JP3694043B2 - 能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はアクティブ（能動）磁気軸受用のサーボ制御回路に実装するための補正回路網に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術においては、少くとも１つの電磁石巻線を備えた能動磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御ループは、回転子の位置検出用の組立物、補正回路網および電磁石巻線に給電するための電力増幅器とを具備している。補正回路網からの出力信号は、電磁石巻線に印加される電流を制御し、その際用いられる必要な電流はそれぞれが電流閉ループを形成する電力増幅器およびＡＭＢの空隙における磁束変化に比例する信号により付与されるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
能動（アクティブ）磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御系は補正回路網を利用するもので、この回路網は比例＋積分＋微分型の伝達関数を有する。伝達関数は特にサーボ制御系の共振周波数の近辺において、即ち高利得、大きなスチフネスおよび短い応答時間を用いて、最適のサーボ制御動作を得るように規定されている。したがって、この回路網は第１に、共振周波数の減衰が可能となるために所定の位相の進みが共振周波数において現われるように規定され、第２に、該能動磁気軸受（ＡＭＢ）に対し高いスチフネスを得るために、積分動作の遮断周波数が上記共振周波数に出来るだけ接近するように規定されている。
【０００４】
軸の振動振幅がサーボ制御系の共振周波数における移動質量の振動の最大振幅により規定され得る線型領域に残っている限り、このような補正は満足なものとなる。不幸にも、共振周波数およびサーボ制御系のスチフネスが大きくなればなる程、上記線型領域は益々小さくなり、第１に能動磁気軸受の負荷搬送領域及び磁性材料の飽和点における誘導に従属する電磁石からの最大の力に依存し、第２にその電源電圧およびその送出する最大電流の関数として増幅器の電力に依存するものであるこの制限を有している。
【０００５】
線型領域の外側に、例えば、磁気軸受の負荷容量より大きな外乱力により発生される、もしくはサーボ制御系がスイッチオンの時に発生する、および補助軸受との接触を発生せしめる大きな振動の存在する場合には、電磁石力の飽和もしくは利得を減少せしめ、またサーボ制御系の共振周波数を減少せしめる増幅器電力の飽和が発生するが、しかしながらそれはまた補正回路網の微分動作により得られる進相を減少もしくは消滅させる効果を有する位相偏移を生ぜしめる。この位相偏移はサーボ制御系に不安定性を発生させるものであって、その結果は能動磁気軸受（ＡＭＢ）に特に損害を与え得るものである（空気ドリル効果）。
【０００６】
大振幅振動により生ずる不安定性に対する救済方法は、サーボ制御系のスチフネスと共振周波数を減少させ、過剰な位相の進みを与え、かつ位置信号に関しピークリミッタを利用して、上記振動の振幅の関数として比例動作の利得を適応させることにある。不幸にも、経験の示す所では、サーボ制御系の速度信号に関するいかなる作用にも独立して実行される場合の位置信号のこのような制限作用は、電力増幅器の飽和に帰因する位相遅れを避けることを実際上必ずしも満足させるものではない。
【０００７】
したがって、本発明の目的は、実装することが簡単であり、かつ巨大な投資を必要としない回路網を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は非線型補正回路網を与えるもので、該回路網は付加的な位相の進みを伝送するが、サーボ制御系がその線型領域の外側に動作している間のみ動作状態にされるものである。
【０００９】
更に特定的に、本発明は入力信号Ｖe を受信し、かつ出力信号Ｖs を送出する能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網を与えるもので、該補正回路網は、サーボ制御系の共振周波数の近辺における決定された周波数帯域にわたり入力信号Ｖe を微分するための微分手段を備え、該微分手段の動作は、所定の電圧しきい値Ｖthを超える入力信号によりその動作が制御されるピーク制限用手段の動作に依存するものであって、該出力信号Ｖs は上記しきい値電圧に達しない限り、入力信号Ｖe を再生することを特徴とする補正回路網を提供するものである。
【００１０】
決定された周波数領域内において、その入力端において受信された信号の振幅の関数として可変的である位相進みを与えるのに用いられる非線型補正回路網に対して、サーボ制御系の定格共振周波数より低い共振周波数の大振幅振動は適切に減衰可能であり、したがってその結果としてアクティブ磁気軸受のサーボ制御回路における不安定性が回避される。
【００１１】
【作用】
好適な実施例において、微分手段は、第１のインピーダンス回路によりその入力信号が微分される増幅器の負帰還回路に接続された第２のインピーダンス回路を備え、該第２のインピーダンス回路は第１および第２のインピーダンス回路の作用が入力信号をして微分されるようにせしめる入力信号の所定のしきい値を規定するピーク制限手段に対し第１に並列に接続され、又第２に、ピーク制限回路が能動的でない状態を維持するように所定のしきい値が超えられない場合に、入力信号の微分が実行されず出力信号Ｖs が入力信号Ｖe に等しい状態を維持するように第１のインピーダンス回路に等しいインピーダンス回路に並列接続されるものである。
【００１２】
演算増幅器に基づくこの第２のインピーダンス回路は、本発明の作用をして何等過重な費用を費すことなく簡単に実装させることを可能にするものである。
【００１３】
該第１のインピーダンス回路は、コンデンサＣに直列の第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列接続を具備し、積ｒＣと積Ｒ1 Ｃとはそれぞれ第１の時定数ｔ1 と第２の時定数ｔ2 とを規定するものである。
【００１４】
該ピーク制限手段は、第３の抵抗器Ｒ2 と該回路の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオードＤi との直列接続を具備し、積Ｒ2 Ｃは第３の時定数ｔ3 を規定する。
【００１５】
抵抗器−コンデンサ−ダイオード構造の使用は本発明の実装コストを顕著に制限する効果を有するが、一方それにも拘らずこのように実装された組立に関し最大の有効性と信頼度を与えるものである。
【００１６】
第１の時定数ｔ1 は第２の時定数ｔ2 よりはるかに小であり、かつ第３の時定数ｔ3 は第２の時定数ｔ2 より小であり、第１の時定数ｔ1 よりはるかに大であることが好ましい。
【００１７】
本発明のその他の特徴と利点とは、非制限の表示により与えられ、かつ添付図面を参照して作成された以下の説明から一層明確になるものと思われる。
【００１８】
【実施例】
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
図１は能動磁気軸受が大振幅の振動を受けている間に能動磁気軸受に対し減衰運動を保証するように設計された本発明に係る補正回路網の好適な実施例を示すものである。該回路網はインバータとして接続された単一演算増幅器１０により構成され、第１のインピーダンス回路２０を介して入力信号Ｖeを受信するその反転入力端を有している。第２のインピーダンス回路３０は、出力信号Ｖsを送る増幅器の出力と上記反転入力との間に負帰還を与える如く接続されている。組立は該入力信号Ｖeを微分する手段を構成している。
【００１９】
該第１のインピーダンス回路２０は、コンデンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列接続を具備し、茲に積ｒＣとＲ1 Ｃとは第１および第２の時定数ｔ1 とｔ2 とをそれぞれ規定している。
【００２０】
該第２のインピーダンス回路３０は、インピーダンス回路２０と等価のインピーダンス回路２００と、第３の時定数ｔ3 を規定する積Ｒ2 Ｃを有し、一組のダイオードＤi と直列に接続された第３の抵抗器Ｒ2 により構成されるピーク制限手段３００との並列接続を具備している。複数の直列ダイオード又は２個のツェナーダイオードにより構成可能な該１組のダイオードＤi は、出力電圧Ｖs の増加によりダイオードを通電せしめる入力信号に対し、所定の電圧しきい値Ｖthを規定するのに用いられ、したがって抵抗器Ｒ2 をして負帰還インピーダンス回路２００と並列に接続させるようにするものである。
【００２１】
この補正回路網が大振幅で動作中に付加的な位相進みを与えるのを確実にするためには、上記特定の時定数はしたがって、次の関係
ｔ1≪ｔ3＜ｔ2
を満足する。この式の意味は、第１の時定数ｔ1は第２の時定数ｔ2より極めて小であり、第３の時定数ｔ3は第２の時定数ｔ2より小であり、かつ第１の時定数ｔ1より極めて大であるということである。実際上、ｒの抵抗値は並列接続の抵抗器Ｒ1とＲ2により与えられるＲの抵抗値より２０ないし５０倍小である。
【００２２】
図１の補正回路の動作は図２と図３を参照してこゝに説明されるが、図２と図３とは上記回路の伝達関数に対する（それらの漸近線を含む）簡略化された利得と位相のボード線図である。
【００２３】
そのしきい値がダイオードの接続される方法に依存して正および／または負になり得るダイオードの所定の導電しきい値の下では、ピーク制限回路は不能動的であり、かつ補正回路網の利得は第１のインピーダンス回路２０のインピーダンスと第２のインピーダンス回路３０のインピーダンスの間の比の負に等しくなり、この第２のインピーダンス回路３０はこのような状態の下では、現在の場合第１のインピーダンス回路２０のインピーダンスに等しい負帰還回路２００のインピーダンスによってのみ構成される。これにより１の利得が発生し、線型条件下で先に実施され得たサーボ制御系のループの（利得又は位相の）調整を変更しない。その結果として、第１のインピーダンス回路２０による入力信号の微分は、増幅器に関する負帰還として接続された微分回路２００が実施する積分により補償される。演算増幅器回路の反転性により得られる１８０°の移相は、サーボ制御回路における利得１の別の反転増幅器を含むことにより単に消去され得るに過ぎない。
【００２４】
ピーク制限回路３００の所定の動作しきい値を超えると、抵抗器Ｒ2 は負帰還インピーダンス回路２００と並列に接続され、その時補正回路の利得は、現在第１のインピーダンス回路２０の不変のインピーダンスに対し、新しい値を有する第２のインピーダンス回路３０のインピーダンスの比の関数として変化する。これは入力信号Ｖe に関する利得と位相における出力信号Ｖs を修正する結果になる。
【００２５】
このような動作モードにおいて（Ｖe＞Ｖth）、（当然実信号の歪みと奇数次高調波の出現を全然考慮しない）簡単な計算は次の補正回路網の伝達関数を決定することを可能にする：
および問題の種々の時定数に関し上記した拘束を考慮すれば：
之から周波数に対し利得と位相がいかに変化するかを決定することは容易である。
【００２６】
利得の変化（図２参照）
低い周波数（第２の時定数ｔ 2 により規定される遮断周波数以下の周波数）において、回路網の利得は一定であり、実質的に比Ｒ2／Ｒ1に等しく、この比は１より小である。高い周波数（第３の時定数ｔ 3 により規定される遮断周波数より大きい周波数）において、利得はまた一定であるが、１に等しい。結果的に、中間周波数において、利得は周波数に対してＲ2／Ｒ1から１まで増加する。
【００２７】
位相の変化（図３参照）
上述の如く、インバータである演算増幅器による反転は無視されるが、この反転は付加的な１８０°の移相を生ずる。
【００２８】
低周波および高周波において、移相は０である。対照的に、中間の周波数においては、その最大値が第２および第３の時定数のそれぞれの値に依存する位相進みが観察可能であり、該第３の時定数に関して云えば、補正回路が付与し得る最大位相進みを制限するものである。
【００２９】
大振幅の振動、例えばＶthより大きく、上記２つの遮断周波数の間にある共振周波数を有する振幅の振動は、したがってその位相進みが増加されている間に減衰されるサーボ制御系の利得のこの組合せにより減衰されることになる。したがって振動の振幅は、補正回路網をその線型動作領域に導入するように減少することになり、その線型動作領域において振幅はサーボ制御回路により知られる如く「透明」（Ｇnet ＝１およびφnet ＝０°）になる。
【００３０】
図４と図５とは、中間周波数と２つの相異なる最大振幅の正弦波入力信号に対する図１の補正回路網の入力信号Ｖe と出力信号Ｖs の波形のシミュレーションを夫々示している。一つの場合はピーク制限回路が動作するようになるしきい値より大きい振幅の場合であり、もう一つの場合は上記しきい値より振幅の小さい場合である。図４において、入力信号と出力信号（−Ｖs ）とが重ね合わせられ、かつ２つの曲線間に移相が存在しないことが知られる。対照的に、図５においては、出力信号（−Ｖs ）が振幅が減衰され、入力信号に対し位相進みを示し、かつこれは動作状態に入ったピーク制限回路の結果である。
【００３１】
圧縮機に対する磁気的接合部（abutment) に本発明の補正回路網を実装することは、このような回路網の実用上の大きな利点を評価することを極めて容易にするものである。以下の数値を仮定するものとしよう：
懸吊質量 Ｍ＝１００kg
１０ｇの加速に必要な力 Ｆm ＝１０，０００Ｎ
サーボ制御系の共振周波数 ｆo ＝２００Hz
【００３２】
最大の力による線型動作領域に関する制限は次式により与えられる：
ｘ1 ＝Ｆm ／（２πｆo )2Ｍ、即ちｘ1 ＝０．０６３３mm
増幅器の飽和に基づく線型動作領域に関する制限は次式により与えられる：
ｘ1 ＝Ｆm ′／（２πｆo Ｍ）
磁気軸受の空隙ｅ＝１mm、および力Ｆ＝ＵＩ／（２πｆo ｅ）を与える増幅器の最大電圧・電流積ＵＩ＝１０，０００ＶＡと仮定すると、即ちＦ＝７９５８Ｎとなり、これは磁気軸受の最大力より小であり、之から
ｘ1 ＝０．０６３３（７９５８／１０，０００）＝０．０５mm
が導き出される。
【００３３】
磁気軸受の空隙は線型領域の範囲よりはるかに大きいので、上記０．０５mmより大きな振幅のいかなる振動も増幅器の過負荷状態になることに導かれ、したがってサーボ制御系の共振周波数は上記サーボ制御系に不安定性を発生せしめる。本発明により付与される単純にして優雅な解決策は、このように大きな振動に対してサーボ制御回路の安定性を確実に保証するために必要のある位相の進みを挿入することを可能にすることである。能動磁気懸吊を有する種々の回転機、すなわち分子吸引ポンプ、ターボエキスパンダ等々に関する試験は、大きな外乱力によりひき起こされた補助軸受に関する無秩序な回転の開始後においても最大回転速度の回転子は、本発明の回路網を用いて装着された、サーボ制御システムにより適切な位置に、かつ補助軸受との継続した接触なしで瞬間的に戻されることを示す。
【００３４】
図６は外乱が短い期間の間、能動磁気的懸吊をオフ状態に切換えることによりトリガーされた分子吸引ポンプに関するこのような試験の一つの結果を示している。磁気軸受の半径方向の検出器により測定される如きポンプ回転子の運動のスペクトル解析を構成する図面において（上記解析は０．２８ミリ秒毎に繰返される）、外乱入力前と外乱入力中の両方の場合において回転周波数ｆo＝４２０ヘルツにおける振幅が観察され得る。これは回転子の慣性軸のまわりの回転中の回転子の不平衡に基づくものである。
【００３５】
磁気懸吊体がスイッチオフされている間、回転子は補助軸受に接触し、補助軸受の周波数においてうるさいガタガタいうラットル音（rattle) の発生が確立され、この場合の周波数は、補助軸受の遊びに相当する振幅を示す２５０Hzであって、回転子はそれ自身の周波数ｆoで回転を継続する。最後に、磁気懸吊部が再び復帰に切換えられると、回転子は即時に正規の位置に戻され、同時にラットル音は消滅する。
【００３６】
云うまでもなく、本発明の範囲を超えることなく、かつ能動磁気軸受もしくはその増幅器の過負荷される場合の減衰運動のために、上記補正回路網の別の実装も実施され得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る補正回路網の実施例の一例を示す。
【図２】図１の伝達関数に関する簡略化された利得のボード線図である。
【図３】図１の伝達関数に関する簡略化された位相のボード線図である。
【図４】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図である（０〜３０ms，１Ｖ〜−１Ｖの振幅）。
【図５】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図である（０〜３０ms，３Ｖ〜−３Ｖの振幅）。
【図６】ポンプの回転子の運動に関し実施されたスペクトル解析の１例を示す。
【符号の説明】
１０…演算増幅器
２０…第１のインピーダンス回路
３０…第２のインピーダンス回路
２００…インピーダンス回路
３００…ピーク制限手段
Ｖe …入力信号
Ｖs …出力信号
【産業上の利用分野】
本発明はアクティブ（能動）磁気軸受用のサーボ制御回路に実装するための補正回路網に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術においては、少くとも１つの電磁石巻線を備えた能動磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御ループは、回転子の位置検出用の組立物、補正回路網および電磁石巻線に給電するための電力増幅器とを具備している。補正回路網からの出力信号は、電磁石巻線に印加される電流を制御し、その際用いられる必要な電流はそれぞれが電流閉ループを形成する電力増幅器およびＡＭＢの空隙における磁束変化に比例する信号により付与されるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
能動（アクティブ）磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御系は補正回路網を利用するもので、この回路網は比例＋積分＋微分型の伝達関数を有する。伝達関数は特にサーボ制御系の共振周波数の近辺において、即ち高利得、大きなスチフネスおよび短い応答時間を用いて、最適のサーボ制御動作を得るように規定されている。したがって、この回路網は第１に、共振周波数の減衰が可能となるために所定の位相の進みが共振周波数において現われるように規定され、第２に、該能動磁気軸受（ＡＭＢ）に対し高いスチフネスを得るために、積分動作の遮断周波数が上記共振周波数に出来るだけ接近するように規定されている。
【０００４】
軸の振動振幅がサーボ制御系の共振周波数における移動質量の振動の最大振幅により規定され得る線型領域に残っている限り、このような補正は満足なものとなる。不幸にも、共振周波数およびサーボ制御系のスチフネスが大きくなればなる程、上記線型領域は益々小さくなり、第１に能動磁気軸受の負荷搬送領域及び磁性材料の飽和点における誘導に従属する電磁石からの最大の力に依存し、第２にその電源電圧およびその送出する最大電流の関数として増幅器の電力に依存するものであるこの制限を有している。
【０００５】
線型領域の外側に、例えば、磁気軸受の負荷容量より大きな外乱力により発生される、もしくはサーボ制御系がスイッチオンの時に発生する、および補助軸受との接触を発生せしめる大きな振動の存在する場合には、電磁石力の飽和もしくは利得を減少せしめ、またサーボ制御系の共振周波数を減少せしめる増幅器電力の飽和が発生するが、しかしながらそれはまた補正回路網の微分動作により得られる進相を減少もしくは消滅させる効果を有する位相偏移を生ぜしめる。この位相偏移はサーボ制御系に不安定性を発生させるものであって、その結果は能動磁気軸受（ＡＭＢ）に特に損害を与え得るものである（空気ドリル効果）。
【０００６】
大振幅振動により生ずる不安定性に対する救済方法は、サーボ制御系のスチフネスと共振周波数を減少させ、過剰な位相の進みを与え、かつ位置信号に関しピークリミッタを利用して、上記振動の振幅の関数として比例動作の利得を適応させることにある。不幸にも、経験の示す所では、サーボ制御系の速度信号に関するいかなる作用にも独立して実行される場合の位置信号のこのような制限作用は、電力増幅器の飽和に帰因する位相遅れを避けることを実際上必ずしも満足させるものではない。
【０００７】
したがって、本発明の目的は、実装することが簡単であり、かつ巨大な投資を必要としない回路網を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は非線型補正回路網を与えるもので、該回路網は付加的な位相の進みを伝送するが、サーボ制御系がその線型領域の外側に動作している間のみ動作状態にされるものである。
【０００９】
更に特定的に、本発明は入力信号Ｖe を受信し、かつ出力信号Ｖs を送出する能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網を与えるもので、該補正回路網は、サーボ制御系の共振周波数の近辺における決定された周波数帯域にわたり入力信号Ｖe を微分するための微分手段を備え、該微分手段の動作は、所定の電圧しきい値Ｖthを超える入力信号によりその動作が制御されるピーク制限用手段の動作に依存するものであって、該出力信号Ｖs は上記しきい値電圧に達しない限り、入力信号Ｖe を再生することを特徴とする補正回路網を提供するものである。
【００１０】
決定された周波数領域内において、その入力端において受信された信号の振幅の関数として可変的である位相進みを与えるのに用いられる非線型補正回路網に対して、サーボ制御系の定格共振周波数より低い共振周波数の大振幅振動は適切に減衰可能であり、したがってその結果としてアクティブ磁気軸受のサーボ制御回路における不安定性が回避される。
【００１１】
【作用】
好適な実施例において、微分手段は、第１のインピーダンス回路によりその入力信号が微分される増幅器の負帰還回路に接続された第２のインピーダンス回路を備え、該第２のインピーダンス回路は第１および第２のインピーダンス回路の作用が入力信号をして微分されるようにせしめる入力信号の所定のしきい値を規定するピーク制限手段に対し第１に並列に接続され、又第２に、ピーク制限回路が能動的でない状態を維持するように所定のしきい値が超えられない場合に、入力信号の微分が実行されず出力信号Ｖs が入力信号Ｖe に等しい状態を維持するように第１のインピーダンス回路に等しいインピーダンス回路に並列接続されるものである。
【００１２】
演算増幅器に基づくこの第２のインピーダンス回路は、本発明の作用をして何等過重な費用を費すことなく簡単に実装させることを可能にするものである。
【００１３】
該第１のインピーダンス回路は、コンデンサＣに直列の第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列接続を具備し、積ｒＣと積Ｒ1 Ｃとはそれぞれ第１の時定数ｔ1 と第２の時定数ｔ2 とを規定するものである。
【００１４】
該ピーク制限手段は、第３の抵抗器Ｒ2 と該回路の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオードＤi との直列接続を具備し、積Ｒ2 Ｃは第３の時定数ｔ3 を規定する。
【００１５】
抵抗器−コンデンサ−ダイオード構造の使用は本発明の実装コストを顕著に制限する効果を有するが、一方それにも拘らずこのように実装された組立に関し最大の有効性と信頼度を与えるものである。
【００１６】
第１の時定数ｔ1 は第２の時定数ｔ2 よりはるかに小であり、かつ第３の時定数ｔ3 は第２の時定数ｔ2 より小であり、第１の時定数ｔ1 よりはるかに大であることが好ましい。
【００１７】
本発明のその他の特徴と利点とは、非制限の表示により与えられ、かつ添付図面を参照して作成された以下の説明から一層明確になるものと思われる。
【００１８】
【実施例】
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
図１は能動磁気軸受が大振幅の振動を受けている間に能動磁気軸受に対し減衰運動を保証するように設計された本発明に係る補正回路網の好適な実施例を示すものである。該回路網はインバータとして接続された単一演算増幅器１０により構成され、第１のインピーダンス回路２０を介して入力信号Ｖeを受信するその反転入力端を有している。第２のインピーダンス回路３０は、出力信号Ｖsを送る増幅器の出力と上記反転入力との間に負帰還を与える如く接続されている。組立は該入力信号Ｖeを微分する手段を構成している。
【００１９】
該第１のインピーダンス回路２０は、コンデンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列接続を具備し、茲に積ｒＣとＲ1 Ｃとは第１および第２の時定数ｔ1 とｔ2 とをそれぞれ規定している。
【００２０】
該第２のインピーダンス回路３０は、インピーダンス回路２０と等価のインピーダンス回路２００と、第３の時定数ｔ3 を規定する積Ｒ2 Ｃを有し、一組のダイオードＤi と直列に接続された第３の抵抗器Ｒ2 により構成されるピーク制限手段３００との並列接続を具備している。複数の直列ダイオード又は２個のツェナーダイオードにより構成可能な該１組のダイオードＤi は、出力電圧Ｖs の増加によりダイオードを通電せしめる入力信号に対し、所定の電圧しきい値Ｖthを規定するのに用いられ、したがって抵抗器Ｒ2 をして負帰還インピーダンス回路２００と並列に接続させるようにするものである。
【００２１】
この補正回路網が大振幅で動作中に付加的な位相進みを与えるのを確実にするためには、上記特定の時定数はしたがって、次の関係
ｔ1≪ｔ3＜ｔ2
を満足する。この式の意味は、第１の時定数ｔ1は第２の時定数ｔ2より極めて小であり、第３の時定数ｔ3は第２の時定数ｔ2より小であり、かつ第１の時定数ｔ1より極めて大であるということである。実際上、ｒの抵抗値は並列接続の抵抗器Ｒ1とＲ2により与えられるＲの抵抗値より２０ないし５０倍小である。
【００２２】
図１の補正回路の動作は図２と図３を参照してこゝに説明されるが、図２と図３とは上記回路の伝達関数に対する（それらの漸近線を含む）簡略化された利得と位相のボード線図である。
【００２３】
そのしきい値がダイオードの接続される方法に依存して正および／または負になり得るダイオードの所定の導電しきい値の下では、ピーク制限回路は不能動的であり、かつ補正回路網の利得は第１のインピーダンス回路２０のインピーダンスと第２のインピーダンス回路３０のインピーダンスの間の比の負に等しくなり、この第２のインピーダンス回路３０はこのような状態の下では、現在の場合第１のインピーダンス回路２０のインピーダンスに等しい負帰還回路２００のインピーダンスによってのみ構成される。これにより１の利得が発生し、線型条件下で先に実施され得たサーボ制御系のループの（利得又は位相の）調整を変更しない。その結果として、第１のインピーダンス回路２０による入力信号の微分は、増幅器に関する負帰還として接続された微分回路２００が実施する積分により補償される。演算増幅器回路の反転性により得られる１８０°の移相は、サーボ制御回路における利得１の別の反転増幅器を含むことにより単に消去され得るに過ぎない。
【００２４】
ピーク制限回路３００の所定の動作しきい値を超えると、抵抗器Ｒ2 は負帰還インピーダンス回路２００と並列に接続され、その時補正回路の利得は、現在第１のインピーダンス回路２０の不変のインピーダンスに対し、新しい値を有する第２のインピーダンス回路３０のインピーダンスの比の関数として変化する。これは入力信号Ｖe に関する利得と位相における出力信号Ｖs を修正する結果になる。
【００２５】
このような動作モードにおいて（Ｖe＞Ｖth）、（当然実信号の歪みと奇数次高調波の出現を全然考慮しない）簡単な計算は次の補正回路網の伝達関数を決定することを可能にする：
【００２６】
利得の変化（図２参照）
低い周波数（第２の時定数ｔ 2 により規定される遮断周波数以下の周波数）において、回路網の利得は一定であり、実質的に比Ｒ2／Ｒ1に等しく、この比は１より小である。高い周波数（第３の時定数ｔ 3 により規定される遮断周波数より大きい周波数）において、利得はまた一定であるが、１に等しい。結果的に、中間周波数において、利得は周波数に対してＲ2／Ｒ1から１まで増加する。
【００２７】
位相の変化（図３参照）
上述の如く、インバータである演算増幅器による反転は無視されるが、この反転は付加的な１８０°の移相を生ずる。
【００２８】
低周波および高周波において、移相は０である。対照的に、中間の周波数においては、その最大値が第２および第３の時定数のそれぞれの値に依存する位相進みが観察可能であり、該第３の時定数に関して云えば、補正回路が付与し得る最大位相進みを制限するものである。
【００２９】
大振幅の振動、例えばＶthより大きく、上記２つの遮断周波数の間にある共振周波数を有する振幅の振動は、したがってその位相進みが増加されている間に減衰されるサーボ制御系の利得のこの組合せにより減衰されることになる。したがって振動の振幅は、補正回路網をその線型動作領域に導入するように減少することになり、その線型動作領域において振幅はサーボ制御回路により知られる如く「透明」（Ｇnet ＝１およびφnet ＝０°）になる。
【００３０】
図４と図５とは、中間周波数と２つの相異なる最大振幅の正弦波入力信号に対する図１の補正回路網の入力信号Ｖe と出力信号Ｖs の波形のシミュレーションを夫々示している。一つの場合はピーク制限回路が動作するようになるしきい値より大きい振幅の場合であり、もう一つの場合は上記しきい値より振幅の小さい場合である。図４において、入力信号と出力信号（−Ｖs ）とが重ね合わせられ、かつ２つの曲線間に移相が存在しないことが知られる。対照的に、図５においては、出力信号（−Ｖs ）が振幅が減衰され、入力信号に対し位相進みを示し、かつこれは動作状態に入ったピーク制限回路の結果である。
【００３１】
圧縮機に対する磁気的接合部（abutment) に本発明の補正回路網を実装することは、このような回路網の実用上の大きな利点を評価することを極めて容易にするものである。以下の数値を仮定するものとしよう：
懸吊質量 Ｍ＝１００kg
１０ｇの加速に必要な力 Ｆm ＝１０，０００Ｎ
サーボ制御系の共振周波数 ｆo ＝２００Hz
【００３２】
最大の力による線型動作領域に関する制限は次式により与えられる：
ｘ1 ＝Ｆm ／（２πｆo )2Ｍ、即ちｘ1 ＝０．０６３３mm
増幅器の飽和に基づく線型動作領域に関する制限は次式により与えられる：
ｘ1 ＝Ｆm ′／（２πｆo Ｍ）
磁気軸受の空隙ｅ＝１mm、および力Ｆ＝ＵＩ／（２πｆo ｅ）を与える増幅器の最大電圧・電流積ＵＩ＝１０，０００ＶＡと仮定すると、即ちＦ＝７９５８Ｎとなり、これは磁気軸受の最大力より小であり、之から
ｘ1 ＝０．０６３３（７９５８／１０，０００）＝０．０５mm
が導き出される。
【００３３】
磁気軸受の空隙は線型領域の範囲よりはるかに大きいので、上記０．０５mmより大きな振幅のいかなる振動も増幅器の過負荷状態になることに導かれ、したがってサーボ制御系の共振周波数は上記サーボ制御系に不安定性を発生せしめる。本発明により付与される単純にして優雅な解決策は、このように大きな振動に対してサーボ制御回路の安定性を確実に保証するために必要のある位相の進みを挿入することを可能にすることである。能動磁気懸吊を有する種々の回転機、すなわち分子吸引ポンプ、ターボエキスパンダ等々に関する試験は、大きな外乱力によりひき起こされた補助軸受に関する無秩序な回転の開始後においても最大回転速度の回転子は、本発明の回路網を用いて装着された、サーボ制御システムにより適切な位置に、かつ補助軸受との継続した接触なしで瞬間的に戻されることを示す。
【００３４】
図６は外乱が短い期間の間、能動磁気的懸吊をオフ状態に切換えることによりトリガーされた分子吸引ポンプに関するこのような試験の一つの結果を示している。磁気軸受の半径方向の検出器により測定される如きポンプ回転子の運動のスペクトル解析を構成する図面において（上記解析は０．２８ミリ秒毎に繰返される）、外乱入力前と外乱入力中の両方の場合において回転周波数ｆo＝４２０ヘルツにおける振幅が観察され得る。これは回転子の慣性軸のまわりの回転中の回転子の不平衡に基づくものである。
【００３５】
磁気懸吊体がスイッチオフされている間、回転子は補助軸受に接触し、補助軸受の周波数においてうるさいガタガタいうラットル音（rattle) の発生が確立され、この場合の周波数は、補助軸受の遊びに相当する振幅を示す２５０Hzであって、回転子はそれ自身の周波数ｆoで回転を継続する。最後に、磁気懸吊部が再び復帰に切換えられると、回転子は即時に正規の位置に戻され、同時にラットル音は消滅する。
【００３６】
云うまでもなく、本発明の範囲を超えることなく、かつ能動磁気軸受もしくはその増幅器の過負荷される場合の減衰運動のために、上記補正回路網の別の実装も実施され得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る補正回路網の実施例の一例を示す。
【図２】図１の伝達関数に関する簡略化された利得のボード線図である。
【図３】図１の伝達関数に関する簡略化された位相のボード線図である。
【図４】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図である（０〜３０ms，１Ｖ〜−１Ｖの振幅）。
【図５】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図である（０〜３０ms，３Ｖ〜−３Ｖの振幅）。
【図６】ポンプの回転子の運動に関し実施されたスペクトル解析の１例を示す。
【符号の説明】
１０…演算増幅器
２０…第１のインピーダンス回路
３０…第２のインピーダンス回路
２００…インピーダンス回路
３００…ピーク制限手段
Ｖe …入力信号
Ｖs …出力信号
Claims (6)
- 入力信号Ｖeを受信し、かつ出力信号Ｖsを与える能動磁気軸受のサーボ制御回路用の補正回路網であって、該補正回路網はサーボ制御の共振周波数の近傍の、決定された周波数帯域にわたり、入力信号Ｖeを微分するための微分手段（２０，３０）を具備し、該微分手段の動作はその動作が所定の電圧しきい値Ｖthを超える入力信号により制御されるピーク制限手段（３００）の動作に依存するものであり、該しきい値電圧に達しない限り該出力信号Ｖsは該入力信号Ｖeを再生することを特徴とする補正回路網。
- 前記微分手段は、その入力信号が第１のインピーダンス回路（２０）により微分される増幅器（１０）の負帰還回路に接続される第２のインピーダンス回路（３０）を具備し、該第２のインピーダンス回路は、該第１および第２のインピーダンス回路（２０，３０）の作用が該入力信号をして微分させるようにする該入力信号の所定のしきい値を規定するピーク制限手段（３００）に対し、第１に並列に接続され、および第２に、前記のピーク制限回路が非能動状態を維持するように所定のしきい値を超えない場合に、入力信号の微分が実行されずに出力信号Ｖsが入力信号Ｖeに等しい状態を維持するように、該第１のインピーダンス回路（２０）に等しいインピーダンス回路（２００）に並列に接続されている、請求項１記載の補正回路網。
- 該第１のインピーダンス回路（２０）はコンデンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1との並列接続を具備し、積ｒＣとＲ1Ｃとはそれぞれ第１の時定数ｔ1と第２の時定数ｔ2とを規定するものである、請求項２記載の補正回路網。
- 前記ピーク制限手段（３００）は、第３の抵抗器Ｒ2と前記ピーク制限回路の前記の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオードＤｉとの直列接続を具備し、積Ｒ2Ｃが第３の時定数ｔ3を規定する、請求項２記載の補正回路網。
- 前記ピーク制限手段（３００）は、第３の抵抗器Ｒ2と前記ピーク制限回路の前記の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオードＤｉとの直列接続を具備し、積Ｒ2Ｃが第３の時定数ｔ3を規定する、請求項３記載の補正回路網。
- 前記第１の時定数ｔ1は、前記第２の時定数ｔ2より小であり、かつ前記第３の時定数ｔ3は該第２の時定数ｔ2より小であり、および該第１の時定数ｔ1より大であり、前記第１の抵抗器ｒの抵抗値は並列接続の前記第２および第３の抵抗器Ｒ 1 とＲ 2 により与えられる等価抵抗の値Ｒの１／２０ないし１／５０である、請求項５記載の補正回路網。
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