JP3636344B2 - Control method of brushless DC motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータを介して駆動されるブラシレスDCモータの制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
図15は第1の従来例を示すブロック図、図16は第2の従来例を示すブロック図である。
これらの図において、1は交流電源、2は整流回路、3は直流電圧昇圧用のチョッパ回路、4,5は直流電圧平滑用電解コンデンサ、6はトランジスタとダイオードを逆並列接続してなる半導体スイッチ4組(Ta〜Td)よりなるインバータ回路、7はインバータ主回路6から給電されるブラシレスDCモータ(M:単にモータともいう)である。
【0003】
また、モータの制御を行なう制御部として図15では、磁極センサからの信号またはインバータの出力電圧信号からモータの磁極位置を検出し、モータの60度(°)毎の磁極位置検出信号を出力する磁極位置検出回路9と、その検出信号にもとづき半導体スイッチへのスイッチング信号(Ta1〜Td1信号)を作成する信号作成回路10、磁極位置検出回路9からの信号によりモータの速度を検出し,制御する速度検出・制御回路11、直流電圧指令演算回路12、直流中間電圧制御回路および入力電流制御回路を含む制御回路13等より構成する。
図16では、図15に加えて導通角120°の内の60°はパルス幅変調(PWM)を行なわせるための発振器18、およびPWM信号(Ta4〜Td4信号)の信号作成回路19を備えている。なお、上記「導通角120°およびその内の60°」なる文言の各数値は理論値であるが、実際には多少の誤差(±2,3度)を含むことを許容することとし、以下同様とする。
上記のような構成において、モータの速度指令値および60°毎の磁極位置検出信号にもとづく直流中間電圧値の制御、および各半導体スイッチTa〜Tdへのスイッチング指令信号により、モータ7に所望の回転数と出力トルクとを与えることができる。
【0004】
図17に図15における半導体スイッチTa〜Tdへのスイッチング信号例を示す。図17では、120°導通角形のスイッチングパターンとする例を示している。また、電流波形においては、時刻T4,T7付近でU相およびW相に大電流が流れるという特徴を有する。これは、モータ7に印加される電圧が3相不平衡であることに起因する。
図18に、図16における半導体スイッチTa〜Tdへのスイッチング信号(Ta4〜Td4)の例を示す。同図では、各半導体スイッチへは導通角120°の内の60°は、例えばオンデューティ75%のPWMを実施するスイッチングパターンとしており、この制御方法が基本となる。また、電流波形においては、時刻T3〜T4間とT6〜T7付近でPWM波形となり、他の区間(T2〜T3やT5〜T6等)に流れる電流と平均的にほぼ等しくなるという特徴を有する。これは、モータ7に印加される電圧が3相平衡であることに起因する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
図16の方式において、モータの最高回転数を上げるためには、直流チョッパ回路3によって電解コンデンサ4,5の直流電圧を高くすれば良いが、このときチョッパ回路内の半導体スイッチやインバータ主回路を構成する半導体スイッチTa〜Tdの電圧定格が高くなり、小型化,低価格化の妨げとなる。また、図15の方式の場合は図16の場合に比べて高速運転が可能であるが、トルクリプルや効率に問題がある。
したがって、この発明の課題は、従来のものに比べて半導体スイッチの電圧定格を下げ、ブラシレスDCモータの高性能を運転を実現することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、直流電圧源間に、複数のコンデンサを直列接続した直列回路と、4組の半導体スイッチを2相ブリッジ接続した2相ブリッジ回路とを並列接続し、前記直列回路の中間電位点および2相ブリッジ回路の各交流出力点にブラシレスDCモータを接続して給電しつつその制御を行なうに当たり、
前記ブラシレスDCモータの位置検出信号から生成される前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御することを特徴とする。
上記請求項1の発明においては、前記導通角108°のスイッチング信号を所定位相だけ進ませて、前記各半導体スイッチをオン,オフ制御することができる(請求項2の発明)。
【0007】
請求項3の発明では、直流電圧源間に、複数のコンデンサを直列接続した直列回路と、4組の半導体スイッチを2相ブリッジ接続した2相ブリッジ回路とを並列接続し、前記直列回路の中間電位点および2相ブリッジ回路の各交流出力点にブラシレスDCモータを接続して給電しつつその制御を行なうに当たり、
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかが所定値になったときは、前記各半導体スイッチを、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形スイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第1の制御から、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第2の制御へと切り換えることを特徴とする。
【0008】
請求項4の発明では、直流電圧源間に、複数のコンデンサを直列接続した直列回路と、4組の半導体スイッチを2相ブリッジ接続した2相ブリッジ回路とを並列接続し、前記直列回路の中間電位点および2相ブリッジ回路の各交流出力点にブラシレスDCモータを接続して給電しつつその制御を行なうに当たり、
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかの値に応じ、前記各半導体スイッチを、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形スイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第1の制御、前記120°導通形スイッチング信号とは導通角,パルス幅変調の導通率がともに異なるスイッチング信号に基づき、前記各半導体スイッチをオン,オフ制御する第2の制御、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第3の制御へと順次切り換えることを特徴とする。
【0009】
請求項5の発明では、直流電圧源間に、複数のコンデンサを直列接続した直列回路と、4組の半導体スイッチを2相ブリッジ接続した2相ブリッジ回路とを並列接続し、前記直列回路の中間電位点および2相ブリッジ回路の各交流出力点にブラシレスDCモータを接続して給電しつつその制御を行なうに当たり、
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかが所定値になったときは、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第1の制御から、前記各半導体スイッチの導通角を120°とするスイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第2の制御へと切り換えることを特徴とする。
【0010】
請求項6の発明では、直流電圧源間に、複数のコンデンサを直列接続した直列回路と、4組の半導体スイッチを2相ブリッジ接続した2相ブリッジ回路とを並列接続し、前記直列回路の中間電位点および2相ブリッジ回路の各交流出力点にブラシレスDCモータを接続して給電しつつその制御を行なうに当たり、
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかの値に応じ、前記各半導体スイッチの導通角を108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第1の制御、前記スイッチング信号とは導通角が異なるスイッチング信号に基づき、前記各半導体スイッチをオン,オフ制御する第2の制御、前記各半導体スイッチの導通角を120°とするスイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第3の制御へと順次切り換えることを特徴とする。
【0011】
【発明の実施の形態】
図1はこの発明の第1の実施の形態を示すブロック図である。
これは、図15に示す回路に対し、速度検出値または速度指令値(n)から次の(1)式および(2)式の演算をして12°および48°相当の時間データを演算する時間データ演算回路14と信号作成回路15とを付加した点が特徴である。
12°時間データ=1/(速度検出値または速度指令値)*(12/360)=1/30n …(1)
48°時間データ=1/(速度検出値または速度指令値)*(48/360)=2/15n …(2)
【0012】
信号作成回路15では、上記時間データ演算回路14からの出力と、信号作成回路10からのスイッチング信号Ta1〜Td1とにもとづき108°導通形のスイッチング信号Ta2〜Td2を作成する。なお、12°および48°相当の時間だけ信号の立ち上がり,立ち下がりを遅らせる具体的な回路としては、例えばカウンタを用いることができる。
図2に図1の場合の各信号のタイムチャートを示す。信号Ta2は時刻T3において、また信号Tc2は時刻T6において、それぞれ信号Ta1,Tc1の立ち上がりに対して12°分の時間遅れて立ち上がり、信号Tb2,Td2はそれぞれ時刻T6,T3に対して48°分の時間後に立ち下がるようにしている。また、モータに流れる電流も、第1の従来例に対してiu,iwのピーク電流値が低減していることが分かる。
【0013】
図3はこの発明の第2の実施の形態を示す構成図である。制御部分のみを示しており、図1に対し位相シフト量演算回路16および信号作成回路17を付加して構成される。位相シフト量演算回路16は、上記108°導通形のスイッチング信号Ta2〜Td2を進相させる位相(Δθ)量相当の時間データ(Δt)を得るため、速度検出・制御回路11からの速度検出データまたは速度指令データ(n’)にもとづき、次の(3)式の如き演算を行なう。
Δt=Δθ/360n’ …(3)
信号作成回路17は位相シフト量演算回路16からの出力にもとづき、信号作成回路15からの108°導通形のスイッチング信号Ta2〜Td2を、Δθだけ進相させる。
【0014】
図4に図3の場合の各信号のタイムチャートを示す。
すなわち、Δθだけ進相させるのは通常はできないので、例えばTa3信号の立ち上がりは、時刻T2から(72°−Δθ)相当の時間データ分遅らせることで、また、Ta3信号の立ち下がりは、時刻T4から(60°−Δθ)相当の時間データ分遅らせることでそれぞれ対応するようにしており、これは他の信号Tb,Tc,Tdについても同様である。
【0015】
図5はこの発明の第3の実施の形態を示す構成図である。制御部分のみを示しており、図1に対し発振器18,信号作成回路19,20および比較器21を付加して構成される。発振器18,信号作成回路19は図16に示す第2の従来例と同じく、各半導体スイッチに対し、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形スイッチング信号Ta4〜Td4を作成する。信号作成回路20はスイッチを内蔵し、信号作成回路15からの信号Ta2〜Td2と信号作成回路19からの信号Ta4〜Td4を切り換えて出力し、比較器21は速度検出データまたは速度指令データと、予め設定された切り換え速度データとを比較し、信号作成回路20内のスイッチを切り換えるための信号を作成する。
図6は図5の動作説明図である。同図には、切り換え速度n1を境に、半導体スイッチTaへのスイッチング信号Ta5が、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形のものから、108°導通形のものへと切り換わる様子が示されている。これは他の信号Tb,Tc,Tdについても同様である。
【0016】
図7はこの発明の第4の実施の形態を示す構成図である。制御部分のみを示しており、第2の従来例に対しオンデューティ(onduty)演算回路22,導通角演算回路23および信号作成回路24を付加して構成される。
オンduty演算回路22および導通角演算回路23は、速度検出データまたは速度指令データにもとづき、信号Ta4〜Td4を出力している期間のオンデューティ(導通率)および導通角を演算し、信号作成回路24は導通率および導通角に応じたスイッチング信号Ta6〜Td6を作成する。
【0017】
図8はモータの速度がステップ的に変化したときの信号Ta6の例を示す。すなわち、低速時においては導通角120°,onduty75%のスイッチング信号とし、中速時には導通角114°,onduty87.5%のスイッチング信号とし、高速時には導通角108°,onduty100%のスイッチング信号とした例を示している。
図9に速度と導通角,ondutyとの関係例を示す。
すなわち、或る設定した速度n1からn2の間は、ondutyをx,導通角をyとして、次式の如き関係を満たすようにするものである。
y=90+45/(4x−1.5) …(4)
【0018】
図10はこの発明の第5の実施の形態を示す構成図で、図1の制御部分に信号作成回路25および比較器26を付加して構成される。
信号作成回路25はスイッチを内蔵しており、モータの速度に応じて信号作成回路10からの信号Ta1〜Td1と信号作成回路15からの信号Ta2〜Td2を切り換えて出力し、比較器21は速度検出データまたは速度指令データと、予め設定された切り換え速度データとを比較し、信号作成回路25内のスイッチを切り換えるための信号を作成する。
図11は図10の動作説明図である。同図には、切り換え速度n3を境に、半導体スイッチTaへのスイッチング信号Ta7が、108°導通形のものから、120°導通形のものへと切り換わる様子が示されている。これは他の信号Tb,Tc,Tdについても同様である。
【0019】
図12はこの発明の第6の実施の形態を示す構成図で、図1の制御部分に導通角演算回路27および信号作成回路28を付加して構成される。
すなわち、導通角演算回路27は速度検出データまたは速度指令データにもとづき導通角を演算し、信号作成回路28はその演算された導通角に応じたスイッチング信号Ta8〜Td8を作成する。
図13はモータの速度がステップ的に変化したときの信号Ta8の例を示す。
つまり、低速時においては導通角108°のスイッチング信号とし、中速時には導通角114°のスイッチング信号とし、高速には導通角120°のスイッチング信号とする例を示す。これは他の信号Tb,Tc,Tdについても同様である。
【0020】
図14は速度と導通角の関係説明図である。これは、速度n5〜n6の間では導通角を108°〜120°として運転する例を示している。
以上では、制御の切り換えに当たって速度指令値,検出値を利用するようにしたが、コンデンサ4,5の直流電圧指令値,検出値を用いても良いのは勿論である。
【0021】
【発明の効果】
第1の発明によれば、第2の従来例に対して電圧利用率が向上するため、同一の半導体スイッチを使用する場合はモータの高速運転が可能となり、また、モータの最高回転数を同じとすれば、半導体スイッチの電圧定格を低減することができる。また、第1の従来例に対しては、モータに流れる低次高調波が低減するため、モータのトルクリプルの低減や効率の向上が図れる。第2の発明によれば、第1の発明に比べてモータに流れる低次高調波が低減し、モータのトルクリプルの低減や効率の向上が図れる。
【0022】
第3の発明によれば、第1の発明に対しモータの低速運転時には第2の従来例と同様の運転方式としているため、モータ低速運転時のトルクリプルの低減や効率の向上が図れる。
第4の発明によれば、第3の発明に対し制御方式の切り換わりによる急激な加減速運転がなくなるため、ショックの少ない円滑なモータの運転が可能になる。
【0023】
第5の発明によれば、第1の従来例に対してモータの低速運転時には第1の発明と同様の運転を行なうため、低速運転時におけるモータのトルクリプルの低減や効率の向上が図れる。
第6の発明によれば、第5の発明に対して制御方式の切り換わりによる急激な加減速運転がなくなるため、ショックの少ない円滑なモータの運転が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施の形態を示す構成図である。
【図2】図1の動作説明図である。
【図3】この発明の第2の実施の形態を示す構成図である。
【図4】図3の動作説明図である。
【図5】この発明の第3の実施の形態を示す構成図である。
【図6】図5の動作説明図である。
【図7】この発明の第4の実施の形態を示す構成図である。
【図8】図7の動作説明図である。
【図9】図8における速度と導通角,オンdutyの関係説明図である。
【図10】この発明の第5の実施の形態を示す構成図である。
【図11】図10の動作説明図である。
【図12】この発明の第6の実施の形態を示す構成図である。
【図13】図12の動作説明図である。
【図14】図13における速度と導通角の関係説明図である。
【図15】第1の従来例を示すブロック図である。
【図16】第2の従来例を示すブロック図である。
【図17】図15の動作説明図である。
【図18】図16の動作説明図である。
【符号の説明】
1…電源、2…整流回路、3…チョッパ回路、4,5…電解コンデンサ、6…インバータ回路、7…ブラシレスDCモータ(M)、9…磁極位置検出回路、10,15,17,19,20,24,25,28…信号作成回路、11…速度検出・制御回路、12…直流電圧指令演算回路、13…制御回路、14…時間データ演算回路、16…位相シフト量演算回路、18…発振器、21,26…比較器、22…オンduty演算回路、23,27…導通角演算回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for controlling a brushless DC motor driven via an inverter.
[0002]
[Prior art]
FIG. 15 is a block diagram showing a first conventional example, and FIG. 16 is a block diagram showing a second conventional example.
In these figures, 1 is an AC power source, 2 is a rectifier circuit, 3 is a chopper circuit for boosting DC voltage, 4 and 5 are electrolytic capacitors for smoothing DC voltage, and 6 is a semiconductor switch formed by connecting a transistor and a diode in antiparallel. An inverter circuit composed of four sets (Ta to Td), 7 is a brushless DC motor (M: also simply referred to as a motor) fed from the inverter main circuit 6.
[0003]
Further, in FIG. 15 as a control unit for controlling the motor, the magnetic pole position of the motor is detected from the signal from the magnetic pole sensor or the output voltage signal of the inverter, and the magnetic pole position detection signal is output every 60 degrees (°) of the motor. Based on the magnetic pole position detection circuit 9, a
In FIG. 16, in addition to FIG. 15, 60 ° of the conduction angle of 120 ° includes an
In the configuration as described above, the motor 7 can be rotated in a desired manner by controlling the DC intermediate voltage value based on the motor speed command value and the magnetic pole position detection signal every 60 °, and the switching command signal to each of the semiconductor switches Ta to Td. Number and output torque can be given.
[0004]
FIG. 17 shows an example of switching signals to the semiconductor switches Ta to Td in FIG. FIG. 17 shows an example of a 120 ° conduction square switching pattern. Further, the current waveform is characterized in that a large current flows in the U phase and the W phase in the vicinity of times T4 and T7. This is because the voltage applied to the motor 7 is three-phase unbalanced.
FIG. 18 shows an example of switching signals (Ta4 to Td4) to the semiconductor switches Ta to Td in FIG. In the figure, 60 ° of the conduction angle of 120 ° for each semiconductor switch is a switching pattern for performing PWM with an on-duty of 75%, for example, and this control method is fundamental. In addition, the current waveform is a PWM waveform between times T3 and T4 and in the vicinity of T6 to T7, and has a characteristic that it is approximately equal on average to the current flowing in other sections (T2 to T3, T5 to T6, etc.). This is because the voltage applied to the motor 7 is three-phase balanced.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the system shown in FIG. 16, in order to increase the maximum number of revolutions of the motor, the DC voltage of the
Accordingly, an object of the present invention is to lower the voltage rating of the semiconductor switch as compared with the conventional one and to realize the high performance operation of the brushless DC motor.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such problems, in the invention of
The on / off control is performed by a switching signal in which a conduction angle of each semiconductor switch generated from a position detection signal of the brushless DC motor is set to 108 °.
In the first aspect of the invention, the semiconductor switch can be turned on / off by advancing the switching signal of the conduction angle of 108 ° by a predetermined phase (invention of the second aspect).
[0007]
In the invention of
When either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor reaches a predetermined value, the semiconductor switch is set to 60 ° out of the conduction angle of 120 °. From the first control for on / off control based on a 120 ° conduction type switching signal that performs pulse width modulation, to the second control for on / off control using a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 °. And switching.
[0008]
In a fourth aspect of the present invention, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel between DC voltage sources, When performing control while connecting a brushless DC motor to the potential point and each AC output point of the two-phase bridge circuit and supplying power,
Depending on the speed command value and detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value and detection value of the capacitor, each semiconductor switch is subjected to pulse width modulation for 60 ° of the conduction angle of 120 °. The first control for on / off control based on the 120 ° conduction type switching signal to be performed, and each semiconductor switch based on the switching signal having a conduction angle and a pulse width modulation conduction ratio different from those of the 120 ° conduction type switching signal. The second control for on / off control and the third control for on / off control by a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 ° are sequentially performed.
[0009]
In the invention of
A switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 ° when either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor reaches a predetermined value. The control is switched from the first control for on / off control to the second control for on / off control based on a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 120 °.
[0010]
In the invention of claim 6, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel between the DC voltage sources, When performing control while connecting a brushless DC motor to the potential point and each AC output point of the two-phase bridge circuit and supplying power,
On / off control with a switching signal that sets the conduction angle of each semiconductor switch to 108 ° in accordance with either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor. A first control for controlling the semiconductor switch based on a switching signal having a conduction angle different from that of the switching signal, a second control for controlling on / off of each semiconductor switch, and a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 120 °. Based on this, the control is sequentially switched to the third control for on / off control.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
This is for the circuit shown in FIG. 15 by calculating the following formulas (1) and (2) from the speed detection value or the speed command value (n) to calculate time data corresponding to 12 ° and 48 °. It is characterized in that a time
12 ° time data = 1 / (speed detection value or speed command value) * (12/360) = 1 / 30n (1)
48 ° time data = 1 / (speed detection value or speed command value) * (48/360) = 2 / 15n (2)
[0012]
The
FIG. 2 shows a time chart of each signal in the case of FIG. The signal Ta2 rises at time T3 and the signal Tc2 rises at a time delay of 12 ° with respect to the rise of the signals Ta1 and Tc1 at time T6, and the signals Tb2 and Td2 take 48 ° minutes from the times T6 and T3, respectively. So that it will fall after a certain amount of time. It can also be seen that the current flowing through the motor has a reduced peak current value of iu and iw compared to the first conventional example.
[0013]
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. Only the control part is shown, and a phase shift
Δt = Δθ / 360n ′ (3)
Based on the output from the phase shift
[0014]
FIG. 4 shows a time chart of each signal in the case of FIG.
That is, since it is not usually possible to advance the phase by Δθ, for example, the rise of the Ta3 signal is delayed by time data corresponding to (72 ° −Δθ) from time T2, and the fall of the Ta3 signal is caused at time T4. To (60 [deg.]-[Delta] [theta]) corresponding to each other by delaying the time data, and this also applies to the other signals Tb, Tc, Td.
[0015]
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. Only the control portion is shown, and is configured by adding an
FIG. 6 is an explanatory diagram of the operation of FIG. In the figure, the switching signal Ta5 to the semiconductor switch Ta with the switching speed n1 as a boundary is from a 120 ° conduction type in which the conduction angle is 60 ° out of 120 ° to 108 ° conduction type. The state of switching to is shown. The same applies to the other signals Tb, Tc, Td.
[0016]
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. Only the control portion is shown, and an on-
The on-
[0017]
FIG. 8 shows an example of the signal Ta6 when the motor speed changes stepwise. That is, a switching signal with a conduction angle of 120 ° and
FIG. 9 shows an example of the relationship between speed, conduction angle, and duty.
That is, between a certain set speeds n1 and n2, the duty is x and the conduction angle is y, so that the following relationship is satisfied.
y = 90 + 45 / (4x-1.5) (4)
[0018]
FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention, which is configured by adding a signal generating circuit 25 and a
The signal generation circuit 25 has a built-in switch, and switches and outputs signals Ta1 to Td1 from the
FIG. 11 is an explanatory diagram of the operation of FIG. In the figure, the switching signal Ta7 to the semiconductor switch Ta is switched from the 108 ° conduction type to the 120 ° conduction type at the switching speed n3. The same applies to the other signals Tb, Tc, Td.
[0019]
FIG. 12 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention, which is configured by adding a conduction angle calculation circuit 27 and a
That is, the conduction angle calculation circuit 27 calculates the conduction angle based on the speed detection data or the speed command data, and the
FIG. 13 shows an example of the signal Ta8 when the motor speed changes stepwise.
That is, a switching signal with a conduction angle of 108 ° at a low speed, a switching signal with a conduction angle of 114 ° at a medium speed, and a switching signal with a conduction angle of 120 ° at a high speed is shown. The same applies to the other signals Tb, Tc, Td.
[0020]
FIG. 14 is an explanatory diagram of the relationship between speed and conduction angle. This shows an example in which the conduction angle is 108 ° to 120 ° between the speeds n5 and n6.
In the above description, the speed command value and the detected value are used for switching the control. However, it goes without saying that the DC voltage command value and the detected value of the
[0021]
【The invention's effect】
According to the first invention, the voltage utilization rate is improved as compared with the second conventional example. Therefore, when the same semiconductor switch is used, the motor can be operated at a high speed, and the maximum rotational speed of the motor is the same. If so, the voltage rating of the semiconductor switch can be reduced. Further, since the low-order harmonics flowing in the motor are reduced with respect to the first conventional example, the torque ripple of the motor can be reduced and the efficiency can be improved. According to the second invention, the lower harmonics flowing through the motor are reduced as compared with the first invention, and the torque ripple of the motor can be reduced and the efficiency can be improved.
[0022]
According to the third aspect of the invention, since the driving method is the same as that of the second conventional example during the low speed operation of the motor, the torque ripple can be reduced and the efficiency can be improved during the low speed operation of the motor.
According to the fourth invention, since the rapid acceleration / deceleration operation due to the switching of the control method is eliminated with respect to the third invention, a smooth motor operation with less shock is possible.
[0023]
According to the fifth aspect of the invention, since the same operation as the first aspect of the invention is performed at the time of low speed operation of the motor with respect to the first conventional example, the torque ripple of the motor at the time of low speed operation can be reduced and the efficiency can be improved.
According to the sixth invention, since the rapid acceleration / deceleration operation due to the switching of the control method is eliminated with respect to the fifth invention, a smooth motor operation with less shock is possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
4 is an operation explanatory diagram of FIG. 3; FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
6 is an operation explanatory diagram of FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
8 is an operation explanatory diagram of FIG. 7. FIG.
9 is a diagram for explaining the relationship between the speed, the conduction angle, and the on-duty in FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
11 is an operation explanatory diagram of FIG. 10;
FIG. 12 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
13 is an operation explanatory diagram of FIG. 12. FIG.
14 is an explanatory diagram of the relationship between the speed and the conduction angle in FIG. 13;
FIG. 15 is a block diagram showing a first conventional example.
FIG. 16 is a block diagram showing a second conventional example.
FIG. 17 is an operation explanatory diagram of FIG. 15;
18 is an operation explanatory diagram of FIG. 16. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記ブラシレスDCモータの位置検出信号から生成される前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御することを特徴とするブラシレスDCモータの制御方法。Between a DC voltage source, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel, and an intermediate potential point of the series circuit and a two-phase bridge circuit When performing control while supplying power by connecting a brushless DC motor to each AC output point,
A control method for a brushless DC motor, wherein on / off control is performed with a switching signal for setting a conduction angle of each semiconductor switch generated from a position detection signal of the brushless DC motor to 108 °.
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかが所定値になったときは、前記各半導体スイッチを、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形スイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第1の制御から、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第2の制御へと切り換えることを特徴とするブラシレスDCモータの制御方法。Between a DC voltage source, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel, and an intermediate potential point of the series circuit and a two-phase bridge circuit When performing control while supplying power by connecting a brushless DC motor to each AC output point,
When either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor reaches a predetermined value, the semiconductor switch is set to 60 ° out of the conduction angle of 120 °. From the first control for on / off control based on a 120 ° conduction type switching signal that performs pulse width modulation, to the second control for on / off control using a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 °. And a method for controlling the brushless DC motor.
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかの値に応じ、前記各半導体スイッチを、導通角120°の内60°はパルス幅変調を行なう120°導通形スイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第1の制御、前記120°導通形スイッチング信号とは導通角,パルス幅変調の導通率がともに異なるスイッチング信号に基づき、前記各半導体スイッチをオン,オフ制御する第2の制御、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第3の制御へと順次切り換えることを特徴とするブラシレスDCモータの制御方法。Between a DC voltage source, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel, and an intermediate potential point of the series circuit and a two-phase bridge circuit When performing control while supplying power by connecting a brushless DC motor to each AC output point,
Depending on the speed command value and detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value and detection value of the capacitor, each semiconductor switch is subjected to pulse width modulation for 60 ° of the conduction angle of 120 °. The first control for on / off control based on the 120 ° conduction type switching signal to be performed, and each semiconductor switch based on the switching signal having a conduction angle and a pulse width modulation conduction ratio different from those of the 120 ° conduction type switching signal. A control method for a brushless DC motor, wherein the second control for on / off control and the third control for on / off control are sequentially performed by a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 °. .
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかが所定値になったときは、前記各半導体スイッチの導通角を、108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第1の制御から、前記各半導体スイッチの導通角を120°とするスイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第2の制御へと切り換えることを特徴とするブラシレスDCモータの制御方法。Between a DC voltage source, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel, and an intermediate potential point of the series circuit and a two-phase bridge circuit When performing control while supplying power by connecting a brushless DC motor to each AC output point,
A switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 108 ° when either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor reaches a predetermined value. The control of the brushless DC motor is switched from the first control for on / off control to the second control for on / off control based on a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 120 °. Method.
前記ブラシレスDCモータの速度指令値,検出値、または前記コンデンサの直流電圧指令値,検出値のいずれかの値に応じ、前記各半導体スイッチの導通角を108°とするスイッチング信号でオン,オフ制御する第1の制御、前記スイッチング信号とは導通角が異なるスイッチング信号に基づき、前記各半導体スイッチをオン,オフ制御する第2の制御、前記各半導体スイッチの導通角を120°とするスイッチング信号に基づきオン,オフ制御する第3の制御へと順次切り換えることを特徴とするブラシレスDCモータの制御方法。Between a DC voltage source, a series circuit in which a plurality of capacitors are connected in series and a two-phase bridge circuit in which four sets of semiconductor switches are connected in a two-phase bridge are connected in parallel, and an intermediate potential point of the series circuit and a two-phase bridge circuit When performing control while supplying power by connecting a brushless DC motor to each AC output point,
On / off control with a switching signal that sets the conduction angle of each semiconductor switch to 108 ° in accordance with either the speed command value or detection value of the brushless DC motor or the DC voltage command value or detection value of the capacitor. A first control for controlling the semiconductor switch based on a switching signal having a conduction angle different from that of the switching signal, a second control for controlling on / off of each semiconductor switch, and a switching signal for setting the conduction angle of each semiconductor switch to 120 °. A control method for a brushless DC motor, wherein the control is sequentially switched to a third control that performs on / off control based on the control.
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