JPH07167144A - 能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網 - Google Patents
能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網Info
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- JPH07167144A JPH07167144A JP13431194A JP13431194A JPH07167144A JP H07167144 A JPH07167144 A JP H07167144A JP 13431194 A JP13431194 A JP 13431194A JP 13431194 A JP13431194 A JP 13431194A JP H07167144 A JPH07167144 A JP H07167144A
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- circuit
- impedance circuit
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
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- Mechanical Engineering (AREA)
- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力信号Ｖe を受け、出力信号Ｖs を送る能
動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網に関する。 【構成】 補正回路網はサーボ制御系共振周波数近傍の
所定周波数にわたり入力信号Ｖe を微分する微分手段
（２０，３０）を具備し、微分手段は第１のインピーダ
ンスＺ１回路（２０）で入力が微分される増幅器（１
０）の負帰還回路（１０）に設けた第２のインピーダン
スＺ２回路（３０）を備え、Ｚ２回路はピーク制限手段
（３００）と、Ｚ１回路（２０）と等しいＺ回路（２０
０）の並列接続を備え、ピーク制限回路が不能動である
ように超過した所定しきい値がなければ、入力微分は行
われず、出力Ｖs も入力Ｖe に等しくなるものである。
動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網に関する。 【構成】 補正回路網はサーボ制御系共振周波数近傍の
所定周波数にわたり入力信号Ｖe を微分する微分手段
（２０，３０）を具備し、微分手段は第１のインピーダ
ンスＺ１回路（２０）で入力が微分される増幅器（１
０）の負帰還回路（１０）に設けた第２のインピーダン
スＺ２回路（３０）を備え、Ｚ２回路はピーク制限手段
（３００）と、Ｚ１回路（２０）と等しいＺ回路（２０
０）の並列接続を備え、ピーク制限回路が不能動である
ように超過した所定しきい値がなければ、入力微分は行
われず、出力Ｖs も入力Ｖe に等しくなるものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアクティブ（能動）磁気
軸受用のサーボ制御回路に実装するための補正回路網に
関する。
軸受用のサーボ制御回路に実装するための補正回路網に
関する。
【０００２】
【従来の技術】技術においては、少くとも１つの電磁石
巻線を備えた能動磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御ルー
プは、回転子の位置検出用の組立物、補正回路網および
電磁石巻線に給電するための電力増幅器とを具備してい
る。補正回路網からの出力信号は、電磁石巻線に印加さ
れる電流を制御し、その際用いられる必要な電流はそれ
ぞれが電流の折返しされる電力増幅器およびＡＭＢの空
隙における磁束変化に比例する信号により付与されるも
のである。
巻線を備えた能動磁気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御ルー
プは、回転子の位置検出用の組立物、補正回路網および
電磁石巻線に給電するための電力増幅器とを具備してい
る。補正回路網からの出力信号は、電磁石巻線に印加さ
れる電流を制御し、その際用いられる必要な電流はそれ
ぞれが電流の折返しされる電力増幅器およびＡＭＢの空
隙における磁束変化に比例する信号により付与されるも
のである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】能動（アクティブ）磁
気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御系は補正回路網を利用す
るもので、この回路網は比例＋積分＋微分型の伝達関数
を有する。伝達関数は特にサーボ制御系の共振周波数の
近辺において、即ち高利得、大きなスチフネスおよび短
い応答時間を用いて、最適のサーボ制御動作を得るよう
に規定されている。したがって、この回路網は第１に、
共振周波数の減衰が可能となるために所定の位相の進み
が共振周波数において現われるように規定され、第２
に、該能動磁気軸受（ＡＭＢ）に対し高いスチフネスを
得るために、積分動作の遮断周波数が上記共振周波数に
出来るだけ接近するように規定されている。
気軸受（ＡＭＢ）のサーボ制御系は補正回路網を利用す
るもので、この回路網は比例＋積分＋微分型の伝達関数
を有する。伝達関数は特にサーボ制御系の共振周波数の
近辺において、即ち高利得、大きなスチフネスおよび短
い応答時間を用いて、最適のサーボ制御動作を得るよう
に規定されている。したがって、この回路網は第１に、
共振周波数の減衰が可能となるために所定の位相の進み
が共振周波数において現われるように規定され、第２
に、該能動磁気軸受（ＡＭＢ）に対し高いスチフネスを
得るために、積分動作の遮断周波数が上記共振周波数に
出来るだけ接近するように規定されている。
【０００４】軸の振動振幅がサーボ制御系の共振周波数
における移動質量の振動の最大振幅により規定され得る
線型領域に残っている限り、このような補正は満足なも
のとなる。不幸にも、共振周波数およびサーボ制御系の
スチフネスが大きくなればなる程、上記線型領域は益々
小さくなり、第１に能動磁気軸受の負荷搬送領域及び磁
性材料の飽和点における誘導に従属する電磁石からの最
大の力に依存し、第２にその電源電圧およびその送出す
る最大電流の関数として増幅器の電力に依存するもので
あるこの制限を有している。
における移動質量の振動の最大振幅により規定され得る
線型領域に残っている限り、このような補正は満足なも
のとなる。不幸にも、共振周波数およびサーボ制御系の
スチフネスが大きくなればなる程、上記線型領域は益々
小さくなり、第１に能動磁気軸受の負荷搬送領域及び磁
性材料の飽和点における誘導に従属する電磁石からの最
大の力に依存し、第２にその電源電圧およびその送出す
る最大電流の関数として増幅器の電力に依存するもので
あるこの制限を有している。
【０００５】線型領域の外側に、例えば、磁気軸受の負
荷容量より大きな外乱力により発生される、もしくはサ
ーボ制御系がスイッチオンの時に発生する、および補助
軸受との接触を発生せしめる大きな振動の存在する場合
には、電磁石牽引力の飽和もしくは利得を減少せしめ、
またサーボ制御系の共振周波数を減少せしめる増幅器電
力の飽和が発生するが、しかしながらそれはまた補正回
路網の微分動作により得られる進相を減少もしくは消滅
させる効果を有する移相（位相推移）を生ぜしめる。こ
の位相変換（推移）はサーボ制御系に不安定性を発生さ
せるものであって、その結果は能動磁気軸受（ＡＭＢ）
に特に損害を与え得るものである（空気ドリル効果）。
荷容量より大きな外乱力により発生される、もしくはサ
ーボ制御系がスイッチオンの時に発生する、および補助
軸受との接触を発生せしめる大きな振動の存在する場合
には、電磁石牽引力の飽和もしくは利得を減少せしめ、
またサーボ制御系の共振周波数を減少せしめる増幅器電
力の飽和が発生するが、しかしながらそれはまた補正回
路網の微分動作により得られる進相を減少もしくは消滅
させる効果を有する移相（位相推移）を生ぜしめる。こ
の位相変換（推移）はサーボ制御系に不安定性を発生さ
せるものであって、その結果は能動磁気軸受（ＡＭＢ）
に特に損害を与え得るものである（空気ドリル効果）。
【０００６】大振幅振動により生ずる不安定性に対する
救済方法は、サーボ制御系のスチフネスと共振周波数を
減少させ、過剰な位相の進みを与え、かつ位置信号に関
しピークリミッタを利用して、上記振動の振幅の関数と
して比例動作の利得を適用することにある。不幸にも、
経験の示す所では、サーボ制御系の速度信号に関するい
かなる作用にも独立して実行される場合の位置信号のこ
のような制限作用は、電力増幅器の飽和に帰因する位相
遅れを避けることを実際上必ずしも満足させるものでは
ない。
救済方法は、サーボ制御系のスチフネスと共振周波数を
減少させ、過剰な位相の進みを与え、かつ位置信号に関
しピークリミッタを利用して、上記振動の振幅の関数と
して比例動作の利得を適用することにある。不幸にも、
経験の示す所では、サーボ制御系の速度信号に関するい
かなる作用にも独立して実行される場合の位置信号のこ
のような制限作用は、電力増幅器の飽和に帰因する位相
遅れを避けることを実際上必ずしも満足させるものでは
ない。
【０００７】したがって、本発明の目的は、実装するこ
とが簡単であり、かつ巨大な投資を必要としない回路網
を提供することにある。
とが簡単であり、かつ巨大な投資を必要としない回路網
を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は非線型補正回路
網を与えるもので、該回路網は付加的な位相の進みを伝
送するが、サーボ制御系がその線型領域の外側に動作し
ている間のみ動作状態にされるものである。
網を与えるもので、該回路網は付加的な位相の進みを伝
送するが、サーボ制御系がその線型領域の外側に動作し
ている間のみ動作状態にされるものである。
【０００９】更に特定的に、本発明は入力信号Ｖe を受
信し、かつ出力信号Ｖs を送出する能動磁気軸受のサー
ボ制御回路用補正回路網を与えるもので、該補正回路網
は、サーボ制御系の共振周波数の近辺における決定され
た周波数帯域にわたり入力信号Ｖe を微分するための微
分手段を備え、該微分手段の動作は、所定の電圧しきい
値Ｖthを超える入力信号によりその動作が制御されるピ
ーク制限用手段の動作に依存するものであって、該出力
信号Ｖs は上記しきい値電圧に達しない限り、入力信号
Ｖe を再生することを特徴とする補正回路網を提供する
ものである。
信し、かつ出力信号Ｖs を送出する能動磁気軸受のサー
ボ制御回路用補正回路網を与えるもので、該補正回路網
は、サーボ制御系の共振周波数の近辺における決定され
た周波数帯域にわたり入力信号Ｖe を微分するための微
分手段を備え、該微分手段の動作は、所定の電圧しきい
値Ｖthを超える入力信号によりその動作が制御されるピ
ーク制限用手段の動作に依存するものであって、該出力
信号Ｖs は上記しきい値電圧に達しない限り、入力信号
Ｖe を再生することを特徴とする補正回路網を提供する
ものである。
【００１０】決定された周波数領域内において、その入
力端において受信された信号の振幅の関数として可変的
である位相進みを与えるのに用いられる非線型補正回路
網に対して、サーボ制御系の定格共振周波数より低い共
振周波数の大振幅振動は適切に減衰可能であり、したが
ってその結果としてアクティブ磁気軸受のサーボ制御回
路における不安定性が回避される。
力端において受信された信号の振幅の関数として可変的
である位相進みを与えるのに用いられる非線型補正回路
網に対して、サーボ制御系の定格共振周波数より低い共
振周波数の大振幅振動は適切に減衰可能であり、したが
ってその結果としてアクティブ磁気軸受のサーボ制御回
路における不安定性が回避される。
【００１１】
【作用】好適な実施例において、微分手段は、第１のイ
ンピーダンス回路によりその入力信号が微分される増幅
器の負帰還回路に接続された第２のインピーダンス回路
を備え、該第２のインピーダンス回路は第１および第２
のインピーダンス回路の作用が入力信号をして微分され
るようにせしめる入力信号の所定のしきい値を規定する
ピーク制限手段に対し第１に並列に接続され、又第２
に、ピーク制限回路が能動的でない状態を維持するよう
に所定のしきい値が超えられない場合に、入力信号の微
分が実行されず出力信号Ｖs が入力信号Ｖe に等しい状
態を維持するように第１のインピーダンス回路に等しい
インピーダンス回路に並列接続されるものである。
ンピーダンス回路によりその入力信号が微分される増幅
器の負帰還回路に接続された第２のインピーダンス回路
を備え、該第２のインピーダンス回路は第１および第２
のインピーダンス回路の作用が入力信号をして微分され
るようにせしめる入力信号の所定のしきい値を規定する
ピーク制限手段に対し第１に並列に接続され、又第２
に、ピーク制限回路が能動的でない状態を維持するよう
に所定のしきい値が超えられない場合に、入力信号の微
分が実行されず出力信号Ｖs が入力信号Ｖe に等しい状
態を維持するように第１のインピーダンス回路に等しい
インピーダンス回路に並列接続されるものである。
【００１２】演算増幅器に基づくこの第２のインピーダ
ンス回路は、本発明の作用をして何等過重な費用を費す
ことなく簡単に実装させることを可能にするものであ
る。
ンス回路は、本発明の作用をして何等過重な費用を費す
ことなく簡単に実装させることを可能にするものであ
る。
【００１３】該第１のインピーダンス回路は、コンデン
サＣに直列の第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列
接続を具備し、積ｒＣと積Ｒ1 Ｃとはそれぞれ第１の時
定数ｔ1 と第２の時定数ｔ2 とを規定するものである。
サＣに直列の第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の並列
接続を具備し、積ｒＣと積Ｒ1 Ｃとはそれぞれ第１の時
定数ｔ1 と第２の時定数ｔ2 とを規定するものである。
【００１４】該ピーク制限手段は、第３の抵抗器Ｒ2 と
該回路の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオ
ードＤi との直列接続を具備し、積Ｒ2 Ｃは第３の時定
数ｔ 3 を規定する。
該回路の動作しきい値を決定する少くとも１つのダイオ
ードＤi との直列接続を具備し、積Ｒ2 Ｃは第３の時定
数ｔ 3 を規定する。
【００１５】抵抗器−コンデンサ−ダイオード構造の使
用は本発明の実装コストを顕著に制限する効果を有する
が、一方それにも拘らずこのように実装された組立に関
し最大の有効性と信頼度を与えるものである。
用は本発明の実装コストを顕著に制限する効果を有する
が、一方それにも拘らずこのように実装された組立に関
し最大の有効性と信頼度を与えるものである。
【００１６】第１の時定数ｔ1 は第２の時定数ｔ2 より
はるかに小であり、かつ第３の時定数ｔ3 は第２の時定
数ｔ2 より小であり、第１の時定数ｔ1 よりはるかに大
であることが好ましい。
はるかに小であり、かつ第３の時定数ｔ3 は第２の時定
数ｔ2 より小であり、第１の時定数ｔ1 よりはるかに大
であることが好ましい。
【００１７】本発明のその他の特徴と利点とは、非制限
の表示により与えられ、かつ添付図面を参照して作成さ
れた以下の説明から一層明確になるものと思われる。
の表示により与えられ、かつ添付図面を参照して作成さ
れた以下の説明から一層明確になるものと思われる。
【００１８】
【実施例】以下、図面を用いて本発明を詳細に説明す
る。図１は能動磁気軸受が大振幅の振動を受けている間
に能動磁気軸受に対し減衰運動を保証するように設計さ
れた本発明に係る補正回路網の好適な実施例を示すもの
である。該回路網はインバータとして接続された単一演
算増幅器１０により構成され、第１のインピーダンス回
路２０を介して入力信号Ｖe を受信するその反転入力端
を有している。第２のインピーダンス回路３０は、出力
信号Ｖs を送る増幅器の出力と上記非反転入力との間に
負帰還を与える如く接続されている。組立は該入力信号
Ｖe を微分する手段を構成している。
る。図１は能動磁気軸受が大振幅の振動を受けている間
に能動磁気軸受に対し減衰運動を保証するように設計さ
れた本発明に係る補正回路網の好適な実施例を示すもの
である。該回路網はインバータとして接続された単一演
算増幅器１０により構成され、第１のインピーダンス回
路２０を介して入力信号Ｖe を受信するその反転入力端
を有している。第２のインピーダンス回路３０は、出力
信号Ｖs を送る増幅器の出力と上記非反転入力との間に
負帰還を与える如く接続されている。組立は該入力信号
Ｖe を微分する手段を構成している。
【００１９】該第１のインピーダンス回路２０は、コン
デンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の
並列接続を具備し、茲に積ｒＣとＲ1 Ｃとは第１および
第２の時定数ｔ1 とｔ2 とをそれぞれ規定している。
デンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ1 の
並列接続を具備し、茲に積ｒＣとＲ1 Ｃとは第１および
第２の時定数ｔ1 とｔ2 とをそれぞれ規定している。
【００２０】該第２のインピーダンス回路３０は、イン
ピーダンス回路２０と等価のインピーダンス回路２００
と、第３の時定数ｔ3 を規定する積Ｒ2 Ｃを有し、一組
のダイオードＤi と直列に接続された第３の抵抗器Ｒ2
により構成されるピーク制限手段３００との並列接続を
具備している。複数の直列ダイオード又は２個のツェナ
ーダイオードにより構成可能な該１組のダイオードＤi
は、出力電圧Ｖs の増加によりダイオードを通電せしめ
る入力信号に対し、所定の電圧しきい値Ｖthを規定する
のに用いられ、したがって抵抗器Ｒ2 をして負帰還イン
ピーダンス回路２００と並列に接続させるようにするも
のである。
ピーダンス回路２０と等価のインピーダンス回路２００
と、第３の時定数ｔ3 を規定する積Ｒ2 Ｃを有し、一組
のダイオードＤi と直列に接続された第３の抵抗器Ｒ2
により構成されるピーク制限手段３００との並列接続を
具備している。複数の直列ダイオード又は２個のツェナ
ーダイオードにより構成可能な該１組のダイオードＤi
は、出力電圧Ｖs の増加によりダイオードを通電せしめ
る入力信号に対し、所定の電圧しきい値Ｖthを規定する
のに用いられ、したがって抵抗器Ｒ2 をして負帰還イン
ピーダンス回路２００と並列に接続させるようにするも
のである。
【００２１】この補正回路網が大振幅で動作中に付加的
な位相進みを与えるのを確実にするためには、したがっ
て上記特定の時定数はしたがって、次の関係 ｔ1 ≪ｔ3 ＜ｔ2 を満足する。この式の意味は、第１の時定数ｔ1 は第２
の時定数ｔ2 より極めて小であり、第３の時定数ｔ3 は
第２の時定数ｔ2 より小であり、かつ第１の時定数ｔ1
より極めて大であるということである。実際上、ｒの抵
抗値は並列接続の抵抗器Ｒ1 とＲ2 により与えられるＲ
の抵抗値より２０ないし５０倍小である。
な位相進みを与えるのを確実にするためには、したがっ
て上記特定の時定数はしたがって、次の関係 ｔ1 ≪ｔ3 ＜ｔ2 を満足する。この式の意味は、第１の時定数ｔ1 は第２
の時定数ｔ2 より極めて小であり、第３の時定数ｔ3 は
第２の時定数ｔ2 より小であり、かつ第１の時定数ｔ1
より極めて大であるということである。実際上、ｒの抵
抗値は並列接続の抵抗器Ｒ1 とＲ2 により与えられるＲ
の抵抗値より２０ないし５０倍小である。
【００２２】図１の補正回路の動作は図２と図３を参照
してこゝに説明されるが、図２と図３とは上記回路の伝
達関数に対する（それらの漸近線を含む）簡略化された
利得と位相のボード線図である。
してこゝに説明されるが、図２と図３とは上記回路の伝
達関数に対する（それらの漸近線を含む）簡略化された
利得と位相のボード線図である。
【００２３】そのしきい値がダイオードの接続される方
法に依存して正および／または負になり得るダイオード
の所定の導電しきい値の支配下で、ピーク制限回路は不
能動的であり、かつ補正回路網の利得は第１のインピー
ダンス回路２０のインピーダンスと第２のインピーダン
ス回路３０のインピーダンスの間の負の比に等しくな
り、これはこのような状態の下では、現在の場合第１の
インピーダンス回路２０のインピーダンスに等しい負帰
還回路２００のインピーダンスにより構成されるものに
過ぎない。これにより１の利得が発生し、線型条件下で
先に実施され得たサーボ制御系のループの（利得又は位
相の）調整を変更しない。その結果として、第１のイン
ピーダンス回路２０による入力信号の微分は、増幅器に
関する負帰還として接続された微分回路２００が実施す
る積分により補償される。演算増幅器回路の反転性によ
り得られる１８０°の移相は、サーボ制御回路における
利得１の別の反転増幅器を含むことにより単に消去され
得るに過ぎない。
法に依存して正および／または負になり得るダイオード
の所定の導電しきい値の支配下で、ピーク制限回路は不
能動的であり、かつ補正回路網の利得は第１のインピー
ダンス回路２０のインピーダンスと第２のインピーダン
ス回路３０のインピーダンスの間の負の比に等しくな
り、これはこのような状態の下では、現在の場合第１の
インピーダンス回路２０のインピーダンスに等しい負帰
還回路２００のインピーダンスにより構成されるものに
過ぎない。これにより１の利得が発生し、線型条件下で
先に実施され得たサーボ制御系のループの（利得又は位
相の）調整を変更しない。その結果として、第１のイン
ピーダンス回路２０による入力信号の微分は、増幅器に
関する負帰還として接続された微分回路２００が実施す
る積分により補償される。演算増幅器回路の反転性によ
り得られる１８０°の移相は、サーボ制御回路における
利得１の別の反転増幅器を含むことにより単に消去され
得るに過ぎない。
【００２４】ピーク制限回路３００の所定の動作しきい
値を超えると、抵抗器Ｒ2 は負帰還インピーダンス回路
２００と並列に接続され、その時補正回路の利得は、現
在第１のインピーダンス回路２０の不変のインピーダン
スに対し、新しい値を有する第２のインピーダンス回路
３０のインピーダンスの比の関数として変化する。これ
は入力信号Ｖe に関する利得と位相における出力信号Ｖ
s を修正する結果になる。
値を超えると、抵抗器Ｒ2 は負帰還インピーダンス回路
２００と並列に接続され、その時補正回路の利得は、現
在第１のインピーダンス回路２０の不変のインピーダン
スに対し、新しい値を有する第２のインピーダンス回路
３０のインピーダンスの比の関数として変化する。これ
は入力信号Ｖe に関する利得と位相における出力信号Ｖ
s を修正する結果になる。
【００２５】このような動作モードにおいて（Ｖe ＞Ｖ
th）、（当然実信号の歪みと奇数次高調波の出現を全然
考慮しない）簡単な計算は次の補正回路網の伝達関数を
決定することを可能にする： 茲に および問題の種々の時定数に関し上記した拘束を考慮す
れば： 之から周波数に対し利得と位相がいかに変化するかを決
定することは容易である。
th）、（当然実信号の歪みと奇数次高調波の出現を全然
考慮しない）簡単な計算は次の補正回路網の伝達関数を
決定することを可能にする： 茲に および問題の種々の時定数に関し上記した拘束を考慮す
れば： 之から周波数に対し利得と位相がいかに変化するかを決
定することは容易である。
【００２６】利得の変化（図２参照） 低い周波数（第３の時定数ｔ3 により規定される遮断周
波数以下の周波数）において、回路網の利得は一定であ
り、実質的に比Ｒ2 ／Ｒ1 に等しく、この比は１より小
である。高い周波数（第２の時定数ｔ2 により規定され
る遮断周波数より大きい周波数）において、利得はまた
一定であるが、１に等しい。結果的に、中間周波数にお
いて、利得は周波数に対してＲ2 ／Ｒ1 から１まで増加
する。
波数以下の周波数）において、回路網の利得は一定であ
り、実質的に比Ｒ2 ／Ｒ1 に等しく、この比は１より小
である。高い周波数（第２の時定数ｔ2 により規定され
る遮断周波数より大きい周波数）において、利得はまた
一定であるが、１に等しい。結果的に、中間周波数にお
いて、利得は周波数に対してＲ2 ／Ｒ1 から１まで増加
する。
【００２７】位相の変化（図３参照） 上述の如く、インバータである演算増幅器による反転は
無視されるが、この反転は付加的な１８０°の移相を生
ずる。
無視されるが、この反転は付加的な１８０°の移相を生
ずる。
【００２８】低周波および高周波において、移相は０で
ある。対照的に、中間の周波数においては、その最大値
が第２および第３の時定数のそれぞれの値に依存する位
相進みが観察可能であり、該第３の時定数に関して云え
ば、補正回路が付与し得る最大位相進みを制限するもの
である。
ある。対照的に、中間の周波数においては、その最大値
が第２および第３の時定数のそれぞれの値に依存する位
相進みが観察可能であり、該第３の時定数に関して云え
ば、補正回路が付与し得る最大位相進みを制限するもの
である。
【００２９】大振幅の振動、例えばＶthより大きく、上
記２つの遮断周波数の間にある共振周波数を有する振幅
の振動は、したがってその位相進みが増加されている間
に減衰されるサーボ制御系の利得のこの組合せにより減
衰されることになる。したがって振動の振幅は、補正回
路網をその線型動作領域に導入するように減少すること
になり、その線型動作領域において振幅はサーボ制御回
路により知られる如く「透明」（Ｇnet ＝１およびφ
net ＝０°）になる。
記２つの遮断周波数の間にある共振周波数を有する振幅
の振動は、したがってその位相進みが増加されている間
に減衰されるサーボ制御系の利得のこの組合せにより減
衰されることになる。したがって振動の振幅は、補正回
路網をその線型動作領域に導入するように減少すること
になり、その線型動作領域において振幅はサーボ制御回
路により知られる如く「透明」（Ｇnet ＝１およびφ
net ＝０°）になる。
【００３０】図４と図５とは、中間周波数と２つの相異
なる最大振幅の正弦波入力信号に対する図１の補正回路
網の入力信号Ｖe と出力信号Ｖs の波形のシミュレーシ
ョンを夫々示している。一つの場合はピーク制限回路が
動作するようになるしきい値より大きい振幅の場合であ
り、もう一つの場合は上記しきい値より振幅の小さい場
合である。図４において、入力信号と出力信号（−
Ｖs ）とが重ね合わせられ、かつ２つの曲線間に移相が
存在しないことが知られる。対照的に、図５において
は、出力信号（−Ｖs ）が振幅が減衰され、入力信号に
対し位相進みを示し、かつこれは動作状態に入ったピー
ク制限回路の結果である。
なる最大振幅の正弦波入力信号に対する図１の補正回路
網の入力信号Ｖe と出力信号Ｖs の波形のシミュレーシ
ョンを夫々示している。一つの場合はピーク制限回路が
動作するようになるしきい値より大きい振幅の場合であ
り、もう一つの場合は上記しきい値より振幅の小さい場
合である。図４において、入力信号と出力信号（−
Ｖs ）とが重ね合わせられ、かつ２つの曲線間に移相が
存在しないことが知られる。対照的に、図５において
は、出力信号（−Ｖs ）が振幅が減衰され、入力信号に
対し位相進みを示し、かつこれは動作状態に入ったピー
ク制限回路の結果である。
【００３１】圧縮機に対する磁気的接合部（abutment)
に本発明の補正回路網を実装することは、このような回
路網の実用上の大きな利点を評価することを極めて容易
にするものである。以下の数値を仮定するものとしよ
う： 懸吊質量 Ｍ＝１００kg １０ｇの加速に必要な力 Ｆm ＝１０，０００Ｎ サーボ制御系の共振周波数 ｆo ＝２００Hz
に本発明の補正回路網を実装することは、このような回
路網の実用上の大きな利点を評価することを極めて容易
にするものである。以下の数値を仮定するものとしよ
う： 懸吊質量 Ｍ＝１００kg １０ｇの加速に必要な力 Ｆm ＝１０，０００Ｎ サーボ制御系の共振周波数 ｆo ＝２００Hz
【００３２】最大の力による線型動作領域に関する制限
は次式により与えられる： ｘ1 ＝Ｆm ／（２πｆo )2Ｍ、即ちｘ1 ＝０．０６３３
mm 増幅器の飽和に基づく線型動作領域に関する制限は次式
により与えられる： ｘ1 ＝Ｆm ′／（２πｆo Ｍ） 磁気軸受の空隙ｅ＝１mm、および力Ｆ＝ＵＩ／（２πｆ
o ｅ）を与える増幅器の最大電圧・電流積ＵＩ＝１０，
０００ＶＡと仮定すると、即ちＦ＝７９５８Ｎとなり、
これは磁気軸受の最大力より小であり、之から ｘ1 ＝０．０６３３（７９５８／１０，０００）＝０．
０５mm が導き出される。
は次式により与えられる： ｘ1 ＝Ｆm ／（２πｆo )2Ｍ、即ちｘ1 ＝０．０６３３
mm 増幅器の飽和に基づく線型動作領域に関する制限は次式
により与えられる： ｘ1 ＝Ｆm ′／（２πｆo Ｍ） 磁気軸受の空隙ｅ＝１mm、および力Ｆ＝ＵＩ／（２πｆ
o ｅ）を与える増幅器の最大電圧・電流積ＵＩ＝１０，
０００ＶＡと仮定すると、即ちＦ＝７９５８Ｎとなり、
これは磁気軸受の最大力より小であり、之から ｘ1 ＝０．０６３３（７９５８／１０，０００）＝０．
０５mm が導き出される。
【００３３】磁気軸受の空隙は線型領域の範囲よりはる
かに大きいので、上記０．０５mmより大きな振幅のいか
なる振動も増幅器の過負荷状態になることに導かれ、し
たがってサーボ制御系の共振周波数は上記サーボ制御系
に不安定性を発生せしめる。本発明により付与される単
純にして優雅な解決策は、このように大きな振動に対し
てサーボ制御回路の安定性を確実に保証する必要のある
位相の進みを挿入することを可能にすることである。能
動磁気懸吊機、分子吸引ポンプ、ターボエキスパンダ等
々を有する種々の回転機に関する試験は、大きな外乱力
によりひき起こされた補助軸受に関する無秩序な回転の
開始後においても最大回転速度の回転子は、本発明の回
路網を用いて装着され、かつ補助軸受に延長した接点の
ないサーボ制御システムにより適切な位置に瞬間的に戻
される。
かに大きいので、上記０．０５mmより大きな振幅のいか
なる振動も増幅器の過負荷状態になることに導かれ、し
たがってサーボ制御系の共振周波数は上記サーボ制御系
に不安定性を発生せしめる。本発明により付与される単
純にして優雅な解決策は、このように大きな振動に対し
てサーボ制御回路の安定性を確実に保証する必要のある
位相の進みを挿入することを可能にすることである。能
動磁気懸吊機、分子吸引ポンプ、ターボエキスパンダ等
々を有する種々の回転機に関する試験は、大きな外乱力
によりひき起こされた補助軸受に関する無秩序な回転の
開始後においても最大回転速度の回転子は、本発明の回
路網を用いて装着され、かつ補助軸受に延長した接点の
ないサーボ制御システムにより適切な位置に瞬間的に戻
される。
【００３４】図６は外乱が短い期間の間、能動磁気的懸
吊をオフ状態に切換えることによりトリガーされた分子
吸引ポンプに関するこのような試験の一つの結果を示し
ている。磁気軸受の放射状検出器により測定される如き
ポンプ回転子の運動のスペクトル解析を構成する図面に
おいて（上記解析は０．２８ミリ秒毎に繰返される）、
外乱入力前と外乱入力中の両方の場合において回転周波
数ｆo ＝４２０ヘルツにおける振幅が観察され得る。こ
れは回転子の慣性軸のまわりの回転中の回転子の不平衡
に基づくものである。
吊をオフ状態に切換えることによりトリガーされた分子
吸引ポンプに関するこのような試験の一つの結果を示し
ている。磁気軸受の放射状検出器により測定される如き
ポンプ回転子の運動のスペクトル解析を構成する図面に
おいて（上記解析は０．２８ミリ秒毎に繰返される）、
外乱入力前と外乱入力中の両方の場合において回転周波
数ｆo ＝４２０ヘルツにおける振幅が観察され得る。こ
れは回転子の慣性軸のまわりの回転中の回転子の不平衡
に基づくものである。
【００３５】磁気懸吊体がスイッチオフされている間、
回転子は補助軸受に接触し、補助軸受の周波数において
乱流のガタガタいうラットル音（rattle) の発生が確立
され、この周波数の場合、補助軸受のプレイに対応する
振幅を示す２５０Hzであって、回転子はそれ自身の周波
数ｆo で回転を継続する。最後に、磁気懸吊部が再び復
帰に切換えられると、回転子は即時に正規の位置に戻さ
れ、同時にラットル音は消滅する。
回転子は補助軸受に接触し、補助軸受の周波数において
乱流のガタガタいうラットル音（rattle) の発生が確立
され、この周波数の場合、補助軸受のプレイに対応する
振幅を示す２５０Hzであって、回転子はそれ自身の周波
数ｆo で回転を継続する。最後に、磁気懸吊部が再び復
帰に切換えられると、回転子は即時に正規の位置に戻さ
れ、同時にラットル音は消滅する。
【００３６】云うまでもなく、本発明の範囲を超えるこ
となく、かつ能動磁気軸受もしくはその増幅器の過負荷
される場合の減衰運動のために、上記補正回路網の別の
実装も実施され得るものである。
となく、かつ能動磁気軸受もしくはその増幅器の過負荷
される場合の減衰運動のために、上記補正回路網の別の
実装も実施され得るものである。
【図１】本発明に係る補正回路網の実施例の一例を示
す。
す。
【図２】図１の伝達関数に関する簡略化された利得のボ
ード線図である。
ード線図である。
【図３】図１の伝達関数に関する簡略化された位相のボ
ード線図である。
ード線図である。
【図４】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を
有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図
である（０〜３０ms，１Ｖ〜−１Ｖの振幅）。
有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図
である（０〜３０ms，１Ｖ〜−１Ｖの振幅）。
【図５】入力信号の振幅に依存する２つの個別の構成を
有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図
である（０〜３０ms，３Ｖ〜−３Ｖの振幅）。
有する本発明の補正回路網における入出力信号の波形図
である（０〜３０ms，３Ｖ〜−３Ｖの振幅）。
【図６】ポンプの回転子の運動に関し実施されたスペク
トル解析の１例を示す。
トル解析の１例を示す。
１０…演算増幅器 ２０…第１のインピーダンス回路 ３０…第２のインピーダンス回路 ２００…インピーダンス回路 ３００…ピーク制限手段 Ｖe …入力信号 Ｖs …出力信号
Claims (5)
- 【請求項１】 入力信号Ｖe を受信し、かつ出力信号Ｖ
s を送達する能動磁気軸受のサーボ制御回路用の補正回
路網であって、該補正回路網はサーボ制御の共振周波数
の近傍の、決定された周波数帯域にわたり、入力信号Ｖ
e を微分するための微分手段（２０，３０）を具備し、
該微分手段の動作はその動作が所定の電圧しきい値Ｖth
を超える入力信号により制御されるピーク制限手段（３
００）の動作に依存するものであり、上記しきい値電圧
に達しない限り該出力信号Ｖsは該入力信号Ｖe を再生
することを特徴とする補正回路網。 - 【請求項２】 該微分手段は、その入力信号が第１のイ
ンピーダンス回路（２０）により微分される増幅器（１
０）の負帰還回路に接続される第２のインピーダンス回
路（３０）を具備し、該第２のインピーダンス回路は、
該第１および第２のインピーダンス回路（２０，３０）
の作用が入力信号をして微分させるようにする該入力信
号の所定のしきい値を規定するピーク制限手段（３０
０）に対し、第１に並列に接続され、および第２に、ピ
ーク制限回路が非能動状態を維持するように所定のしき
い値を超えない場合に、入力信号の微分が実行されずに
出力信号Ｖs が入力信号Ｖe に等しい状態を維持するよ
うに、該第１のインピーダンス回路（２０）に等しいイ
ンピーダンス回路（２００）に並列に接続されている、
請求項１記載の補正回路網。 - 【請求項３】 該第１のインピーダンス回路（２０）は
コンデンサＣと直列な第１の抵抗器ｒと第２の抵抗器Ｒ
1 との並列接続を具備し、該積ｒＣとＲ1 Ｃとはそれぞ
れ第１の時定数ｔ1 と第２の時定数ｔ2 とを規定するも
のである、請求項２記載の補正回路網。 - 【請求項４】 上記ピーク制限手段（３００）は、第３
の抵抗器Ｒ2 と上記ピーク制限回路の動作しきい値を決
定する少くとも１つのダイオードＤi との直列接続を具
備する、請求項２もしくは請求項３のいずれかに記載の
補正回路網。 - 【請求項５】 上記第１の時定数ｔ1 は、上記第２の時
定数ｔ2 よりはるかに小であり、かつ上記第３の時定数
ｔ3 は該第２の時定数ｔ2 より小であり、および該第１
の時定数ｔ1 よりはるかに大である、請求項３又は請求
項４のいずれかに記載の補正回路網。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9307369 | 1993-06-18 | ||
| FR9307369A FR2706549B1 (fr) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | Réseau de correction de circuit d'asservissement de paliers magnétiques actifs. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07167144A true JPH07167144A (ja) | 1995-07-04 |
| JP3694043B2 JP3694043B2 (ja) | 2005-09-14 |
Family
ID=9448279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13431194A Expired - Lifetime JP3694043B2 (ja) | 1993-06-18 | 1994-06-16 | 能動磁気軸受のサーボ制御回路用補正回路網 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3694043B2 (ja) |
| FR (1) | FR2706549B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104712654A (zh) * | 2013-12-17 | 2015-06-17 | Skf磁性机械技术公司 | 用于主动磁轴承的数字非线性校正器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10104419A1 (de) * | 2001-02-01 | 2002-08-08 | Schlafhorst & Co W | Vorrichtung zur Lageregelung eines berührungslos gelagerten schnelldrehenden Rotors |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2336603A1 (fr) * | 1975-12-24 | 1977-07-22 | Europ Propulsion | Dispositif d'amortissement des frequences critiques d'un rotor suspendu magnetiquement |
| US4379598A (en) * | 1980-12-22 | 1983-04-12 | North American Philips Corporation | Magnetic bearing |
| DE3148944A1 (de) * | 1981-12-10 | 1983-08-04 | Teldix Gmbh, 6900 Heidelberg | Vorrichtung zur magnetischen lagerung eines koerpers |
| JPS5989821A (ja) * | 1982-11-11 | 1984-05-24 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 制御形磁気軸受装置 |
| US5202824A (en) * | 1990-06-21 | 1993-04-13 | Mechanical Technology Incorporated | Rotating force generator for magnetic bearings |
| DE4040788A1 (de) * | 1990-12-15 | 1992-06-17 | Univ Chemnitz Tech | Verfahren und schaltungsanordnung zur phasenempfindlichen gleichrichtung einer amplitudenmodulierten traegerschwingung |
-
1993
- 1993-06-18 FR FR9307369A patent/FR2706549B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-06-16 JP JP13431194A patent/JP3694043B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104712654A (zh) * | 2013-12-17 | 2015-06-17 | Skf磁性机械技术公司 | 用于主动磁轴承的数字非线性校正器 |
| JP2015117832A (ja) * | 2013-12-17 | 2015-06-25 | エスカエフ・マニュティック・メシャトロニク | 能動型磁気ベアリングのためのデジタル非線形補正器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2706549B1 (fr) | 1995-09-01 |
| JP3694043B2 (ja) | 2005-09-14 |
| FR2706549A1 (fr) | 1994-12-23 |
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