DE60038332T2

DE60038332T2 - Verfahren zur Temperaturkompensation in einem kombinierten Druck- und Temperatursensor

Info

Publication number: DE60038332T2
Application number: DE60038332T
Authority: DE
Inventors: Sauli Tulkki
Original assignee: Radi Medical Systems AB
Current assignee: St Jude Medical Systems AB
Priority date: 1999-05-27
Filing date: 2000-05-18
Publication date: 2009-04-30
Anticipated expiration: 2020-05-19
Also published as: JP2001025461A; EP1055392A3; EP1055392A2; JP3692014B2; DE60038332D1; ATE389353T1; EP1055392B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren zur Bestimmung des Drucks, der Temperatur und nach Wahl des Durchflusses im medizinischen Bereich, insbesondere eine In-situ-Messung des intrakoronaren Drucks distal zu einer Striktur unter Verwendung eines Führungsdrahtes mit einem Drucksensor an seinem distalen Ende.
Hintergrund der Erfindung
Um die Fähigkeit eines bestimmten Koronargefäßes zur Blutversorgung eines Herzmuskel, nämlich des Myokards, zu bestimmen und zu untersuchen, gibt es ein Verfahren, mit dem der Druck distal und proximal zu einer Striktur gemessen wird. Bei dem Verfahren wird der sogenannte fraktionierte Durchflußüberschuß (siehe "Fractional Flow Reserve", Circulation, Bd. 92, Nr. 11, 1. Dezember 1995, von Nico H. J. Pijls et al.), kurz FFR, als das Verhältnis zwischen dem Druck distal zu einer Striktur und dem Druck proximal zu einer Striktur definiert, d. h. FFR_myo = P_dist/P_prox. Die Messung des distalen Drucks erfolgt im Gefäß unter Verwendung eines Mikrodruckwandlers, und der proximale Druck ist der arterielle Druck.
In WO 97/27802 wird ein Sensor für Temperatur- und Druckmessungen mit einem druckempfindlichen Widerstand (bezeichnet als aktiver Widerstand) und einem temperaturempfindlichen Widerstand (bezeichnet als passiver Widerstand) offenbart. Diese Widerstände sind Teil einer Wheatstoneschen Brücke mit insgesamt vier Widerständen und drei "parasitären" Kabelwiderständen. Zwei verschiedene Messungen werden in dieser Brücke durchgeführt, nämlich eine Messung einer zur Druckmessung verwendeten Differenzausgangspannung (Potentialdifferenz zwischen der aktiven und der passiven Schaltung) und einer zur Temperaturmessung verwendeten Einzelausgangsspannung (Spannung über die passive Schaltung). Nur der passive und der aktive Widerstand sind auf dem eigentlichen Sensorchip angeordnet, der in den Körper eingeführt wird. Die restlichen Widerstände in der Brücke sind außen angeordnet, zweckmäßigerweise in der Steuereinheit, und mit dem Chip über elektrische Leitungen gekoppelt, die im Innern eines Führungsdrahtes verlaufen, an dessen distalem Ende der Chip angeordnet ist. Dieses System arbeitet angemessen, wenn die Umgebung so beschaffen ist, daß sie die Eigenschaften der elektrischen Leitungen nicht beeinträchtigt. Jedoch könnte in Anbetracht dessen, daß die Leitungen äußerst kleine Abmessungen haben und verhältnismäßig lang sind, der Widerstand der Leitungen beträchtlich variieren, wenn der Teil der Länge der Leitungen, der der Körpertemperatur ausgesetzt wird, variiert, nämlich wenn der Führungsdraht über Entfernungen von mehr als einigen Zentimetern manipuliert werden muß. Dieser Effekt wird im allgemeinen erzielt, wenn sich die den Führungsdraht umgebende Temperatur ändert, z. B. beim Spülen mit einer Kochsalzlösung, die eine von der Körpertemperatur abweichende Temperatur aufweist. Diese Effekte haben einen Einfluß auf die Temperatur- und Drucksignale und sollten kompensiert werden. Insbesondere ist dann der Anzeigewert des Temperatursensors (des passiven Widerstands), der auch zur Temperaturkompensation verwendet wird, falsch. Somit ist es wünschenswert, eine korrekte Temperaturanzeige zu erhalten. Eine Möglichkeit, dies zu erreichen, wäre, separate Leitungen vorzusehen, die so gekoppelt sind, daß sie eine direkte Anzeige des Spannungsabfalls über den passiven (temperaturempfindlichen) Widerstand ermöglichen. Jedoch würde dies die Bereitstellung von fünf elektrischen Leitungen im Inneren des Führungsdrahtes erfordern, und es ist dort einfach nicht genug Platz, um dies zu ermöglichen.
In US 5 715 827 (Kardiometrie) wird eine Vorrichtung für Druckmessungen offenbart, die zwei an einer flexiblen Membran angebrachte Widerstände verwendet. Die Widerstände sind so angeordnet, daß sie ein entgegengesetztes Druckverhalten haben, d. h. ein Widerstand gibt ein positives Signal und der andere ein negatives Signal ab. Im Patent ist angegeben, daß diese Anordnung eine Temperaturkompensation für das Signal ermöglicht. Jedoch hat diese Anordnung dasselbe spezifische Problem mit Kabelwiderständen, die das Signal beeinflussen.
Ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 12 sind aus US 4 554 927 bekannt.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Aufgabe der Erfindung ist deshalb, ein Meßverfahren bereitzustellen, das eine einzelne Einheit mit so wenigen elektrischen Leitungen wie möglich verwendet, nämlich mit nur drei, und eine Kompensation für Widerstandsänderungen der Leitungen ermöglicht, die die Widerstände im Sensor mit der Steuereinheit koppeln, um eine zuverlässige Messung zu erhalten.
Die oben dargestellte Aufgabe wird erfindungsgemäß mit dem in Anspruch 1 definierten Meßverfahren erzielt. Das Verfahren weist die Anregung der Sensoren auf, um zwei unterscheidbare Signale zu erzeugen. Zumindest eine Komponente zumindest eines der Signale stellt den Kabelwiderstand dar und kann zu Kompensationszwecken verwendet werden.
Unter einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung bereitgestellt, die für solche Messungen mit einer Temperaturkompensationseinrichtung geeignet ist. Die Kompensationseinrichtung weist eine Schaltungsanordnung zur selektiven und unabhängigen Registrierung eines Widerstandswertes für den passiven Widerstand auf dem Chip auf. Die Vorrichtung ist in Anspruch 12 definiert.
Ein weiterer Anwendungsbereich wird anhand der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung deutlich.
Nichtsdestoweniger versteht es sich, daß die ausführliche Beschreibung und die spezifischen Beispiele zwar ein Meßverfahren beschreiben, aber lediglich als Veranschaulichung aufzufassen sind.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird verständlicher durch die hierin unten ausgeführte ausführliche Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen, die lediglich als Veranschaulichung aufzufassen sind; deshalb stellt die obige Beschreibung keine Einschränkung der hierin vorliegenden Erfindung dar.
1a zeigt eine Sensor/Führungsdraht-Anordnung zur gemeinsamen Verwendung mit der Erfindung;
1b zeigt eine distale Spitze eines Katheters, wo ein Sensor zur gemeinsamen Verwendung mit der Erfindung angeordnet ist;
2 ist eine schematische Draufsicht eines Sensorchips und der Widerstände im System;
3 ist ein vereinfachter Schaltplan des verwendeten Systems ohne das Erfindungsmerkmal;
4 ist ein vereinfachter Schaltplan des verwendeten Systems mit einer ersten Ausführungsform des Erfindungsmerkmals;
5 ist ein vereinfachter Schaltplan des verwendeten Systems mit einer zweiten Ausführungsform des Erfindungsmerkmals;
6 zeigt eine Ersatzschaltungsanordnung der Schaltungsanordnung aus 5 unter einem Gesichtspunkt der Gleichspannung;
7 ist ein vereinfachter Schaltplan und zeigt eine alternative Konfiguration des Meßsystems mit dem Erfindungsmerkmal;
8 ist ein Diagramm und zeigt die Verbesserung der Temperaturanzeige mit erfindungsgemäßer Kompensation im Vergleich zu der ohne Kompensation.
Ausführliche Beschreibung des Meßsystems und -verfahrens Ein distaler Abschnitt einer Sensor- und Führungsdraht-Anordnung, wie in WO 97/27802 offenbart, ist in 1a gezeigt. Die Vorrichtung weist einen massiven Draht 1 auf, der in einen proximalen Röhrenabschnitt 2 eingeführt ist. Der Draht 1 bildet den distalen Abschnitt des Führungsdrahts und erstreckt sich über das distale Ende der proximalen Röhre 2 hinaus, wo die Röhre mit einem aus einer Einheit gebildeten Spiralabschnitt 3 verbunden oder versehen ist. Am distalen Ende des Drahts 1 ist ein Drucksensor 6 angeordnet. Zwischen dem Draht 1 und dem Spiralabschnitt 3 verlaufen elektrische Lei tungen von der elektrischen Schaltungsanordnung parallel zum Draht 1. Der Sensor 6 ist durch ein kurzes Teilstück einer Röhre 7 geschützt, das eine Öffnung 8 aufweist, durch die ein Umgebungsmedium auf den Drucksensor einwirkt. Am äußersten distalen Ende der Vorrichtung befindet sich eine strahlenundurchlässige Spule 9, die aus Platin besteht und zu Positionierungszwecken verwendet wird. Es ist auch ein Sicherheitsdraht 10 zur Sicherung des distalen Teils oder der Spirale 9 vorgesehen.
Die proximale Röhre 2 und der Spiralabschnitt 3 können so miteinander verbunden sein, daß sie als elektrische Abschirmung verwendet werden können.
In 1b ist ein Katheterspitzendruckwandler gezeigt, der mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Dieses System weist einen Katheter 20 auf, der durch ein Endteil 22 geschlossen ist. Dieses Teil dient auch als Träger für einen Sensor 24 mit einer druckempfindlichen Membran 26. Elektrische Leitungen 28 koppeln den Sensor mit externer Gerätschaft. Der Sensor kann auch durch ein Material wie etwa Silicongummi 30 geschützt sein.
Das in WO 97/27802 offenbarte bekannte Meßsystem wird nunmehr mit Bezug auf 3 beschrieben.
Der Druckmeßwiderstand R_a (a bedeutet "aktiv") und der Temperaturmeßwiderstand R_p (p bedeutet "passiv") sind auf dem eigentlichen Sensorchip angeordnet und mit der Meßvorrichtung unter Verwendung von isolierten Kabeln, die in der proximalen Röhre angeordnet sind, mit Widerstandsgrößen R_ca, R_cp und R_ccom gekoppelt. Diese Kabel koppeln die Widerstände R_a und R_p mit der Meßvorrichtung, und zusammen mit den internen Widerständen R₁ und R₂ bilden sie eine Wheatstonesche Brücke. Diese Wheatstonesche Brücke wird durch die Anregungsspannung V_DCEx angesteuert, und die Differenzausgangsspannung V_(a-p) der Brücke wird unter Verwendung eines Differenzverstärkers gelesen. Die Einzelausgangsspannung V_p in der Temperaturmeßschaltung wird durch einen weiteren Differenzverstärker gelesen. Die Verstärkerausgangssignale V_(a-p) und V_p werden in den Multiplexer eingekoppelt, wobei die Verstärkerausgangssignale V_(a-p) und V_p sequentiell auf einen A/D-Umsetzer zur Umsetzung in Di gitaldaten geschaltet werden. Diese Daten werden vom A/D-Umsetzer unter Verwendung eines Mikrokontrollers CPU oder eines Digitalsignalprozessors DSP gelesen. Der CPU/DSP führt Berechnungen durch, die benötigt werden, um das endgültige Druck- oder Temperatursignal zu gewinnen, und schließlich werden die gemessenen Werte auf einer numerischen Anzeige dargestellt.
Das bekannte Meßverfahren wird nunmehr mit Bezug auf 3 beschrieben.
R_a und R_p sind die Widerstände des aktiven Sensorelements bzw. des passiven Elements, wie bereits beschrieben. Deren Widerstandsgrößen können je nach Temperatur unterschiedlich variieren, d. h. TC_Ra ≠ TC_Rp. Deshalb muß eine Kompensation des Drucksignals erfolgen, um den Fehler im Zusammenhang mit Temperaturschwankungen zu kompensieren, d. h. aus der während des Herstellungsverfahrens gewonnen Kalibrierkurve geht hervor, wie viel zum registrierten Drucksignal hinzugefügt oder davon abgezogen werden muß, um einen richtigen Druckmeßwert zu erhalten.
Während der Druckmessung wird an die in 3 offenbarte Schaltung eine Anregungsspannung oder ein Anregungsstrom (Gleich- oder Wechselspannung/strom) angelegt. Derzeit werden die meisten der die vorliegende Erfindung betreffenden Systemtypen mit Anregungsspannungen von bis zu 15 V betrieben. Es ist jedoch denkbar, mit wesentlich höheren Spannungen zu arbeiten, sofern die Komponenten des Systems entsprechend ausgeführt sind. Die Differenzspannung der aktiven und der passiven Schaltung V_(a-p) ist ein repräsentatives Signal für den gemessenen Druck, und die Einzelspannung V_p ist ein repräsentatives Signal für die gemessene Temperatur. Aufgrund der Tatsache, daß die Widerstände R_a und R_p hinsichtlich ihrer Temperaturabhängigkeit nicht identisch sind, ist die Differenzspannung V_(a-p) temperaturabhängig, weshalb das Drucksignal V_(a-p) gegen variierende Temperaturen kompensiert werden muß. Während des Herstellungsverfahrens wird jeder Sensor hinsichtlich der Temperaturabhängigkeit gekennzeichnet, und der Kalibrierungsparameter wird durch gleichzeitige Messung des Temperaturkoeffizienten TC_Rp des passiven Elements und der Differenz zwischen TC_Rp und dem Temperaturkoeffizienten TC_Ra des aktiven Meßelements erzielt, wobei dies während des Herstellungsverfahrens erfolgt. Das Ergebnis ist somit ein Kompensationsfaktor
der dafür verwendet wird, das Sensorsignal für Temperaturschwankungen zu kompensieren. Dieser für jeden einzelnen Sensor eindeutige Faktor wird vorzugsweise in einem PROM oder dgl. gespeichert, der an der Anordnung angebracht ist, von der der Sensor einen Teil bildet. Das kompensierte Sensorsignal ist dann gleich Va-p – TFactor·Vp (11),wobei V_a-p und V_p die gemessene Potentialdifferenz zwischen der aktiven und der passiven Schaltung bzw. den gemessenen Potentialabfall über die passive Schaltung darstellen (siehe 3).
Jedoch hat dieses Verfahren, wie bereits angegeben, einen Nachteil, der damit zusammenhängt, daß das Potential V_p auch von Änderungen des Kabelwiderstands abhängt (d. h. R_Cp und R_Ccom), so daß
wobei V_Ex die Anregungsspannung der Brücke ist (dies ist eine Vereinfachung unter den bereits angeführten Voraussetzungen).
Das bekannte Meßverfahren funktioniert zufriedenstellend, sofern das Signal, das durch temperaturbedingte Änderung der Kabelwiderstände, d. h. R_Cp, R_Ca und R_Ccom, entsteht, im Vergleich zum gemessenen Temperatursignal vernachlässigbar ist. Wenn jedoch beispielsweise kleine Abmessungen benötigt werden, wird der Widerstand pro Einheitslänge hoch, was einen erheblichen Gesamtwiderstand des Kabels zur Folge hat. Um diesen Effekt zu veranschaulichen wird das folgende Beispiel gegeben. Die in der oben genannten internationalen Patentanmeldung WO 97/27802 verwendeten Kabel haben einen Durchmesser von 0,050 mm, eine Länge von 1750 mm und einen Widerstand von etwa 40 Ohm. Der Temperaturkoeffizient von Kupfer ist ungefähr 0,00433°C^–1, was eine Erhöhung des Widerstands im Kabel von 0,173 Ohm/°C zur Folge hat. Der tatsächliche Einfluß dieser Widerstandsänderung in der zur Temperaturmessung verwendeten passiven Schaltung ist dreimal höher aufgrund der Tatsache, daß die Gesamtlänge des Kabels in der Schaltung 2·1750 mm beträgt (R_Cp + R_Ccom), und aufgrund der Tatsache, daß der das gemeinsame Kabel durchlaufende Strom eine Summe der Ströme in der passiven und aktiven Schaltung ist, wobei der tatsächliche Einfluß des Kabels nunmehr mit 0,520 Ohm/°C definiert werden kann. Wenn nun die Temperaturdifferenz zwischen der Raumtemperatur und der Körpertemperatur etwa 17°C beträgt, führt dies zur Widerstandsänderung von 8,33 Ohm, wenn die gesamte Kabellänge von Raumtemperatur auf Körpertemperatur gebracht wird. Dies sollte mit der Tatsache verglichen werden, daß der Temperaturkoeffizient des auf dem Sensorchip angeordneten passiven Widerstandselements R_p normalerweise etwa 0,000300°C^–1 beträgt. Der Widerstandswert des genannten Widerstands ist normalerweise etwa 3000 Ohm, was das gewünschte Temperatursignal von 0,9 Ohm/°C zur Folge hat. Das Verhältnis zwischen der unerwünschten Änderung des Kabelwiderstands und dem erwünschten Temperatursignal kann nunmehr berechnet werden, nämlich 0,52/0,9 = 60%, was bedeutet, daß 37% des Temperatursignals tatsächlich von der Änderung der Kabeltemperatur bewirkt werden können. Diese Tatsache ist problematisch, besonders wenn der Sensor für Temperaturmessungen verwendet wird, wird auch die Temperaturkompensation der Druckmessungen beeinflußt. Es gibt nämlich Anwendungen, bei denen es nahezu unmöglich ist, die Kabellänge, die während der Messung der Temperaturänderung ausgesetzt ist, vor dem Meßvorgang zu berechnen. Die Kabelteile, die einer Widerstandsänderung unterliegen, sind die, die sich in derselben Umgebung befinden wie das aktive Sensorelement (d. h. einer Körpertemperatur ausgesetzt sind, die höher ist als die der Umgebung). Die Mitwirkung der Änderung der Kabelwiderstände am Signal ist somit von dieser Länge abhängig. Falls die durch die Temperaturänderung beeinflußte Länge groß ist, ist auch die Mitwirkung groß. Somit ist eine Kompensation für die Änderung des Kabelwiderstands notwendig.
In einem anderen bekannten, im obigen US 5 715 827 offenbarten Meßverfahren und -system sind zwei "aktive" Widerstände vorgesehen, die in einem ersten bzw. einem zweiten Zweig einer Wheatstoneschen Brücke gekoppelt sind. In diesem System haben die Widerstände ein entgegengesetztes Druckverhalten, so daß einer der Widerstände positiv auf Druckänderungen reagiert und der andere negativ auf eine Druckänderung reagiert. Jedoch ist das grundlegende spezifische Problem bei "parasitären" Kabel- oder Leitungswiderständen dasselbe wie bei dem oben erörterten System. Die vorliegende Erfindung ist auf das nachfolgende System gleichermaßen gut anwendbar, ohne daß dafür erfinderische Fähigkeiten benötigt wären.
Nunmehr wird eine erste erfindungsgemäße Ausführungsform der Vorrichtung mit Bezug auf 4 beschrieben.
Im wesentlichen wird derselbe Aufbau verwendet wie in dem bekannten Meßsystem. Jedoch ist zusätzlich eine Einrichtung zur Bereitstellung von zwei zeitlich differierenden Anregungs-"Modi" vorhanden, die durch einen SW₁ erzeugt werden.
Der Schalter SW₁ ist zwischen V_DCEx und R₂ gekoppelt, um die Anregungsspannung für die passive Schaltung zu reduzieren. Wenn nun eine Messung mit offenem SW₁ ausgeführt wird und wenn vorausgesetzt wird, daß die Summe von R_p und R_Cp im Vergleich zur Eingangsimpedanz der Verstärker, die die Spannungen V_p und V_a-p messen, vernachlässigbar ist, dann ist V_p ein Maß für Spannungsabfälle über R_Ccom (in der Passivschaltung fließt kein Strom), d. h. die Mitwirkung der temperaturbedingten Änderung der Kabelwiderstände am gemessenen Temperatursignal. Da nunmehr die Mitwirkung der Änderung der Kabelwiderstände am Temperatursignal bestimmt ist, ist es möglich, das kompensierte Temperatursignal zu gewinnen. Es ist gegeben durch Vp – 3·VPopen (14),wobei 3·V_Popen die Kompensation für die Änderung der Kabelwiderstände ist und V_Popen die bei offenem SW₁ über die passive Schaltung gemessene Spannung ist.
Wenn SW₁ geschlossen ist, liefert das aktive Sensorelement ein Signal, das den Druck darstellt, und sein Wert ist durch das Signal V_a-p gegeben. Der Schalter SW₁ ist bei einer ausgewählten Frequenz betriebsfähig, deren Amplitude von weiteren Systemparametern abhängig ist und in großen Grenzen variieren könnte.
Nunmehr wird eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit Bezug auf 5 bis 6 beschrieben.
Eine weitere Möglichkeit zur Erreichung einer Kompensation für den Kabelwiderstand ist die Erzeugung zweier verschiedener Anregungsmodi unter Verwendung zweier verschiedener Anregungsspannungen, die hinsichtlich der Frequenz voneinander getrennt sind. Eine schematische Veranschaulichung ist in 5 gezeigt.
In dieser Ausführungsform wird die Wheatstonesche Brücke durch die Anregungsspannung V_ACEx angesteuert, die der aktiven und der passiven Schaltung gemeinsam ist. Es wird auch ein zweiter Anregungsmodus realisiert, in diesem Beispiel eine Gleichspannung. Es könnte selbstverständlich auch eine Wechselspannung mit einer unterschiedlichen Frequenz oder Phase sein. Diese zusätzliche Gleichspannungsanregung wird in der aktiven Schaltung angewendet. Nunmehr gibt es drei Signale oder Signalkomponenten, die in dieser Anwendung interessant sind, nämlich die Wechselspannungskomponente der Differenzspannung V_(a-p), in 5 als V_(a-p)AC bezeichnet, die ein Maß für den Druck darstellt, die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_p, in 5 als V_pAC bezeichnet, die ein Maß für die Temperatur darstellt, und schließlich die Gleichspannungskomponente der Einzelspannung V_p, in 5 als V_pDC bezeichnet, die zum Widerstand im gemeinsamen Kabel R_Ccom proportional ist.
Um die verschiedenen Komponenten der Differenzspannung V_(a-p) und der Einzelspannung V_p zu gewinnen, wird es notwendig, Filterfunktionen anzuwenden.
Die Wechselspannungskomponente der Differenzspannung V_(a-p) wird durch Hochpaßfilterung des Signals vor dem Eingeben in den Verstärker gewonnen. Das Ausgangssignal dieses Verstär kers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in den Digitalcode umgesetzt wird. Dieser Digitalcode wird vom CPU/DSP gelesen, der beispielsweise auch den RNS-(Effektiv-)Wert des Drucksignals berechnet.
Die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_p wird durch Hochpaßfilterung des Signals vor dem Eingeben in den Verstärker gewonnen. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in den Digitalcode umgesetzt wird. Dieser Digitalcode wird vom CPU/DSP gelesen, der beispielsweise auch den RNS-(Effektiv-)Wert des Temperatursignals berechnet.
Ein zusätzlicher Verstärker wird eingesetzt, um die Gleichspannungskomponente der Einzelspannung V_p zu gewinnen, die vor dem Eingeben in den Verstärker auch tiefpaßgefiltert wird. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in den Digitalcode umgesetzt wird; dieser Digitalcode wird vom CPU/DSP gelesen.
Es ist sinnvoll vorauszusetzen, daß die Innenimpedanz der Wechselspannungsanregungsquelle fast Null ist. Unter dieser Voraussetzung kann die Ersatzschaltung zur Berechnung des R_Ccom gezeichnet werden, die in 6 gezeigt ist.
Um den Algorithmus zu vereinfachen, kann vorausgesetzt werden, daß R_Ccom = R_Cp = R_Ca << R₁ = R₂ = R_a = R_p.
Nunmehr kann der Widerstand im gemeinsamen Kabel berechnet werden. Er wird gegeben durch 2·VpDC·(R1 + Ra)/(VDCEx – 2·VpDC).
Es ist auch möglich, das kompensierte Temperatursignal zu gewinnen. Es ist gegeben durch VpAC – 3·VpDC.
Nunmehr wird eine alternative Anwendung der zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform mit Bezug auf 7 beschrieben.
Die in 7 gezeigte Steuereinheit weist einen ersten und einen zweiten Differenzverstärker auf, jeweils mit Eingängen zum Empfangen des Temperatursignals und Ausgängen, die ein verarbeitbares Ausgabesignal liefern. Sie weist einen mit den Ausgängen dieses Verstärkers gekoppelten Multiplexer, einen mit diesem Multiplexer gekoppelten A/D-Umsetzer und eine Steuereinheit auf, die gekoppelt ist, um Ausgangssignale des A/D-Umsetzers sequentiell zu empfangen.
Sie ist mit einer Anregungseinrichtung mit einer Gleichspannungsquelle und einer Wechselspannungsquelle versehen, wobei die Anregungsgleich- und -wechselspannung miteinander überlagert sind.
Die Steuereinheit weist ferner eine Hochpaßfiltereinrichtung auf, die mit dem Eingang des ersten Differenzverstärkers gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Hochfrequenzkomponente des Drucksignals zu empfangen. Der zweite Differenzverstärker hat auch eine Tiefpaßfiltereinrichtung, die mit dessen Eingang gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Niederfrequenzkomponente des Temperatursignals zu empfangen. Der dritte Differenzverstärker hat eine Hochpaßfiltereinrichtung, die mit dessen Eingang gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Hochfrequenzkomponente des Temperatursignals zu empfangen, und Ausgänge, die ein verarbeitbares Ausgabesignal liefern. Weiterhin gibt es einen Multiplexer, der mit den Ausgängen der Verstärker gekoppelt ist, einen A/D-Umsetzer, der mit dem Multiplexer gekoppelt ist, und eine Steuereinheit, die gekoppelt ist, um Ausgangssignale vom A/D-Umsetzer sequentiell zu empfangen.
In dieser alternativen Implementierung wird die Wheatstonesche Brücke durch zwei von der CPU/DSP-Einheit gesteuerte D/A-Umsetzer angesteuert. Es gibt auch eine Bezugsspannungsquelle, die zum Einstellen des Skalenendwert-Ausgangssignals der D/A-Umsetzer verwendet wird. Dieser Bezugswert wird auch in die Spannungsteilerschaltung, die die Widerstände R₃ und R₄ enthält, eingespeist, wobei die Mittelpunktspannung des Spannungsteilers als Bezugspegel für die Eingangsverstärker beim Messen von V_aAC und V_pAC verwendet wird, wodurch ermöglicht wird, eine höhere Verstärkung zu verwenden, ohne diese Verstärker zu sättigen.
Zwei Anregungsmodi können nunmehr erzeugt werden, indem die D/A-Umsetzer mit Datenabtastwerten versorgt werden, d. h. der D/A-Umsetzer, der die Schaltung versorgt, die R₁, R_ca und R_a enthält, wird mit Abtastwerten gespeist, die die als gemeinsame Anregung verwendete Wellenform enthalten, mit der der als zweiter Anregungsmodus verwendete Gleichspannungspegel überlagert wird, und der D/A-Umsetzer, der die Schaltung versorgt, die R₂, R_Cp und R_p enthält, wird mit Abtastwerten gespeist, die nur die als gemeinsame Anregung verwendete Wellenform enthalten.
Nunmehr gibt es drei Signale oder Signalkomponenten, die in dieser Anwendung interessant sind: die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_a, in 7 als V_aAc bezeichnet, die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_p, in 7 als V_pAC bezeichnet, die ein Maß für die Temperatur darstellt, wobei der Druck als Differenz zwischen V_aAC und V_pAC berechnet wird, und schließlich die Gleichspannungskomponente der Einzelspannung V_p, in 7 als V_pDC bezeichnet, die zum Widerstand im gemeinsamen Kabel R_Ccom proportional ist.
Um die verschiedenen Komponenten der Spannungen V_a und V_p zu gewinnen, ist es notwendig, Filterfunktionen zu implementieren.
Bei dieser Implementierung wird die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_a durch Hochpaßfilterung des Signals vor dessen Einspeisung in den Verstärker gewonnen. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in die Digitaldaten umgesetzt wird. Diese Digitaldaten werden vom CPU/DSP gelesen, der beispielsweise auch den RMS-(Effektiv-)Wert des Signals berechnet.
Die Wechselspannungskomponente der Einzelspannung V_p wird durch Hochpaßfilterung des Signals vor dessen Eingabe in den Verstärker gewonnen. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in die Digitaldaten umgesetzt wird. Diese Digitaldaten werden vom CPU/DSP gelesen, der beispiels weise auch den RMS-(Effektiv-)Wert des Temperatursignals berechnet.
Ein zusätzlicher Verstärker wird eingesetzt, um die Gleichspannungskomponente der Einzelspannung V_p zu gewinnen, die vor dem Eingeben in den Verstärker auch tiefpaßgefiltert wird. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist, wo das Signal in die Digitaldaten umgesetzt wird; diese Digitaldaten werden vom CPU/DSP gelesen.
Dieselben Algorithmen wie für die Ergebnisse in 5 können dafür verwendet werden, den Kabelwiderstand und das kompensierte Temperatursignal zu erzielen.
Um den Effekt der unter Verwendung der erfindungsgemäßen Vorrichtung gewonnenen Kompensation zu veranschaulichen, wird das folgende Beispiel gegeben. Die im Diagramm in 8 gezeigten Messungen werden unter Verwendung des in WO 97/27802 offenbarten Sensors erzielt. Zu Beginn des Versuchs werden der Sensor und 100 cm der Kabel in den Behälter mit Wasser von 37°C eingetaucht, der Rest des Kabels (75 cm) und die Meßeinheit befinden sich unter der Raumtemperatur von ungefähr 20°C. Die gemessenen Werte V_p der nichtkompensierten und kompensierten Temperatursignale werden alle 5 cm aufgezeichnet, während das Kabel aus dem Behälter entfernt wird. Dieser Versuch zeigt deutlich, daß sich der Fehler des nichtkompensierten Signals, der etwa 12°C beträgt, beim kompensierten Signal auf weniger als 0,2°C verringert.

Claims

Verfahren zur selektiven In-vivo-Druck- und/oder -Temperaturmessung mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines Drucksensors mit zwei Piezowiderstandselementen (R_a R_p), wobei die Piezowiderstandselemente mit einer Steuereinheit durch Kabel (R_Ccom, R_Ca, R_Cp) mit einer Temperaturabhängigkeit gekoppelt sind, die das von den Sensoren bezogene Signal beeinflußt, Anregen des Sensors, um ihm zwei verschiedene Signale abzugewinnen, so daß zumindest eine Komponente zumindest eines der Signale den Kabelwiderstand darstellt, und gekennzeichnet durch den Schritt: Verwenden der Größe, die den Kabelwiderstandswert darstellt, um den Einfluß des Kabelwiderstands auf das Temperatur- und/oder Drucksignal zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste Piezowiderstandselement (R_a) Teil eines Zweigs einer Wheatstoneschen Brücke ist und das zweite Piezowiderstandselement (R_p) Teil eines anderen Zweigs der Wheatstoneschen Brücke ist und wobei die Anregung eine erste Anregung der gesamten Brücke und eine zweite Anregung lediglich des Zweigs der Brücke, die das erste Piezowiderstandselement enthält, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Anregung eine an die Brücke angelegte Gleichspannung ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei die zweite Anregung dadurch erfolgt, daß der Zweig, der den zweiten Widerstand enthält, ausgeschaltet wird.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei die zweite Anregung bei einer niedrigeren Frequenz als die erste Anregung durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Anregung eine zusammengesetzte Anregung mit zwei verschiedenen Frequenzen darstellt.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die zusammengesetzte Anregung eine Gleichspannungsanregung und eine Wechselspannungsanregung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Anregungsspannung bis zu 15 V beträgt.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Wechselspannungskomponente des Signals vom ersten Sensor durch Hochpaßfilterung des Signals vor dessen Einspeisung in einen Verstärker gewonnen wird; das Ausgangssignal des Verstärkers dann in einen Multiplexer und ferner in einen A/D-Umsetzer eingespeist wird, wo das Signal in Digitaldaten umgesetzt wird; die Digitaldaten dann von einem CPU/DSP gelesen werden, der beispielsweise den RNS-(Effektiv-)Wert des Signals berechnet, die Wechselspannungskomponente des Signals vom zweiten Sensor durch Hochpaßfilterung des Signals vor Einspeisung in den Verstärker gewonnen wird, das Ausgangssignal des Verstärkers dann in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist wird, wo das Signal in Digitaldaten umgesetzt wird, das Digitalsignal dann von einem CPU/DSP gelesen wird, der auch beispielsweise den RNS-(Effektiv-)Wert des Temperatursignals berechnet, und wobei die Gleichspannungskomponente des Signals vom zweiten Sensor tiefpaßgefiltert wird und das gefilterte Signal in einen zweiten Verstärker eingespeist wird, das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers in den Multiplexer und ferner in den A/D-Umsetzer eingespeist wird, wo das Signal in Digitaldaten umgesetzt wird, wobei diese Digitaldaten vom CPU/DSP gelesen werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Sensor an einem Führungsdraht angeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Sensor an einem Katheter angeordnet ist.
Steuereinheit in Kombination mit einer Führungsdrahtanordnung, wobei die Steuereinheit zur Verarbeitung von Signalen von einem Sensor geeignet ist und die Anordnung dafür angepaßt ist, Druck und/oder Temperatur selektiv in vivo zu messen, wobei die Führungsdrahtanordnung einen Drucksensor und elektrische Leiter (R_Ccom, R_Cp R_Ca) aufweist, die den Sensor mit der Steuereinheit koppeln, wobei der Sensor zwei Piezowiderstandselemente (R_a, R_p) hat, wobei die Anordnung parasitäre Widerstände (R_Ccom, R_Cp R_Ca) in den elektrischen Leitern aufweist, die den Sensor mit der Steuereinheit koppeln, wobei die Steuereinheit aufweist: eine Einrichtung zur selektiven Anregung des Drucksensors (SW₁), um diesem zwei verschiedene Signale abzugewinnen, eine Einrichtung zur selektiven Registrierung einer Komponente eines der Signale, das als Antwort auf eine Anregung des Sensors erzeugt wird, wobei die Komponente proportional zu den parasitären Leiterwiderständen ist, und gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Änderung zumindest eines der verschiedenen Signale durch Kompensation des Einflusses der parasitären Widerstände unter Verwendung der Komponente, die den parasitären Widerstandswert darstellt.
Steuereinheit nach Anspruch 12, wobei die Anregungseinrichtung eine Gleichspannungsquelle aufweist.
Steuereinheit nach Anspruch 13, mit einem Schalter (SW₁), der betriebsfähig ist, um die Anregungsspannung für die Passivschaltung bei einer gewählten Frequenz zu beschneiden.
Steuereinheit nach Anspruch 14, mit einem ersten und zweiten Differenzverstärker jeweils mit Eingängen zum Empfangen des Temperatursignals und Ausgängen, die ein verarbeitbares Ausgabesignal liefern, einem Multiplexer, der mit den Ausgängen des Verstärkers gekoppelt ist, einem A/D-Umsetzer, der mit dem Multiplexer gekoppelt ist, und einer Steuereinheit, die gekoppelt ist, um Ausgangssignale des A/D-Umsetzers sequentiell zu empfangen.
Steuereinheit nach Anspruch 12, wobei die Anregungseinrichtung eine Gleichspannungsquelle und eine Wechselspannungsquelle aufweist, wobei die Anregungsgleich- und die Anregungswechselspannung miteinander überlagert sind.
Steuereinheit nach Anspruch 15, mit einem ersten Differenzverstärker mit einer Hochpaßfiltereinrichtung, die mit dessen Eingang gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Hochfrequenzkomponente des Drucksignals zu empfangen, einem zweiten Differenzverstärker mit einer Tiefpaßfiltereinrichtung, die mit dessen Eingang gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Niederfrequenzkomponente des Temperatursignals zu empfangen, und einem dritten Differenzverstärker mit einer Hochpaßfiltereinrichtung, die mit dessen Eingang gekoppelt ist, wobei der Eingang gekoppelt ist, um eine Hochfrequenzkomponente des Temperatursignals zu empfangen, und Ausgängen, die ein verarbeitbares Ausgabesignal liefern, einem Multiplexer, der mit den Ausgängen der Verstärker gekoppelt ist, einem A/D-Umsetzer, der mit dem Multiplexer gekoppelt ist, und einer Steuereinheit, die gekoppelt ist, um Ausgangssignale von dem A/D-Umsetzer sequentiell zu empfangen.