斜磁場コイルの電流は前記ＰＷＭ信号のデューティによって制御することが可能である。
【００１３】
図２にパルス幅伸縮回路を用いた高分解能ＰＷＭ発生装置の詳細回路を示す。ディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量をＰＷＭ発生回路２４に入力し、この出力信号を８ｂｉｔのパルス幅伸縮回路回路２５で出力パルス幅を伸縮して高分解能の１８ｂｉｔのＰＷＭ信号に変換し，スイッチング電源１０を制御する。
【００１４】
この例のＰＷＭ発生回路２４は、１０ｂｉｔのディジタルカウンタを２個とフリップフロップ（ＤーＦＦ）を用い、２０ＭＨｚのクロックとディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量を入力し、１０ｂｉｔのＰＷＭ信号を生成している。図３にタイムチャートを示す。１０ｂｉｔのディジタルカウンタＤＣ１で２０ＭＨｚのクロック（図３の（ａ））から２０ｋＨｚのＰＷＭキャリア周波数を生成し（図３の（ｂ））、１０ｂｉｔのディジタルカウンタＤＣ２でディジタルコントローラ２３からの制御量をカウントしてＰＷＭパルスのデューティーを生成する（図３の（ｃ））。この場合、ディジタルコントローラ２３からの制御量の最少分解能は，２０ＭＨｚの基本クロックに制限されて、５０ｎｓとなる。次に、パルス幅伸縮回路２５は、図２に示す通り、トランジスタＴｒ１とオペアンプＯｐ１，抵抗Ｒ１〜Ｒ４，ＶＲ１，コンデンサＣ１，ツェナーダイオードＺＤ１からなる立ち下がりエッジトリガーによって直線的に電圧を上昇させる積分回路と、８ｂｉｔのディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）と、コンパレータとからなる。前記積分回路の入力論理信号が“１”の間は、トランジスタＴｒ１は導通しているため、コンデンサＣ１には電圧がかからない。前記積分回路の入力論理信号が“０”になると、トランジスタＴｒ１は非導通となり、オペアンプＯｐ１の入力と出力には同じ電圧がかかるので、ツェナーダイオードＺＤ１にかかる電圧と抵抗Ｒ１，ＶＲ１によって決定する電流が連続的にコンデンサＣ１に流れ込み、Ｃ１の電圧は直線的に上昇する。すなわちオペアンプＯｐ１の出力電圧は直線的に上昇する（図３の（ｇ））。そして、ディジタルコントローラ２３からのディジタル制御量をＤ／Ａ変換器によってアナログ電圧に変換した制御量（図３の（ｆ））とオペアンプＯｐ１の出力電圧とを比較して出力することによって、制御量をパルス幅に変換する（図３の（ｈ））。
【００１５】
従って、本実施例による高分解能ＰＷＭ発生装置の分解能は、ＰＷＭ発生回路の分解能（１／１０００）×パルス幅伸縮回路の分解能（１／２５６）＝１／２５６０００、時間にすると０．１９５ｎｓとなり、傾斜磁場コイル２のリアクトルを４００μＨとすると、５０μｓ（ＰＷＭ周波数が２０ｋＨｚの場合）の間に電流が０．５ｍＡ変化させることができる。本実施例ではパルス幅伸縮回路によって立ち下がりパルスのみを伸縮させたが、立ち上がりのパルスを伸縮させることによってデューティ（Ｄｕｔｙ）を小さい方に微調整させてもよい。
【００１６】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明によれば、ＰＷＭ発生回路の出力パルス幅をパルス幅伸縮回路で伸縮することによってＰＷＭ信号の分解能が向上し、広いダイナミックレンジが得られる電源装置とすることができ、これを磁気共鳴イメージング装置に用いた場合は信頼性が高く、今後普及すると思われるＥＰＩ（Echo Planner Imaging）などの高速シーケンスに対応可能な磁気共鳴イメージング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す図。
【図２】図１の実施例の詳細図。
【図３】図２の回路のタイミングチャート。
【図４】従来装置の例を示す図。
【図５】図４の動作説明図。
【図６】スイッチング電源回路の一例を示す回路図。
【図７】図６の回路の動作波形図。
【符号の説明】
１ 本発明の磁気共鳴イメージング装置用電源装置
２ 傾斜磁場コイル
３ 直流電源
１０ スイッチング電源
２０ 制御回路
２１ 電流検出器
２２ Ａ／Ｄ変換器
２３ ディジタルコントローラ
２４ ＰＷＭ発生回路
２５ パルス幅伸縮回路
Claims (2)
- スイッチング素子を備えたスイッチング電源と、前記スイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御手段と、前記制御手段へ出力する制御量を計算するコントローラと、前記コントローラから出力される制御量をパルス幅変調信号に変換して前記スイッチング電源に与えるパルス幅変調手段と、を備えた電源装置において、前記パルス幅変調手段と前記スイッチング電源の間に挿入され、前記パルス幅変調手段の出力パルス幅を前記コントローラの出力に応じた時間だけ伸縮するパルス幅伸縮手段を備え、前記パルス幅伸縮手段の出力で前記スイッチング素子を駆動制御することを特徴とする電源装置。
- 磁場発生コイル用の電源装置として請求項１に記載の電源装置を備えたことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
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| JPH10201731A JPH10201731A (ja) | 1998-08-04 |
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