JP3646764B2 - Crt表示装置用安定化高圧発生回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はCRT表示装置用安定化高圧発生回路に関するものであり、特にCRT加速電圧の安定化のための特別な電力制御を要さないで、回路の規模や部品数の節減を図ったCRT高圧発生回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の陰極線管(以下CRTと称する)の加速電圧あるいはアノード(anode)電圧は水平回路のフライバック(flyback)トランスから発生させている。この水平回路の一例を図1に示す。図1を参照すると、フライバックトランスT1の1次側捲線が直流電源Ebが加える端子と水平出力トランジスターQ3のドレーン端子の間に結合されている。このトランジスターQ3は、又、フライバックトランスT1と接地の間に結合され、電流を導通させる時、トランスT1をエナーザイズ(energize)させ、水平偏向コイル(図示しない)にのこぎり波(sawtooth)の水平偏向電流を発生する。図1で簡略化のために水平偏向回路は図示しなかった。
【0003】
水平出力トランジスターQ3のベース端子は水平発振及び駆動回路の出力に連結される。この水平出力トランジスターQ3は水平偏向周期に同期して約50%以上のデュティ(duty)で開閉される。又、水平出力トランジスターQ3のドレーン端子にリトレースキャパシターCrとダンパーダイオードDdが並列に連結されている。
【0004】
水平出力トランジスターQ3とリトレースキャパシターCrの接続点でリトレースの区間の間に高圧のフライバックパルス電圧Vcが誘起される。フライバックトランスT1の1次及び2次捲線の捲線比を調整して昇圧することにより、その2次捲線で例えば25ないし33KVの高圧が発生される。
【0005】
この高圧はダイオードを通じて、整流されCRT40に供給されるアノード電圧HVになる。CRT表示装置コントラスター調整にビーム(beam)電流負荷が増加する時、アノード電圧HVが減少され、これにより、フライバックトランスT1の2次側高圧を安定化させる必要が生じる。
【0006】
従来に2次側高圧の安定化は一例に電圧制御器20により遂行されてきた。電圧制御器20は高圧出力端に連結された電圧感知及びエラー検出器30から供給されるエラー検出信号に反応してB+電源を制御することにより、フライバックトランスT1の1次側捲線に調整電源電圧Ebを供給する。電圧制御器20は例えば、図2A及び2Bに示したような直列レギュレーター及びスイッチングレギュレーター(regulator)で構成することができる。
【0007】
電圧制御器20の制御入力端にエラー検出信号Edが入力され、トランスT1の2次側電圧HVのレベルが設定電圧以下に落ちる時、電圧制御器20で供給される電源Ebの出力電流Icが増加し、これにより、トランスT1の2次側捲線に示す電圧レベルを負荷にかかわらず一定に作ることができる。
【0008】
電圧制御器20によりトランスT1の2次側捲線に発生する高圧は次のような式で示すことができる。
【0009】
【数1】
ここで、Ebは電源電圧であり、πは3.14、Tsは水平走査のトレース期間、Trはリトレース期間、そして、Np及びNsは各々フライバックトランスの1次側捲数及び2次側捲数を示す。
【0010】
この数式のように従来の電圧制御器による2次側高圧安定化は電源電圧Ebを制御する方法を使用した。これにより、図3の波形図に示したように、水平出力トランジスターQ3に供給される電流Icがそのトランジスターの導通期間の間、Itpほど増加する。図3でトランジスターQ3はトレース期間の約1/2間隔で導通されるように設定されると仮定する。
【0011】
又、図1の回路の各部に対応した波形図で実線Aに示した波形はビーム電流負荷が加えられた状態を示したものであり、点線Bの波形は無負荷状態を示したものである。
【0012】
又、IdはダンパーダイオードDdを通じる電流の各時点における波形であり、LipはフライバックトランスT1の1次側捲線に貯蔵されるエネルギー曲線を示す。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
図3のダンパーダイオード波形Idで、ビーム電流が無負荷状態から負荷状態に、すなわち、負荷電力が増加する時、ダンパー期間TdがT' dに減少することが知られる。
【0014】
これを防止するため、水平出力トランジスターQ3のデュティ比(Dutyrate)を増加しなければならなくなり、このようになると、ダンパーダイオードDdの電流Idが水平出力トランジスターQ3に流入される現状が生じ、これは再びそのトランジスターQ3の温度上昇を招来する問題が発生する。
【0015】
その上、電圧制御器20が別途に構成されるにより、水平回路あるいは高圧発生回路全体の規模は大きくなり、部品数が増加し、又、制作費用が上昇する短所がある。又、回路が広範囲な水平周波数で使用される時、直列レギュレーターのような電圧制御器は多くの電力消耗を要求するようになる問題点がある。
【0016】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明は上述した諸般問題点を解決するため提案されたものであり、水平回路の駆動をPWM方式にすることにより、フライバックトランスに供給電源を供給するための供給回路を制御し、フライバックエネルギーを回収して電源に供給することができるCRT用安定化高圧発生装置を提供することにその目的がある。
【0017】
上述した目的を達成するために提案された本発明の特徴によると、陰極線管(CRT)モニターでそれの水平回路とともに設置され、CRTにアノード電極電圧を供給する高圧発生回路において、スイッチング回路とDC電圧を供給する電源端子とスイッチング回路の間に連結される1次捲線と、CRTとグラウンドの間に連結される2次捲線を持つフライバックトランスフォーマーと、スイッチング回路と前記フライバックトランスフォーマーに連結されるリトレースキャパシターと、リトレースキャパシターと並列に連結されるダンパーダイオード及び、ダンパーダイオードのダンピング区間とスイッチング回路のターンオン区間の間の区間中、自由振動のためのエネルギーを電圧に変換して電源端子側に供給するエネルギー復元手段を含むCRT表示装置用安定化高圧発生回路が提供される。
【0018】
この特徴の望ましい実施形態において、エネルギー復元手段は前記電源端子と前記フライバックトランスフォーマーにカソードが連結されるブロッキングダイオードと、リトレースキャパシターとグラウンドの間に連結される1次捲線とブロッキングダイオードのアノードとグラウンドの間に連結される2次捲線を持つエネルギー復元トランスフォーマーを具備する高圧発生回路を含む。
【0019】
この特徴の望ましい実施形態において、エネルギー復元トランスフォーマーにおける1次捲線と2次捲線の間の捲線比は、前記リトレースキャパシターがDC電圧の折半以上に充電される時、ブロッキングダイオードが遮断領域にあるように設定される高圧発生回路を含む。
【0020】
この特徴の望ましい実施形態において、捲線比が2以上である高圧発生回路を含む。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、図4及び図7を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。図4には、本発明による高圧発生回路のブロック図は図示されている。図4を参照すると、高圧発生回路は水平回路と結合されており、CRTのアノードに印可される高圧HVを発生するフライバックトランスフォーマーに安定された電源を供給する。高圧発生回路はPWM電源スイッチ100、水平出力回路200、エネルギー復元回路300、電圧センサー400、エラー検出器500、そして、フライバックトランスフォーマーを含む。
【0022】
詳細な回路は図5に図示されている。フライバックトランスフォーマーT1の1次側捲線はDC電源B+が印可される端子と水平出力トランジスターQ10の間に連結される。水平出力トランジスターQ10はフライバックトランスフォーマーT1と接地の間に連結され、電源B+からの電流IpをフライバックトランスフォーマーT1に供給させ、水平出力トランジスターQ10のドレーンとリトレースキャパシターCrで高圧フライバックあるいはリトレースパルス電圧を発生する。又、のこぎり波形の水平偏向電流が周期的な水平走査のために水平出力トランジスターQ10のドレーンと結合された水平偏向側から発生する。偏向回路は図面を簡略にするため図示されていない。リトレースキャパシターCrは水平出力トランジスターQ10と並列連結される。ダンパーダイオードDdはトランジスターQ10のドレーンからの最小電圧をほとんど接地電圧レベルに制御する。
【0023】
水平出力トランジスターQ10のベースはパルス幅変調機(PWM)を含む電源スイッチ110と連結される。トレース区間の間、電子ビームが水平にスキャンすると、水平出力トランジスターQ10がターンオンされ、リトレース区間の間にはQ10がターンオフされる。電源スイッチ110は出力トランジスターQ10の動作スイッチングを制御し、パルス幅変調信号をエラー検出器500からのエラー検出信号に応答して、水平出力トランジスターのベースに印可させる。これにより、フライバックトランスフォーマーT1の2次側捲線DC電圧とビーム電流が増加すればするほど、水平出力トランジスターQ10のターンオン区間が減らされる。
【0024】
フライバックトランスフォーマーT1の1次、2次側Np、Nsの適合な捲線比により、高圧たとえば、25−33KVがトランスフォーマーT1の2次側から発生し、ダイオードを通じて、整流されCRT600のアノード電圧HVが発生される。2次側の高圧HVは電圧センサー400の抵抗R10、R12により分圧され、パルス幅変調機110の制御入力端子に供給されるエラー検出信号Edを発生させるためにエラー検出器内で基準電圧Vrefと比較される。エラー検出器500は動作増幅器OP10を含む。
【0025】
エネルギー復元トランスフォーマーT2はリトレースキャパシターCrと接地端子の間に連結される。エネルギー復元トランスフォーマーT2の1次側はフライバックトランスフォーマーT1の1次側からの電流通路及びCrと直列連結される。エネルギー復元トランスフォーマーT2は1次と2次側Nrgp、Nrgs間の前もって定められた捲線比を持ち、2次側の出力端子がダイオードDrgを通じて電源B+と連結される。
【0026】
動作中に、水平出力トランジスターQ10のドレーンとリトレースキャパシターCrでフライバックあるいはリトレースパルス電圧Vcが発生する。フライバックパルス電圧のピーク値Vcpは電源電圧Ebを基礎にして次の式のように得られる。
【0027】
【数2】
ここで、Ebは電源電圧であり、πは円周率であり、Tonは水平出力トランジスターQ10のターンオンあるいは導電区間であり、Trはリトレース区間であり、Joは回路の出力エネルギーとエネルギー損失の和(joule/cycle)であり、JtpはTon区間の先でフライバックトランスフォーマーT1の1次側に貯蔵されたエネルギーを示す。
【0028】
フライバックトランスフォーマーT1の2次側で発生された高圧HVはVc(Ns/Np)値になる。又、数学式2で、HVはTon区間により調節可能であることが知られる。このような方法はダンパーダイオードDdのダンパー区間TdにTon時間が重ならない時だけ可能である。
【0029】
リトレース区間Trの間、供給されるエネルギーはJtp−Joになり、この値からダンパー区間は次の式のように計算されることができる。
【0030】
【数3】
数学式3は出力エネルギーJoの発生が増加すればするほど、ダンパー区間を減らす。Ton区間はTon時間を増加させるために補償されなければならない。
【0031】
万一、ダンパー区間Tdが完了されると、TdとTonの間の時間区間の間Tf、図6に図示されたフライバックあるいはリトレース電圧Vc上にフリーオシレーション(自由振動)が発生する。この自由振動はトランスフォーマーT2の1次側を通じてリトレースキャパシターCrのチャージングによりエネルギーが供給されることによって生じる。又、自由振動はトランジスターQ10の調節区間が始まると終わり、リトレースキャパシターCrに貯蔵された電荷がトランジスターQ10の放電通路を通じてくぐり抜ける。
【0032】
リトレースキャパシターCrに貯蔵されたエネルギーは高電圧Vc発生回路のエネルギー損失を減らすために復元されなければならない。本発明によると、自由振動が発生する時ごとに、エネルギー復元トランジスターT2の2次側から発生された電圧VrgがダイオードDrgにより整流され、1次と2次回帰電流Irgにより、エネルギーが電源B+に戻る。
【0033】
しかし、このような場合、エネルギー復元トランスフォーマーT2の2次側電圧Vrgも、又、リトレース区間の間に、1次と2次側Nrgp、Nrgsの間の捲線比が該当回帰電流Irgの発生を防止するように決定されなければならない。
【0034】
例えば、万一、リトレースキャパシターCrが電源電圧Ebの半分以上の値に充電され、エネルギー復元が遂行されると、電圧VrgがリトレースキャパシターCrの放電時、ダイオードDrgが遮断領域になるように次の式により指定されなければならない。
【0035】
【数4】
そして、
【数5】
従って、エネルギー復元トランスフォーマーT2の捲船比は次を満足させなければならない。
【0036】
【数6】
その上、リトレース期間の間にダイオードDrgを遮断させるためにエネルギー復元トランスフォーマーT2の1次側捲線電圧Vrgpは次の式を満足しなければならない。
【0037】
【数7】
従って、エネルギー復員トランスフォーマーT2の2次側電圧Vrgは次の式を満足しなければならない。
【数8】
【数9】
【0038】
図7は高圧発生回路からの上のようなエネルギー収集スキム(energycollection scheme)を見せる波形図である。前の数式を満足させるエネルギー復元トランスフォーマーT2を設計するにしろ、電源供給機により提供されたフライバックトランスフォーマーT2を設計するにしろ、電源供給機により提供されたフライバックトランスフォーマーT1の1次側NpリトレースキャパシターCrに貯蔵されたエネルギーを制御することができる。従って、水平出力トランジスターQ10に流れる電流Icを制御するにより、電源供給機から供給される電流大部分がトランジスターQ10で消耗されるように制御することが可能である。又、本発明によると、フライバックトランスフォーマーのエネルギー効率を増加させること以外にも水平出力トランジスターからの温度上昇を防止することができる。
【0039】
【発明の効果】
以上で説明したような本発明の高電圧発生回路はフライバックトランスフォーマーの1次側電源を制御する電圧制御器を必要としないので、CRTモニターの水平回路の効果的な設計ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の実施形態によるCRT高圧発生回路を図示した図面。
【図2】従来の実施形態によるCRT高圧発生回路で電圧制御部の例を図示した回路図。
【図3】図1に図示された従来のCRT高圧発生回路の各部分の信号波形を示した図面。
【図4】本発明の1実施形態によるCRT高圧発生回路のブロック図。
【図5】図4のCRT高圧発生回路を詳細に図示した回路図。
【図6】図5のCRT高圧発生回路のスイッチング信号制御による出力信号の関係を示した波形図。
【図7】図5のCRT高圧発生回路のエネルギー回数方法を示した波形図。
【符号の説明】
100 パルス幅変調機
200 水平出力回路
300 エネルギー復元回路
400 電圧感知部
500 エラー検出器
600 CRT
T1 フライバックトランス
Q10 水平出力トランジスター
T2 エネルギー復元トランス
Drg エネルギー復元ダイオード
Dd ダンパーダイオード
Cr リトレースキャパシター
OP10 演算増幅器
Claims (4)
- 陰極線管(CRT)モニターでそれの水平回路とともに設置され、前記CRTにアノード電極電圧を供給する高圧発生回路において、
スイッチング回路と、
DC電圧を供給する電源端子と前記スイッチング回路の間に連結される1次捲線と、前記CRTとグラウンドの間に連結される2次捲線を持つフライバックトランスフォーマーと、
前記スイッチング回路と前記フライバックトランスフォーマーに連結されるリトレースキャパシターと、
前記リトレースキャパシターと並列に連結されるダンパーダイオードと、
前記電源端子と前記フライバックトランスフォーマーにカソードが連結されるブロッキングダイオードと、前記リトレースキャパシターとグラウンドの間に連結される1次捲線と前記ブロッキングダイオードのアノードとグラウンドの間に連結される2次捲線を持つエネルギー復元トランスフォーマーを具備するエネルギー復元手段と、
を備え、
前記エネルギー復元手段は、前記ダンパーダイオードのダンピング区間と前記スイッチング回路のターンオン区間の間の区間中、自由振動のためのエネルギーを電圧に変換して前記電源端子側に供給することを特徴とする高圧発生回路。 - 前記エネルギー復元トランスフォーマーにおける1次捲線と2次捲線の間の捲線比は、前記リトレースキャパシターが前記DC電圧の折半以上に充電される時、前記ブロッキングダイオードが遮断領域にあるように設定されることを特徴とする請求項1に記載の高圧発生回路。
- 前記捲線比は2以上であることを特徴とする請求項2に記載の高圧発生回路。
- 前記スイッチング回路はトランジスターと、パルス幅変調制御回路を具備することを特徴とする請求項1に記載の高圧発生回路。
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