JP3692014B2 - 圧力及び温度による影響を補償するシステム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、医療分野における圧力、温度、及びオプションとして流量を決定するシステムに関し、特に、遠端部に圧力センサを持つガイド・ワイヤを用いる、狭窄部の遠位での内冠動脈圧（ｉｎｔｒａｃｏｒｏｎａｒｙ ｐｒｅｓｓｕｒｅ）の計測に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特定の冠血管（ｃｏｒｏｎａｒｙ ｖｅｓｓｅｌ）が心筋、即ち心筋層へ血液を供給する能力を決定し検査するために、狭窄部の遠位及び近位で内冠動脈圧を計測する方法がある。この方法においては、いわゆる分流貯蔵法（Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ Ｆｌｏｗ Ｒｅｓｅｒｖｅ）が用いられる（なお、Ｎｉｃｏ Ｈ．Ｊ．Ｐｉｊｌｓ等の「分流貯蔵」循環（“Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ Ｆｌｏｗ Ｒｅｓｅｒｖｅ” Ｃｉｒｃｕｌａｔｉｏｎ）」（第９２巻、第１１部、１９９５年１２月１日）を参照のこと。要約すれば、ＦＦＲ_ｍｙｏは狭窄部の遠位圧力と狭窄部の近位圧力間の比として定義される。即ち、ＦＦＲ_ｍｙｏ＝Ｐ_ｄｉｓｔ／Ｐ_ｐｒｏｘである。遠位圧力の計測は微小圧力トランスジューサを用いて血管内で行われ、近位圧力は動脈圧力である。
【０００３】
ＷＯ ９７／２７８０２号には、感圧抵抗（能動抵抗と呼ばれる）と感温抵抗（受動抵抗と呼ばれる）とを有する温度及び圧力計測用センサが開示されている。これらの抵抗は、合計で４個の抵抗と３個の「寄生」ケーブル抵抗からなるホイートストーン・ブリッジの一部である。このブリッジにおいて、２つの異なる計測、即ち、圧力計測のため用いられる差動出力電圧（能動回路と受動回路との間の電位差）の計測と、温度計測のため用いられるシングル・エンデッド出力電圧（受動回路における電圧）の計測が行われる。体内に挿入される実際のセンサ・チップには、受動抵抗と能動抵抗のみが載置される。ブリッジにおける他の抵抗は外部に、好ましくは制御装置に配置され、ガイド・ワイヤ内に伸びるリード線を介してチップに結合される。該チップはガイド・ワイヤの遠端に配置される。当該システムは、リード線の特性が影響を受けないような環境のときに機能する。しかし、リード線が非常に小さな寸法を持ち比較的長いということから、体温に曝されるリード線の長さが変化するならば、即ちガイド・ワイヤが数センチメートル以上の距離にわたって操作される必要があるならば、リード線の抵抗値はかなり変化し得る。このような効果は、一般に、ガイド・ワイヤ周囲の温度が変化するとき、例えば体温とは異なる温度を持つ塩水で洗浄するときに得られる。これら効果は、温度信号と圧力信号とに強い影響を及ぼすことになり、補償されねばならない。特に、温度補償にも用いられる温度センサ（受動抵抗）の読取り値は不正確となる。このため、適正な温度読取りを得ることが望ましい。これを達成する一つの方法は、受動（温度感応）抵抗における電圧降下の直接的な読取りを可能にするように結合された個別のリード線を設けることである。しかし、このためには、ガイド・ワイヤ内に５本のリード線を設けることが必要となるが、これを可能にするに足るスペースがない。
【０００４】
参考のため全体において本書に援用される米国特許第５，７１５，８２７号（心臓検査）には、可撓性の膜の上に設けられた２つの抵抗を用いる圧力計測装置が開示されている。これらの抵抗は、圧力に対して逆の応答を生じる、即ち、一方の抵抗が正の信号を、他方の抵抗が負の信号を生じるように取付けられる。同特許においては、このような構成で信号に対する温度補償を行うことが記載される。しかし、このような構成は、ケーブル抵抗が信号に影響を及ぼすという同じ本質的な問題を呈する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、信頼し得る計測を達成するために、できるだけ少数の、即ち僅か３本のリード線を持つ単一のユニットを用いて、センサにおける抵抗を制御装置に結合するリード線の抵抗値の変化の補償を可能にするシステムを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上で概括的に述べた目的は、特許請求の範囲の請求項１に記載されるシステムを用いることにより、本発明によって達成される。当該システムは、２つの弁別し得る信号を生じるようにセンサを励振することを含む。少なくとも１つの前記信号の少なくとも１つの成分はケーブル抵抗値を表わし、補償目的のために用い得る。
【０００７】
本発明の第２の特質によれば、温度補償手段を有し且つこのような計測に適する装置が提供される。この補償手段は、チップ上の受動抵抗に対する抵抗値を選択的且つ独立的に記録するための回路を含む。当該装置については、請求項１２に記載されている。
【０００８】
更なる応用範囲については、以降の詳細な記述から明らかになるであろう。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、計測方法について記述はするが、詳細な記述及び特定の事例は例示としてのみ示されることを理解すべきである。本発明の趣旨及び範囲に含まれる種々の変更及び修正は、当業者には、このような詳細な記述から明らかになるであろう。
【００１０】
本発明は、例示としてのみ示される以降の詳細な記述及び添付図面から更によく理解されよう。従って、以上の記述は発明に対していかなる限定を行うものでもない。
【００１１】
計測システム及び計測方法の詳細な説明
ＷＯ ９７／２７８０２号に開示されたセンサ及びガイド・ワイヤ組立体の遠端部が図１に示されている。この装置は、近位のチューブ部２へ挿入された中実のワイヤ１を備える。ワイヤ１はガイド・ワイヤの遠端部を形成し且つ近位のチューブ２の遠端部を越えて延長されており、近位のチューブ２の遠端部では、チューブ２は螺旋部３に接続され或いは螺旋部３がチューブ２に一体に形成されている。ワイヤ１の遠端部には圧力センサ６が取付けられる。ワイヤ１と螺旋部３との間には、電気回路からのリード線がワイヤ１と平行に延びている。
【００１２】
圧力センサ６は、周囲の媒体が作用を及ぼすための開口８を持つ短い部分のチューブ７によって保護される。装置の最遠端部には、プラチナで作られ且つ位置決めのために用いられる無線周波不透過コイル９がある。遠端部又はコイル部９を固定するための安全ワイヤ１０も設けられている。近位のチューブ２と螺旋部３とは、電気シールドとして用いることができるように接続される。
【００１３】
図２には、本発明と共に用いることが可能なカテーテル先端部の圧力トランスジューサが示されている。このシステムは、端部材２２により閉止されたカテーテル２０を備えている。この部材はまた、感圧膜２６を有するセンサ２４に対する支持部としても機能する。リード線２８が該センサを外部装置に結合する。このセンサは、シリコン・ゴム３０のような素材によって保護され得る。
【００１４】
ここで、ＷＯ ９７／２７８０２号に開示された従来技術の計測システムについて、図４に関して記述することにする。感圧抵抗Ｒ_ａ（ａは「能動」を示す）と感温抵抗Ｒ_ｐ（ｐは「受動」を示す）とは、実際のセンサ・チップに載置され、抵抗Ｒ_ｃａ、Ｒ_ｃｐ及びＲ_ｃｃｏｍを有する絶縁ケーブルを用いて計測装置へ結合され、これらケーブルが前記近位のチューブの内部に取付けられる。これらのケーブルは抵抗Ｒ_ａ、Ｒ_ｐを計測装置に結合しており、内部抵抗Ｒ_１及びＲ_２と共にホイートストーン・ブリッジを形成する。このホイートストーン・ブリッジは励振電圧Ｖ_ＤＣＥｘにより駆動され、ブリッジからの差動出力電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}が計装増幅器を用いて読取られる。温度感応回路におけるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐは他の計装増幅器によって読取られる。増幅器出力信号Ｖ_{（ａ−ｐ）}、Ｖ_ｐはマルチプレクサに結合され、増幅器出力Ｖ_{（ａ−ｐ）}、Ｖ_ｐはＡ／Ｄコンバータへ逐次切換えられてディジタル・データへ変換される。このデータは、マイクロコントローラＣＰＵ又はディジタル信号プロセッサＤＳＰを用いてＡ／Ｄコンバータから読取られる。ＣＰＵ又はＤＳＰは最終的な圧力信号又は温度信号を取得するのに必要な計算を行い、最後に、計測値が数値ディスプレイに提示される。
【００１５】
次に、従来技術の計測方法について、図４に関して記述する。Ｒ_ａ及びＲ_ｐは、先に述べたように、それぞれ能動センサ要素及び受動要素の抵抗値である。これらの抵抗値は、温度即ちＴＣ_Ｒａ≠ＴＣ_Ｒｐと共に様々に変化する。従って、圧力信号の補償は、変動する温度と関連する誤差を補償するようになされねばならない。即ち、適正な圧力値を得るために、登録された圧力信号にどれだけ追加又は減少されねばならないかは、製造プロセスにおいて得られる校正カーブから知られる。
【００１６】
圧力の計測中に、図４に開示された回路には、励振電圧又は電流（直流又は交流）が供給される。現在では、本発明が関連する形式の大半のシステムは１５Ｖまでの励振電圧で動作させられる。しかし、システムの構成要素が然るべく設計されるならば、実質的に更に高い電圧で動作することが考えられる。能動回路と受動回路との間の差動電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}は、計測される圧力に対する典型的な信号であり、シングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐは、計測される温度に対する典型的な信号である。抵抗値Ｒ_ａ及びＲ_ｐがそれらの温度依存性に関して同一ではないという事実のゆえに、差動電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}は温度に依存することになり、従って、圧力信号Ｖ_{（ａ−ｐ）}は変動する温度に対して補償されねばならない。製造プロセスにおいて、どのセンサも温度依存性を用いて特徴付けられ、校正パラメータは能動要素の温度係数ＴＣ_ＲａとＴＣ_Ｒｐとの間の差と、受動要素の温度係数ＴＣ_Ｒｐとを同時に計測することによって得られ、これは製造プロセスにおいて行われる。こうして、その結果は補償係数
【００１７】
【数１】
Ｔ_{Ｆａｃｔｏｒ}＝（ＴＣ_Ｒａ−ＴＣ_Ｒｐ）／ＴＣ_Ｒｐ （１．０）
であり、これは温度変動についてセンサ信号を補償するために用いられる。各個のセンサに一義的であるこの係数は、センサが一部をなす組立体に取付けられたＰＲＯＭ等に格納されることが望ましい。従って、補償されたセンサ信号は、
【００１８】
【数２】
Ｖ_{（ａ−ｐ）}−Ｔ_{Ｆａｃｔｏｒ}×Ｖ_ｐ （１．１）
に等しい。但し、Ｖ_{（ａ−ｐ）}は、能動回路と受動回路との間の計測された電位差であり、Ｖ_ｐは受動回路における計測された電位降下である（図４参照）。
【００１９】
しかし、先に述べたように、この方法は、
【００２０】
【数３】
Ｖ_ｐ＝Ｖ_Ｅｘ（Ｒ_Ｃｐ＋Ｒ_ｐ＋２Ｒ_Ｃｃｏｍ）／（Ｒ_Ｃｐ＋Ｒ_ｐ＋２Ｒ_Ｃｃｏｍ＋Ｒ_２）
（１．２）
となるように、ケーブル抵抗の変化（即ち、Ｒ_ＣｐとＲ_Ｃｃｏｍ）にも依存する電位Ｖ_ｐと関連する短所を有する。但し、Ｖ_Ｅｘはブリッジの励振電圧である（これは先の仮定における単純化である）。
【００２１】
従来技術の計測方法は、温度に起因するケーブルの抵抗値即ちＲ_Ｃｐ、Ｒ_Ｃａ及びＲ_Ｃｃｏｍの変化により生じる信号が、計測される温度信号と比較して無視し得るならば良好に機能する。しかし、例えば小さな寸法が必要とされるとき、単位長さ当たりの抵抗値が高くなり、ケーブルの実質的な総抵抗値を生じることになる。このような効果を示すために、下記の事例が与えられる。
【００２２】
前掲の国際特許出願ＷＯ ９７／２７８０２号において用いられたケーブルは、直径が０．０５０ｍｍ、長さが１７５０ｍｍ、抵抗値が約４０オームである。銅の温度係数は約０．００４３３℃^−１であり、その結果、ケーブルにおける抵抗値は１℃当たり０．１７３オーム増加することになる。温度の計測に用いられる受動回路におけるこのような抵抗値の変化の実効的な効果は、回路におけるケーブルの全長が２×１７５０ｍｍ（Ｒ_Ｃｐ＋Ｒ_Ｃｃｏｍ）であるという事実、及び、共通ケーブルＲ_Ｃｃｏｍに流れる電流が受動回路及び能動回路における電流の和であるという事実によって３倍高くなり、ケーブルの実効的な効果は０．５２０オーム／℃として定義することができる。いま、室温と体温との間の温度差が約１７℃であるとき、全ケーブル長が室温から体温になるならば、抵抗値変化は８．３３オームとなる。このことは、センサ・チップに載置された受動抵抗Ｒ_ｐの温度係数が典型的には約０．０００３００℃^−１であるという事実と対比される。当該抵抗の抵抗値は典型的には約３０００オームであり、その結果、所望の温度信号は０．９オーム／℃となる。ケーブル抵抗の不要の変化と所望の温度信号との間の関係は０．５２／０．９≒６０％として計算でき、これは温度信号の３７％が実際にケーブル温度の変化から生じ得ることを意味する。
【００２３】
この事実は、センサが温度の計測に用いられるときに特に重要であり、圧力の計測の温度補償もまた影響を受ける。即ち、計測中に温度変化に曝されるケーブル長が計測手順前にはほとんど予測不能である用途が存在する。抵抗値の変化を受けるケーブル部分は、能動センサ要素と同じ環境に置かれる（即ち、周囲温度より高い体温に曝される）部分である。
【００２４】
このように、信号に対するケーブルの抵抗値の変化からの寄与は、ケーブル長に依存することになる。温度変化により影響を受ける長さが大きい場合には、前記寄与もまた大きい。このように、ケーブル抵抗値の変化に対する補償が必要である。
【００２５】
先に述べた米国特許第５，７１５，８２７号に開示された別の従来技術の計測方法及びシステムにおいては、それぞれホイートストーン・ブリッジの第１の分岐と第２の分岐とに結合された２つの「能動」抵抗が設けられる。このシステムでは、抵抗は圧力に対して逆の応答を呈し、抵抗の１つは圧力の変化に対して正の方向に応答し、他の抵抗は圧力変化に対して負の方向に応答する。しかし、「寄生的な」ケーブル即ちリード線の抵抗値に対する基本的な本質的問題は、先に述べたシステムに対するものと同じである。本発明は、発明力を要することなく後者のシステムに対して等しく適用可能である。
【００２６】
ここで、本発明に係る装置の第１の実施の形態について、図５を参照して記述する。基本的には、従来技術の計測システムと同じ構成が用いられる。しかし、ＳＷ_１により生成される、時間的に異なる２つの励振「モード」を提供するための手段が更に設けられる。
【００２７】
スイッチＳＷ_１は、受動回路に対する励振電圧を遮断するために、Ｖ_ＤＣＥｘとＲ_２との間に結合される。ＳＷ_１が開かれて計測が行われるならば、また、電圧Ｖ_ｐ及びＶ_{（ａ−ｐ）}を計測する増幅器の入力インピーダンスに比してＲ_ｐとＲ_Ｃｐとの和が無視し得るものと仮定すると、Ｖ_ｐはＲ_Ｃｃｏｍにおける電位降下の測定値となり（受動回路には電流が流れない）、即ち、温度に起因するケーブル抵抗値の変化からの計測された温度信号に対する寄与となる。ケーブル抵抗値の変化からの温度信号に対する寄与が決定されると、補償された温度信号を得ることが可能である。これは、
【００２８】
【数４】
Ｖ_ｐ−３×Ｖ_{Ｐｏｐｅｎ} （１．４）
によって与えられる。但し、３×Ｖ_{Ｐｏｐｅｎ}はケーブル抵抗値の変化に対する補償値であり、Ｖ_{Ｐｏｐｅｎ}はＳＷ_１が開いた状態で受動回路において計測される電圧である。
【００２９】
ＳＷ_１が閉じられると、センサの能動要素が圧力を表わす信号を生じ、その値は信号Ｖ_{（ａ−ｐ）}により与えられる。スイッチＳＷ_１は選択された周波数において動作可能であり、この周波数の大きさは他のシステム・パラメータに依存し得、広い限度内で変動し得る。
【００３０】
ここで、本発明による装置の第２の実施の形態について、図６及び図７に関して記述する。ケーブル抵抗値に対する補償を得る別の方法は、周波数が互いに別個の２つの異なる励振電圧を用いて２つの異なる励振モードを生成することである。概略図が図６に示される。
【００３１】
当該実施の形態においては、ホイートストーン・ブリッジは能動回路及び受動回路に共通である励振電圧Ｖ_ＡＣＥｘによって駆動される。当事例では、第２の励振モードもまた直流電圧において実現される。このモードは、無論、異なる周波数又は位相の交流電圧でもあり得る。このような付加的な直流励振は、能動回路において適用される。この用途において注目される３つの信号又は信号成分、即ち、（１）圧力の測定値であって図６においてＶ_{（ａ−ｐ）ＡＣ}と呼ばれる差動電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}の交流成分、（２）温度の測定値であって図６においてＶ_ｐＡＣと呼ばれるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの交流成分、及び、（３）共通ケーブルにおける抵抗値Ｒ_Ｃｃｏｍに比例する、Ｖ_ｐＤＣと呼ばれる図６におけるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの直流成分が存在する。
【００３２】
差動電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}とシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの異なる成分を得るために、フィルタ処理機能を用いることが必要となる。
差動電圧Ｖ_{（ａ−ｐ）}の交流成分は、増幅器へ入る前に信号を高域通過フィルタ処理することによって得られる。この増幅器からの出力は、マルチプレクサへ送られ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、このＡ／Ｄコンバータにおいて信号がディジタル・コードへ変換される。このディジタル・コードは、圧力信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値を計算するＣＰＵ又はＤＳＰによって読取られる。
【００３３】
シングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの交流成分は、増幅器へ入る前に信号を高域通過フィルタ処理することによって得られる。当該増幅器からの出力は、マルチプレクサへ送られ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、このＡ／Ｄコンバータにおいて信号がディジタル・コードへ変換される。このディジタル・コードは、温度信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値を計算するＣＰＵ又はＤＳＰによって読取られる。
【００３４】
前記増幅器へ入る前に低域通過フィルタ処理されるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの直流成分を得るため、別の増幅器が導入される。当該増幅器からの出力はマルチプレクサへ送られ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、このＡ／Ｄコンバータにおいて信号はディジタル・コードへ変換され、このディジタル・コードはＣＰＵ又はＤＳＰによって読取られる。
【００３５】
交流励振源の内部インピーダンスはほぼゼロであると仮定することが妥当である。このような仮定の下では、図７に示されるＲ_Ｃｃｏｍの計算のための等価回路を描くことができる。
【００３６】
アルゴリズムを簡単にするために、Ｒ_Ｃｃｏｍ＝Ｒ_Ｃｐ＝Ｒ_Ｃａ＜＜Ｒ_１＝Ｒ_２＝Ｒ_ａ＝Ｒ_ｐであると仮定することができる。ここで、共通ケーブルにおける抵抗値を計算することができる。この値は、
【００３７】
【数５】
２×Ｖ_ｐＤＣ×（Ｒ_１＋Ｒ_ａ）／（Ｖ_ＤＣＥｘ−２×Ｖ_ｐＤＣ）
により与えられる。補償された温度信号を得ることもまた可能である。この信号は、
【００３８】
【数６】
Ｖ_ｐＡＣ−３×Ｖ_ｐＤＣ
により与えられる。
【００３９】
次に、本発明の第２の実施の形態の代替的な構成を、図８を参照して記述する。図８に示される制御装置は、前記温度信号を受信する入力と処理可能な出力信号を送出する出力とをそれぞれ有する第１と第２の計装増幅器を備える。制御装置は、前記増幅器の出力に結合されたマルチプレクサと、該マルチプレクサに結合されたＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータから出力を逐次受信するように結合された制御ユニットとを備える。
【００４０】
前記制御装置には、直流電圧源及び交流電圧源を含む励振手段が設けられ、これにより直流及び交流の励振電圧が相互に重畳される。
前記制御装置は更に、前記第１の計装増幅器の入力に結合された高域通過フィルタ手段を含み、前記入力は前記圧力信号の高周波成分を受信するように結合される。前記第２の計装増幅器もまたその入力に低域通過フィルタ手段が結合され、前記入力は前記温度信号の低周波成分を受信するように結合される。第３の計装増幅器はその入力に高域通過フィルタ手段が結合され、前記入力は前記温度信号の高周波成分を受信するように結合され、出力は処理可能な出力信号を送出する。更に、前記増幅器の出力に結合されたマルチプレクサと、該マルチプレクサに結合されたＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータからの出力を逐次受取るように結合された制御ユニットが存在する。
【００４１】
この代替的な構成においては、ホイートストーン・ブリッジが、ＣＰＵ又はＤＳＰのユニットから制御される２つのＤ／Ａコンバータにより駆動される。また、Ｄ／Ａコンバータからのフルスケール出力の設定のため用いられる基準電圧源も存在する。この基準電圧はまた、抵抗Ｒ_３及びＲ_４を含む分圧器ネットワークへ送られ、該分圧器からの中間点電圧がＶ_ａＡＣ及びＶ_ｐＡＣを計測する入力増幅器に対する基準レベルとして用いられる。これにより、これらの増幅器を飽和させることなく、一層高い利得を用いることを可能にする。
【００４２】
Ｄ／Ａコンバータにデータのサンプルを供給することによって、２つの励振モードを生じることができる。即ち、Ｒ_１、Ｒ_ｃａ及びＲ_ａを含む回路に供給するＤ／Ａコンバータには、第２の励振モードとして用いられる直流レベルへ重畳される共通の励振として用いられる波形を含むサンプルが供給され、Ｒ_２、Ｒ_Ｃｐ及びＲ_ｐを含む回路に供給するＤ／Ａコンバータには、共通の励振として用いられる波形のみを含むサンプルが供給される。
【００４３】
当該用途において注目される３つの信号あるいは信号成分、即ち、（１）図８においてＶ_ａＡＣと呼ばれるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ａの交流成分、（２）温度の測定値であってＶ_ａＡＣとＶ_ｐＡＣとの間の差として圧力が計算される、Ｖ_ｐＡＣと呼ばれる図８におけるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの交流成分、及び、（３）共通ケーブルにおける抵抗値Ｒ_Ｃｃｏｍに比例する、Ｖ_ｐＤＣと呼ばれる図８におけるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの直流成分が存在する。
【００４４】
電圧Ｖ_ａ及びＶ_ｐの異なる成分を得るためには、フィルタ処理機能を組込むことが必要となる。このような構成において、信号を増幅器へ供給する前にこの信号を高域通過フィルタ処理することによって、シングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの交流成分が得られる。次いで、この増幅器からの出力は、マルチプレクサへ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、ここで前記信号がディジタル・データへ変換される。このディジタル・データは、信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値をも計算するＣＰＵ又はＤＳＰにより読取られる。
【００４５】
シングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの交流成分は、増幅器へ入る前に信号を高域通過フィルタ処理することによって得られる。次いで、この増幅器からの出力はマルチプレクサへ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、ここで信号はディジタル・データへ変換される。このディジタル・データは、温度信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値を計算するＣＰＵ又はＤＳＰによって読取られる。
【００４６】
前記増幅器へ入る前に低域通過フィルタ処理されるシングル・エンデッド出力電圧Ｖ_ｐの直流成分を得るために、別の増幅器が導入される。この増幅器からの出力は、マルチプレクサへ、更にＡ／Ｄコンバータへ送られ、ここで信号はディジタル・データへ変換される。このディジタル・データはＣＰＵ又はＤＳＰによって読取られる。
【００４７】
図６におけるものと同じアルゴリズムが、ケーブル抵抗と補償された温度信号とを得るために用いられ得る。
本発明に係る装置を用いて得られる補償の効果を説明するために、以下の事例が示される。ＷＯ ９７／２７８０２号に開示されたセンサを用いて、図９に示す計測が達成される。実験の初めに、センサと１００ｃｍのケーブルとが３７℃の水を含むタンク中に浸漬され、ケーブルの残り（７５ｃｍ）と計測ユニットが約２０℃の室温に置かれる。ケーブルがタンクから取出される間、５ｃｍ毎に、未補償の温度信号と補償済みの温度信号との計測値Ｖ_ｐが記録される。この実験は、約１２℃である未補償の信号の誤差が補償済みの信号においては０．２℃より小さい値まで低減されることを明瞭に証明している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明と共に用いられるセンサ／ガイド・ワイヤ組立体を示す図である。
【図２】 センサが取付けられ且つ本発明が用いられるべきカテーテルの遠端部を示す図である。
【図３】 システムにおけるセンサ・チップと抵抗とを示す概略平面図である。
【図４】 発明的特徴のない、使用されるシステムの簡単な概略回路図である。
【図５】 発明的特徴の第１の実施の形態と共に使用されるシステムの簡単な回路の概略図である。
【図６】 発明的特徴の第２の実施の形態と共に使用されるシステムの簡単な回路の概略図である。
【図７】 直流の観点からの、図６の回路の等価回路を示す概略図である。
【図８】 発明的特徴を有する計測システムの代替的な構成を示す簡単な回路の概略図である。
【図９】 未補償と比較した本発明による補償を行う温度読取りにおける改善を示すグラフである。

Claims (17)

1. 圧力と温度とのうち少なくとも一方を生体内で選択的に計測するシステムであって、
   ２つのピエゾ抵抗素子を有する圧力センサであって、前記ピエゾ抵抗素子が、前記圧力センサから得た信号に影響を及ぼす温度依存性を持つケーブルにより制御ユニットに結合されている圧力センサと、
   前記圧力センサに励振を与え、少なくとも１つの前記信号の少なくとも１つの成分がケーブル抵抗値を表わすように前記センサから２つの異なる信号を生じる手段と、
   前記ケーブル抵抗値を表わす量を用いて、温度と圧力とのうちの少なくとも１つの前記信号に対する前記ケーブル抵抗値の影響を補償する手段と、
   を具備するシステム。
2. 第１の前記ピエゾ抵抗素子がホイートストーン・ブリッジの１つの分岐の一部であり、第２の前記ピエゾ抵抗素子が前記ホイートストーン・ブリッジの別の分岐の一部であって、
   励振を与える前記手段が、前記ブリッジ全体の第１の励振と第１の前記ピエゾ抵抗素子を含む前記ブリッジの分岐のみの第２の励振とのための手段を備える、
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記励振が、前記ブリッジに印加される直流電圧である、請求項２に記載のシステム。
4. 第２の前記ピエゾ抵抗素子を含む分岐を切り離して前記第２の励振をもたらすためのスイッチが設けられてなる、請求項３に記載のシステム。
5. 前記第２の励振が、前記第１の励振より低い周波数で行われる、請求項４記載のシステム。
6. 励振を与える前記手段が、２つの異なる周波数での複合励振を構成する、請求項１に記載のシステム。
7. 励振を与える前記手段が、直流電圧励振手段と交流電圧励振手段とを備える、請求項６に記載のシステム。
8. 前記励振の電圧が１５Ｖ以下である、請求項１に記載のシステム。
9. 第１のセンサからの信号の交流成分をフィルタ処理して該信号を増幅器へ供給するための高域通過フィルタと、
   マルチプレクサに結合され、更に、前記信号をディジタル・データへ変換するためのＡ／Ｄコンバータに結合された前記増幅器からの出力と、
   前記ディジタル・データを用いて前記信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値を計算するようになされたＣＰＵ又はＤＳＰと、
   第２のセンサからの信号の交流成分をフィルタ処理して前記増幅器へ供給するための高域通過フィルタと、
   前記マルチプレクサに結合され、更に、前記信号をディジタル・データへ変換するための前記Ａ／Ｄコンバータに結合された前記増幅器からの出力と、
   を備え、
   前記ＣＰＵ又はＤＳＰは前記ディジタル・データを用いて温度信号の例えばＲＭＳ（平均２乗平方根）値を計算するようになされ、
   低域通過フィルタが、前記第２のセンサからの信号の直流成分をフィルタ処理して第２の増幅器へ送り、該第２の増幅器からの出力が前記マルチプレクサへ送られ、
   前記Ａ／Ｄコンバータが前記信号をディジタル・データへ変換するようになされ、該ディジタル・データがＣＰＵ又はＤＳＰにより読み取り可能である、
   請求項６に記載のシステム。
10. 前記センサがガイド・ワイヤに取り付けられる、請求項１に記載のシステム。
11. 前記センサがカテーテルに取り付けられる、請求項１に記載のシステム。
12. 圧力と温度とのうち少なくとも一方を生体内で選択的に計測するためのセンサ及びガイド・ワイヤ組立体からの信号を処理するのに適した制御装置であって、前記ガイド・ワイヤ組立体が、圧力センサと該センサを前記制御装置に結合する導体とを備え、前記センサが２つのピエゾ抵抗素子を有し、前記組立体が前記センサを前記制御装置に結合する前記導体における寄生抵抗を含む制御装置において、
    ２つの異なる信号を生じるように前記圧力センサの選択的な励振を行うための手段と、
    前記センサの励振に応答して生成される１つの前記信号の成分であって前記導体の前記寄生抵抗に比例する成分の選択的な記録を行うための手段と、
    前記寄生抵抗値を表わす前記成分を用いることにより、異なる前記信号の少なくとも１つを前記寄生抵抗の影響について補償するための手段と、
    を備える制御装置。
13. 励振を行うための前記手段が直流電圧源を備える、請求項１２に記載の制御装置。
14. 受動回路に対する励振電圧を選択された周波数において遮断することができるように動作可能なスイッチを備える、請求項１３に記載の制御装置。
15. 前記温度信号をそれぞれ受信する入力と処理可能な出力信号を送出する出力とを有する第１の計装増幅器及び第２の計装増幅器と、
    前記増幅器の前記出力に結合されたマルチプレクサと、
    前記マルチプレクサに結合されたＡ／Ｄコンバータと、
    前記Ａ／Ｄコンバータからの出力を逐次受信するよう結合された制御ユニットと、
    を備える、請求項１４に記載の制御装置。
16. 励振を行うための前記手段が直流電圧源と交流電圧源とを含み、これにより直流励振電圧及び交流励振電圧が互いに重畳される、請求項１２に記載の制御装置。
17. 前記圧力信号の高周波成分を受信するように結合される入力に結合された高域通過フィルタ手段を有する第１の計装増幅器と、
    前記温度信号の低周波成分を受信するように結合される入力に結合された低域通過フィルタ手段を有する第２の計装増幅器と、
    前記温度信号の高周波成分を受信するように結合される入力に結合された高域通過フィルタ手段を有し、処理可能な出力信号を送出する出力を有する第３の計装増幅器と、
    前記の第１〜第３の計装増幅器の出力に結合されたマルチプレクサと、
    前記マルチプレクサに結合されたＡ／Ｄコンバータと、
    前記Ａ／Ｄコンバータからの出力を逐次受信するように結合された制御ユニットと、
    を備える、請求項１５に記載の制御装置。

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