JP2013247832A - Motor controller and control method of the same - Google Patents
Motor controller and control method of the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013247832A JP2013247832A JP2012122091A JP2012122091A JP2013247832A JP 2013247832 A JP2013247832 A JP 2013247832A JP 2012122091 A JP2012122091 A JP 2012122091A JP 2012122091 A JP2012122091 A JP 2012122091A JP 2013247832 A JP2013247832 A JP 2013247832A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- current value
- motor control
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータの各相の電流値に基づいてモータを制御するモータ制御装置及びモータ制御装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a motor control device that controls a motor based on a current value of each phase of the motor, and a control method for the motor control device.
三相モータを駆動するモータ制御装置は、各相のスイッチングアームを構成する一対のスイッチング素子を交互にオン／オフさせて直流電力を三相の駆動電力に変換し、モータに出力させている。この制御方法では、モータの三相に対応する電流値のフィードバックが必要になる。しかし、各相の電流値を直接検出する方法を採用した場合、オン／オフのデューティ比が小さい短パルスのときに、パルスの立ち上がりや立ち下がり時に発生するスイッチングノイズの影響により検出電流値の誤差が大きくなってしまう。 A motor control device that drives a three-phase motor alternately turns on / off a pair of switching elements that constitute a switching arm for each phase to convert DC power into three-phase driving power, and outputs it to the motor. This control method requires feedback of current values corresponding to the three phases of the motor. However, if the method of directly detecting the current value of each phase is adopted, the error in the detected current value due to the effect of switching noise generated at the rise and fall of the pulse when the ON / OFF duty ratio is small Will become bigger.
一方、各相の電流値を直接検出する方法に代えて、三相の電流値の和が零になる関係を利用して、二相の電流値を検出し、残りの一相の電流値を計算で求めるブラインド補正方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
しかし、従来のブラインド補正方法では、二相の電流値の検出時に、他の相（電流検出不能相）のスイッチング素子のオン／オフが生じると、二相の電流へノイズ混入が生じて誤差が大きくなってしまう場合がある。このノイズ混入を回避するために、特許文献１では、二相の電流検出の間、他の相（電流検出不能相）のスイッチング状態を保持するようにしている。
On the other hand, instead of the method of directly detecting the current value of each phase, using the relationship that the sum of the current values of three phases becomes zero, the current value of two phases is detected, and the current value of the remaining one phase is calculated. A blind correction method obtained by calculation is known (for example, see Patent Document 1).
However, in the conventional blind correction method, when the switching element of the other phase (current detection impossible phase) is turned on / off at the time of detecting the current value of the two phases, noise is mixed into the two-phase current, resulting in an error. Sometimes it gets bigger. In order to avoid this noise mixing, in
しかしながら、いずれの方法も、電流値を検出する相がオン／オフのデューティ比が小さい短パルスのときは、スイッチングノイズの影響で誤差が大きくなってしまうおそれが生じる。
しかも、各相の電流値は、回路構成や素子のばらつき等が影響し、例えば、各素子のオフセット値や温度ドリフト等の違いによって、実際の電流値と、ブラインド補正によって求めた電流値とが異なってしまう。このため、ブラインド補正への切り替え時に、相間のばらつきの分だけ電流値が大きく変動してしまうおそれがある。
However, in any of the methods, when the phase for detecting the current value is a short pulse with a small ON / OFF duty ratio, the error may increase due to the influence of switching noise.
Moreover, the current value of each phase is affected by variations in circuit configuration, elements, etc.For example, the actual current value and the current value obtained by blind correction vary depending on the offset value, temperature drift, etc. of each element. It will be different. For this reason, at the time of switching to the blind correction, the current value may fluctuate greatly by the amount of variation between phases.
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、残りの一相の電流を算出する場合に、相間のばらつきに起因する電流の変動を抑えることができるモータ制御装置及びモータ制御装置の制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and avoids the effects of switching noise of each of the three phases, and when calculating the current of the remaining one phase, fluctuations in current due to variations between phases. It is an object of the present invention to provide a motor control device and a motor control device control method that can suppress the above-described problem.
上記目的を達成するために、本発明は、モータ制御信号を出力する制御手段と、前記モータ制御信号に基づきスイッチング素子のオン／オフを切り替えるゲート電流を発生するゲートドライバ回路と、前記ゲート電流によりオン／オフする高電位側及び低電位側のスイッチング素子を直列に接続して構成され、前記モータの各相に対応して設けられるスイッチングアームとを備えるモータ制御装置において、各スイッチングアームの低電位側スイッチング素子を流れる電流値を検出するためのシャント抵抗を備え、いずれかの相の前記低電位側スイッチング素子のオン／オフのデューティ比が所定比率内の時には、その一相に対応する低電位側スイッチング素子のオン時間の中心時から変化した検出タイミングで、他の二相の電流値を前記シャント抵抗を介して検出し、検出した他の二相の電流値から残りの一相の電流の計算値を算出し、この計算値と、残りの一相の電流値の前回値又は実測値との重み付けにより、今回の残りの一相の電流値を算出し、三相の電流値に基づいて前記モータ制御信号を生成することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the present invention provides a control means for outputting a motor control signal, a gate driver circuit for generating a gate current for switching on / off of a switching element based on the motor control signal, and the gate current. In a motor control device comprising a switching arm provided in correspondence with each phase of the motor, which is configured by connecting switching elements on the high potential side and on the low potential side that are turned on / off in series, the low potential of each switching arm Provided with a shunt resistor for detecting the current value flowing through the side switching element, and when the on / off duty ratio of the low potential side switching element in any phase is within a predetermined ratio, the low potential corresponding to that one phase The current values of the other two phases are detected at the detection timing changed from the center time of the on-time of the side switching element. The current value of the remaining one phase is calculated from the detected current value of the other two phases, and the calculated value and the previous value or actually measured value of the remaining one phase current value are calculated. The current value of the remaining one phase of this time is calculated by weighting, and the motor control signal is generated based on the current value of the three phases.
この構成によれば、検出した他の二相の電流値から残りの一相の電流の計算値を算出し、この計算値と、残りの一相の電流値の前回値又は実測値との重み付けにより、今回の残りの一相の電流値を算出し、三相の電流値に基づいて前記モータ制御信号を生成するので、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、残りの一相の電流値を算出する場合に、相間のばらつきに起因する電流の変動を抑えることができる。 According to this configuration, the calculated value of the remaining one-phase current is calculated from the detected other two-phase current values, and the calculated value is weighted with the previous value or the actually measured value of the remaining one-phase current value. Thus, the current value of the remaining one phase is calculated and the motor control signal is generated on the basis of the current value of the three phases. When calculating the current value, it is possible to suppress the fluctuation of the current due to the variation between the phases.
上記構成において、いずれかの相の前記低電位側スイッチング素子のオン／オフのデューティ比が所定比率内の時には、検出した他の二相の電流値との和が零となる電流値を、前記計算値として算出するようにしても良い。この構成によれば、三相の電流値の和が零になる関係を利用して一相の電流値を容易に算出しつつ、この電流値が有する相間のばらつき等による変動を抑えることができる。 In the above configuration, when the ON / OFF duty ratio of the low-potential side switching element of any phase is within a predetermined ratio, a current value that is zero with the detected current value of the other two phases is It may be calculated as a calculated value. According to this configuration, it is possible to easily calculate the current value of one phase using the relationship that the sum of the current values of the three phases becomes zero, and to suppress fluctuations due to variations between phases of the current value. .
また、上記構成において、前記残りの一相の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）は、他の二相の電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）と、前回の電流値Ｉｘ（ｎ）とを用いて、
Ｉｘ（ｎ＋１）＝（Ｉｘ（ｎ）＋（−Ｉｙ（ｎ＋１）−Ｉｚ（ｎ＋１））×ａ＋Ｉｘ（ｎ）×ｂ
ａ＝ｗＴ／（２＋ｗＴ），ｂ＝（２−ｗＴ）／（２＋ｗＴ）
但し、ｎ：任意の整数、Ｔ：サンプリング周期（ｓ）、ｆ：モータ制御信号の周波数（Ｈｚ）、ｗ：カットオフ周波数（＝２πｆ）の数式によって算出されるようにしても良い。この構成によれば、適切に電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を許容できる連続量にすることができる。
In the above configuration, the remaining one-phase current value Ix (n + 1) is obtained by using the other two-phase current values Iy (n + 1) and Iz (n + 1) and the previous current value Ix (n). ,
Ix (n + 1) = (Ix (n) + (− Iy (n + 1) −Iz (n + 1)) × a + Ix (n) × b
a = wT / (2 + wT), b = (2-wT) / (2 + wT)
However, n may be an arbitrary integer, T: a sampling period (s), f: a frequency (Hz) of a motor control signal, and w: a cutoff frequency (= 2πf). According to this configuration, the current value Ix (n + 1) can be appropriately allowed to be a continuous amount.
また、上記構成において、前記三相の電流値を蓄積する蓄積手段を有するようにしても良い。この構成によれば、この蓄積手段に蓄積された過去の電流値を用いて電流値を算出することができる。 Further, in the above-described configuration, an accumulating unit that accumulates the three-phase current values may be provided. According to this configuration, the current value can be calculated using the past current value accumulated in the accumulation means.
本発明によれば、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、残りの一相の電流を算出する場合に、相間のばらつきに起因する電流の変動を抑えることができる。 According to the present invention, it is possible to avoid the influence of the switching noise of each of the three phases and to suppress the fluctuation of the current due to the variation between the phases when the remaining one-phase current is calculated.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
なお、以下の説明では、本発明に係るモータ制御装置の応用例として、電気自動車やハイブリッド車両が備える車両駆動用モータ（以下、モータと言う）１０Ｍを制御するモータ制御装置１０を説明する。
図１は、本実施形態に係るモータ制御装置１０のブロック図である。
このモータ制御装置１０は、車両側のコンピュータからの指令に基づいてモータ制御信号を出力する制御装置（制御手段）１１と、モータ制御信号に基づいて三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力を出力する駆動回路（駆動手段）１２とを備えている。
駆動回路１２は、車両に搭載された直流電源であるバッテリ（不図示）の直流電力を交流のモータ駆動電流に変換しモータ１０Ｍに出力する電力変換回路（電力変換手段）１４と、モータ制御信号に基づき電力変換回路１４内のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ（開閉）を切り替えるゲート電流であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動信号を出力するゲートドライバ回路１６とを備えている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the following description, as an application example of the motor control device according to the present invention, a
FIG. 1 is a block diagram of a
The
The
電力変換回路１４は、例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等の複数（本構成では６個）のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を組み合わせた回路であり、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６はゲートドライバ回路１６からのＰＷＭ駆動信号によってオン／オフされる。
具体的には、電力変換回路１４は、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５及びＴｒ６を一対ずつの組にした直列回路を並列に接続したブリッジ回路を有しており、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５及びＴｒ６の各接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３がモータ１０Ｍの各相のモータコイルに接続されている。
The
Specifically, the
スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５は、高電位側に接続されて上アームを構成し、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６は、低電位側に接続されて下アームを構成している。これによって、電力変換回路１４は、高電位側スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５と、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６とを、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）毎に直列に接続したスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを備えるＰＷＭインバータに構成されている。
また、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。なお、図１中、符号Ｇは各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートを示し、符号Ｅはエミッタを示し、符号Ｃはコレクタを示している。
The switching elements Tr1, Tr3, Tr5 are connected to the high potential side to constitute an upper arm, and the switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are connected to the low potential side to constitute a lower arm. As a result, the
Also, diodes D1 to D6 are connected between the collectors and emitters of the switching elements Tr1 to Tr6, respectively, so as to be in the forward direction from the emitter to the collector. In FIG. 1, symbol G indicates the gate of each of the switching elements Tr1 to Tr6, symbol E indicates an emitter, and symbol C indicates a collector.
ゲートドライバ回路１６は、制御装置１１の制御の下、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートＧにＰＷＭ駆動信号を出力する。そして、電力変換回路１４が、このＰＷＭ駆動信号に応じて各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がオン／オフし通電パターンを切り替えることによって、バッテリの直流電力を三相の駆動電力に変換してモータ１０Ｍへと出力する。
The
この電力変換回路１４には、各相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するためのシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗが設けられている。各シャント抵抗は、各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを構成する回路に直列接続され、より具体的には、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のエミッタＥに直列接続されることによって、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がオンのときに流れる電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能である。
The
この電力変換回路１４では、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がオンで、高電位側スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５がオフのときに、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６に並列接続されたダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６を介して電流が流れる。このため、制御装置１１は、この電流が流れるタイミングでサンプリングするように設定されたサンプリング周期で、各シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの端子電圧に基づき電流検出を行うことにより、各相を流れる電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することができる。なお、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの端子電圧はオペアンプ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗで各々増幅されて制御装置１１に検出される。
In this
また、制御装置１１は、回転角センサとして機能するレゾルバ２０を介してモータ１０Ｍの回転角度位置を検出している。そして、制御装置１１は、取得した電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとモータ１０Ｍの回転角度位置とに基づいて、車両側のコンピュータからの指令に基づくモータ制御となるようにモータ制御信号を生成し、これによってモータ１０Ｍをフィードバック制御する。なお、同図１に示すように、レゾルバ２０の出力はオペアンプ２１，２２で各々増幅されて制御装置１１に入力される。
より具体的には、この制御装置１１は、大別すると、位置・速度検出部３１と、速度制御部３２と、角度補間部３３と、信号生成部３４とを備えており、位置・速度検出部３１は、モータ１０Ｍの回転角度位置として、モータ１０Ｍ内のロータの磁極位置とロータの回転速度とを検出し、回転速度を速度制御部３２に出力するとともに、磁極位置を角度補間部３３に出力する。
The
More specifically, the
また、この制御装置１１は、各種処理をデジタル処理で行うため、外部のアナログ信号（シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの端子電圧やモータ１０Ｍの回転角度位置等）をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部（ＡＤ）３５を備えている。このため、この制御装置１１が外部の信号を取り込む際には、短時間ではあるがアナログデジタル変換時間（ＡＤ変換時間）Ｔｄの遅延が発生している。
また、この制御装置１１は、制御プログラム等の各種データを記憶するとともに、過去の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを蓄積する蓄積手段として機能する記憶部３６を備えている。
In addition, since the
In addition, the
速度制御部３２は、車両側のコンピュータから入力された指令速度と、位置・速度検出部３１で検出した回転速度とに基づいて電圧指令値を算出し、信号生成部３４に出力する。より具体的には、この速度制御部３２は、指令速度と回転速度とからトルク指令値を算出する速度制御器３７と、トルク指令値及び指令速度で検索可能なデューティ（Ｄｕｔｙ）マップ３８及び進角マップ３９とを備えている。
速度制御器３７は、比例（Ｐ）制御器、及び積分（Ｉ）制御器を有し、指令速度と回転速度との偏差に基づいて、ＰＩ制御により誤差を補償してトルク指令値を算出する。デューティマップ３８は、指令速度、ＰＷＭ駆動信号のデューティ、及びトルクの相互の関係を予め規定したマップである。トルク指令値、及び指令速度でデューティマップ３８を検索することで、当該トルク指令値のトルクが得られるデューティが決定される。進角マップ３９は、指令速度、進角、及びトルクの相互の関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度で進角マップ３９を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度に対して最適な進角が得られる。そして、これら進角及びデューティの指示値を含んだ電圧指令値が信号生成部３４に入力される。
The
The
角度補間部３３は、位置・速度検出部３１が出力するロータの磁極位置に基づいて正弦振幅信号を生成し、信号生成部３４に出力する。
信号生成部３４は、角度補間部３３からＵ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の正弦振幅信号が入力されるとともに、速度制御部８４から上記電圧指令値が入力され、各相の正弦振幅信号の信号振幅を電圧指令値によって調整し、各相のモータ制御信号としてゲートドライバ回路１６に出力する。
The
The
次に、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと他の信号との関係を説明する。なお、本説明では、説明を判りやすくするため、各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと同じ符号を付して示している。
図２は、各相の信号波形の一例を示すタイミングチャートである。この図において、符号ｆ１ｕ，ｆ１ｖ，ｆ１ｗは、制御装置１１の内部信号である基準信号であり、符号ｆ２ｕ，ｆ２ｖ，ｆ２ｗは、各相の高電位側スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５に対応する制御装置１１のモータ制御信号（以下、上アーム信号という）であり、符号ｆ３ｕ，ｆ３ｖ，ｆ３ｗは、各相の低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６に対応する制御装置１１のモータ制御信号（以下、下アーム信号という）である。
以下、これらの基準信号ｆ１ｕ，ｆ１ｖ，ｆ１ｗ、上アーム信号ｆ２ｕ，ｆ２ｖ，ｆ２ｗ、及び、下アーム信号ｆ３ｕ，ｆ３ｖ，ｆ３ｗの各々を相毎に区別して説明する必要がない場合は、基準信号ｆ１、上アーム信号ｆ２及び下アーム信号ｆ３と表記する。
Next, the relationship between the currents Iu, Iv, Iw and other signals will be described. In the present description, the currents Iu, Iv, Iw of the respective phases are denoted by the same reference numerals as the current values Iu, Iv, Iw for easy understanding.
FIG. 2 is a timing chart showing an example of the signal waveform of each phase. In this figure, reference symbols f1u, f1v, and f1w are reference signals that are internal signals of the
Hereinafter, when it is not necessary to distinguish each of these reference signals f1u, f1v, f1w, upper arm signals f2u, f2v, f2w, and lower arm signals f3u, f3v, f3w for each phase, the reference signal f1 , Expressed as an upper arm signal f2 and a lower arm signal f3.
図２では、各相のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフのデューティ比が同じ場合を示しており、デューティ比が５０％の場合を示している。ここで、各相の一対のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６が同時にオンすると貫通電流が流れてモータ１０Ｍに電流を流せなくなるため、上アーム信号ｆ２と下アーム信号ｆ３との信号切り替わりタイミングを予め設定した遅延時間ｔａ，ｔｂだけずらし、これによって、同時にオンする事態を回避している。
遅延時間ｔａは、上アーム信号ｆ２の立ち下がりに対して下アーム信号ｆ３の立ち上がりを遅延させる時間であり、遅延時間ｔｂは、下アーム信号ｆ３の立ち下がりに対して上アーム信号ｆ２の立ち上がりを遅延させる時間である。つまり、上記遅延時間ｔａ，ｔｂは、短絡防止用のデッドタイムである。
なお、本実施形態では、基準信号ｆ１のスイッチング周波数を１０〜１５ｋＨｚ位の間に設定し、遅延時間ｔａ，ｔｂを２μｓに設定しているが、これに限らず、適宜に変更可能である。
FIG. 2 shows a case where the on / off duty ratios of the switching elements Tr1 to Tr6 of the respective phases are the same, and a case where the duty ratio is 50%. Here, when the pair of switching elements Tr1 to Tr6 of each phase are turned on at the same time, a through current flows and no current can flow to the
The delay time ta is the time for delaying the rise of the lower arm signal f3 with respect to the fall of the upper arm signal f2, and the delay time tb is the rise of the upper arm signal f2 with respect to the fall of the lower arm signal f3. It is time to delay. That is, the delay times ta and tb are dead times for preventing a short circuit.
In the present embodiment, the switching frequency of the reference signal f1 is set to about 10 to 15 kHz, and the delay times ta and tb are set to 2 μs. However, the present invention is not limited to this, and can be changed as appropriate.
ところで、各相のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフの切り替え時には、スイッチングノイズが発生するおそれがある。このため、オン／オフの切り替わり時近傍で電流値を検出した場合には、スイッチングノイズの影響により、検出した電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの誤差が大きくなってしまう。
そこで、本実施形態のモータ制御装置１０では、低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のオン／オフの切り替え時から離れたタイミング、より具体的には、上記いずれかの低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のオン時間の中心タイミングを、サンプリングタイミング（検出タイミング）に相当するトリガＴＧに設定し、このトリガＴＧを基準にして全ての相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接検出する第１の電流検出処理を行っている。
By the way, when switching on / off of the switching elements Tr1 to Tr6 of each phase, switching noise may occur. For this reason, when a current value is detected in the vicinity of the on / off switching time, errors in the detected current values Iu, Iv, and Iw increase due to the influence of switching noise.
Therefore, in the
しかし、上記第１の電流検出処理の場合でも、デューティ比が小さい短パルスが存在すると、そのスイッチングノイズの影響を受けてしまう。そこで、本構成では、第１の電流検出処理にてノイズ影響が許容範囲内となるデューティ比の場合には、第１の電流検出処理を行い、ノイズ影響が許容範囲外となるデューティ比の場合には、後述する第２の電流検出処理を行うようにしている。 However, even in the case of the first current detection process, if there is a short pulse with a small duty ratio, it is affected by the switching noise. Therefore, in this configuration, when the duty ratio is such that the noise influence is within the allowable range in the first current detection process, the first current detection process is performed and the duty ratio is such that the noise influence is outside the allowable range. The second current detection process described later is performed.
図３は、電流検出処理のフローチャートを示している。この図に示すように、制御装置１１は、各相のデューティ比が全て予め定めた第１範囲内か否かを判定し（ステップＳ１１）、この第１範囲内の場合に第１の電流検出処理を行うようにしている（ステップＳ１２）。
この第１範囲は、第１の電流検出処理でノイズ影響が許容範囲内となるデューティ比の範囲であり、より具体的には、オン時間の略中心タイミングで電流を検出した場合のノイズ影響による誤差が許容範囲内となる範囲であり、本実施形態では２０％以上に設定されている。
FIG. 3 shows a flowchart of the current detection process. As shown in this figure, the
This first range is a duty ratio range in which the noise influence is within an allowable range in the first current detection process, and more specifically, due to the noise influence when the current is detected at approximately the center timing of the on-time. The error is within the allowable range, and is set to 20% or more in the present embodiment.
一方、いずれかの相のデューティ比が第１範囲内でない場合（ステップＳ１３）、制御装置１１は、第２の電流検出処理を行う。つまり、いずれかの相のデューティ比が、２０％未満である第２範囲であれば、第２の電流検出処理を行う。そして、制御装置１１は、この第１或いは第２の電流検出処理によって三相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを特定すると、再びステップＳ１１の処理へと移行する。
このようにして、制御装置１１は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフのデューティ比に応じて、第１或いは第２の電流検出処理のいずれかを選択的に実行する。なお、ステップＳ１１にて第１範囲内か否かを判定する場合を例示したが、これに限らず、ステップＳ１１にて第２範囲内か否かを判定するようにしても良い。
On the other hand, when the duty ratio of any phase is not within the first range (step S13), the
In this way, the
図４は第１の電流検出処理を説明するタイミングチャートである。なお、図４中、符号Ｔは、基準信号ｆ１の１周期を示している。
第１の電流検出処理の場合、制御装置１１は、Ｕ相の基準信号ｆ１ｕの立ち下がりエッジ、或いは、このエッジに同期する上アーム信号ｆ２ｕの立ち下がりエッジから周期Ｔの１／４（＝Ｔ／４）の時間が経過したタイミングを、トリガＴＧに設定する。そして、制御装置１１は、このトリガＴＧを基準にして三相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接検出する。
具体例を挙げると、基準信号ｆ１のスイッチング周波数を１０ｋＨｚとした場合、周期Ｔは１００μｓとなるので、Ｔ／４は２５μｓに設定される。
これによって、同４に示すように、トリガＴＧは、下アーム信号ｆ３のオン時間の略中心タイミングとなり、スイッチングノイズの影響を回避して電流検出が可能となる。
FIG. 4 is a timing chart for explaining the first current detection process. In FIG. 4, symbol T indicates one cycle of the reference signal f1.
In the case of the first current detection process, the
As a specific example, when the switching frequency of the reference signal f1 is 10 kHz, the period T is 100 μs, so that T / 4 is set to 25 μs.
As a result, as shown in FIG. 4, the trigger TG becomes substantially the center timing of the ON time of the lower arm signal f3, and the current can be detected while avoiding the influence of the switching noise.
なお、制御装置１１は、上記トリガＴＧを、アナログデジタル変換の開始トリガ（ＡＤ変換トリガ）としているため、Ｕ相の電流値Ｉｕは、トリガＴＧからＡＤ変換時間Ｔｄ（本構成では０．３μｓ程度）が経過したタイミングＴｕで制御装置に検出され、Ｖ相の電流値Ｉｖは、このタイミングＴｕから更にＡＤ変換時間Ｔｄが経過したタイミングＴｖで制御装置１１に検出され、Ｗ相の電流値Ｉｗは、このタイミングＴｕから更にＡＤ変換時間Ｔｄが経過したタイミングＴｖで制御装置１１に検出される。
この図４からも明らかなように、トリガＴＧは、いずれの相においてもスイッチングのタイミングから離れているので、スイッチングノイズの影響を回避することができ、電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを精度良く検出することが可能になる。
なお、Ｕ相を基準にして低電位側スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のオン時間の略中心タイミングをトリガＴＧに設定する場合を例示したが、これに限らず、他の相を基準にしてオン時間の略中心タイミングをトリガＴＧに設定するようにしても良い。
Since the
As apparent from FIG. 4, since the trigger TG is separated from the switching timing in any phase, the influence of the switching noise can be avoided and the current values Iu, Iv, and Iw are detected with high accuracy. It becomes possible to do.
In addition, although the case where the approximate center timing of the ON time of the low potential side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 is set to the trigger TG with reference to the U phase is illustrated, the present invention is not limited to this, and the ON phase is set with reference to other phases. You may make it set the approximate center timing of time to trigger TG.
次に、第２の電流検出処理を説明する。
図５はＵ相デューティ比が２０％未満の場合のタイミングチャートを示し、図６はＷ相デューティ比が２０％未満の場合のタイミングチャートを示し、図７はＶ相デューティ比が２０％未満の場合のタイミングチャートを示している。
第２の電流検出処理の場合、制御装置１１は、下アーム信号ｆ３中のパルスが最も短くなる相のエッジ（基準信号ｆ１の立ち下がりエッジ、或いは、そのエッジに同期する上アーム信号ｆ２の立ち下がりエッジ）から予め定めた補正時間ｔｘだけ前のタイミングを、トリガＴＧに設定する。そして、制御装置１１は、このトリガＴＧを基準にして、パルスが短くなる相を除く他の二相の電流値を直接検出し、残りの一相については、検出した二相の電流値に基づく後述する電流算出処理によって算出する。
なお、図中、符号ＴＧ’は、第１の電流検出処理を行った場合のトリガを示している。
Next, the second current detection process will be described.
FIG. 5 shows a timing chart when the U-phase duty ratio is less than 20%, FIG. 6 shows a timing chart when the W-phase duty ratio is less than 20%, and FIG. 7 shows that the V-phase duty ratio is less than 20%. The timing chart in the case is shown.
In the case of the second current detection process, the
In the figure, reference numeral TG ′ indicates a trigger when the first current detection process is performed.
より具体的には、Ｕ相デューティ比が２０％未満の場合、図５に示すように、制御装置１１は、Ｕ相の基準信号ｆ１ｕの立ち下がりエッジから補正時間ｔｘだけ前のタイミングを、トリガＴＧに設定する。この補正時間ｔｘは、他の二相のエッジから所定距離だけ離れた時間であって、Ｕ相の低電位側スイッチング素子Ｔｒ２のオン時間には重ならず、他の二相の低電位側スイッチング素子Ｔｒ２のオン時間には重なる時間に設定されており、本実施形態では、周期Ｔの１５％の時間に設定されている。例えば、基準信号ｆ１のスイッチング周波数を１０ｋＨｚとした場合、周期Ｔは１００μｓとなるので、補正時間ｔｘは１５μｓに設定されている。
この場合、制御装置１１は、このトリガＴＧを基準にしてＶ相、Ｗ相の電流値Ｉｖ，Ｉｗを検出する。これにより、同図５に示すように、各相から離れたタイミングで電流値Ｉｖ，Ｉｗを検出でき、各相のスイッチングノイズの影響を回避して二相の電流値Ｉｖ，Ｉｗを直接検出することができる。
More specifically, when the U-phase duty ratio is less than 20%, as illustrated in FIG. 5, the
In this case, the
Ｗ相デューティ比が２０％未満の場合、図６に示すように、制御装置１１は、Ｗ相の基準信号ｆ１ｗの立ち下がりエッジから補正時間ｔｘだけ前のタイミングを、トリガＴＧに設定し、このトリガＴＧを基準にして、下アーム信号ｆ３中のパルスが比較的長いＵ相、Ｖ相の電流値Ｉｕ，Ｉｖを検出する。これにより、スイッチングノイズの影響を回避して二相の電流値Ｉｕ，Ｉｖを精度良く直接検出することができる。
また、Ｖ相デューティ比が２０％未満の場合には、図７に示すように、制御装置１１は、Ｖ相の基準信号ｆ１ｖの立ち下がりエッジから補正時間ｔｘだけ前のタイミングを、トリガＴＧに設定し、このトリガＴＧを基準にして、下アーム信号ｆ３中のパルスが比較的長いＵ相、Ｗ相の電流値Ｉｕ，Ｉｗの電流値Ｉｕ，Ｉｗを検出する。これにより、スイッチングノイズの影響を回避して二相の電流値Ｉｕ，Ｉｗを精度良く直接検出することができる。
When the W-phase duty ratio is less than 20%, as shown in FIG. 6, the
When the V-phase duty ratio is less than 20%, as shown in FIG. 7, the
上記のように、二相の電流値だけを直接検出するのは、立ち上がりエッジから上記補正時間ｔｘだけトリガＴＧをずらすと、オン時間の中心時（ＴＧ’）から変化したタイミングとなって、最もデューティ比が小さい他の一相については、トリガＴＧが、その相の下アーム信号ｆ３がオンとなる時間から外れ、電流値の直接検出ができないからである。
この場合、三相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和が零になる関係を利用して、残りの一相ｕの電流値Ｉｕを計算する従来のブラインド補正方法を適用することが考えられる。
しかし、実際の電流値Ｉｕと、従来のブラインド補正によって得られる電流値Ｉｕ’（＝−Ｉｖ−Ｉｗ）とは、回路構成や素子のばらつき等による相間のばらつきの分だけ変動が生じてしまう。このため、ブラインド補正への切り替え時や、ブラインド補正から直接検出への切り替え時に、電流値が連続量にならない場合が生じてしまう。
そこで、本実施形態の電流算出処理では、直接検出した二相の電流値だけでなく、前回特定した他の一相の電流値を用いて許容できる連続量にする新たなブラインド補正を実施している。
As described above, only the two-phase current value is directly detected when the trigger TG is shifted from the rising edge by the correction time tx, and the timing changes from the center time (TG ′) of the on-time. This is because the trigger TG deviates from the time when the lower arm signal f3 is turned on for the other phase having a small duty ratio, and the current value cannot be directly detected.
In this case, it is possible to apply the conventional blind correction method for calculating the current value Iu of the remaining one-phase u using the relationship that the sum of the instantaneous values of the three-phase current values Iu, Iv, and Iw becomes zero. Conceivable.
However, the actual current value Iu and the current value Iu ′ (= −Iv−Iw) obtained by the conventional blind correction fluctuate by the amount of variation between phases due to circuit configuration, variation in elements, and the like. For this reason, when switching to blind correction or when switching from blind correction to direct detection, the current value may not be a continuous amount.
Therefore, in the current calculation process of the present embodiment, a new blind correction is performed to make an allowable continuous amount using not only the directly detected two-phase current value but also the other one-phase current value specified last time. Yes.
この電流算出処理を行う前提として、制御装置１１は、第１及び第２の電流検出処理にて特定した電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを記憶部３６（図１参照）に蓄積している。この場合、制御装置１１は、少なくとも直前に特定された三相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを記憶しており、それ以前の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは順次削除しても良いし、残しておいてもよい。
制御装置１１は、電流算出処理として、検出した二相の電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）との和が零となる値、つまり、今回の一相ｘの電流値を従来のブラインド補正によって求めた計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）を算出し（式（１）に対応）、この計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）と、記憶部３６に記憶される同じ相の電流値Ｉｘ（ｎ）との重み付けにより残りの一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出する（式（２）（３）に対応）。ここで、ｘ，ｙ，ｚは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれが割り当てられ、ｎは時系列順の任意の整数であり、（ｎ＋１）が今回の値を示し、ｎが直前（前回）の値を示している。
As a premise for performing the current calculation process, the
As a current calculation process, the
式で示すと、
Ｉｘ’（ｎ＋１）＝−Ｉｙ（ｎ＋１）−Ｉｚ（ｎ＋１）・・・式（１）
Ｉｘ（ｎ＋１）＝（Ｉｘ（ｎ）＋Ｉｘ’（ｎ＋１））×ａ＋Ｉｘ（ｎ）×ｂ・・・式（２）
となる。そして、式（２）に式（１）を代入することにより、
Ｉｘ（ｎ＋１）＝（Ｉｘ（ｎ）＋（−Ｉｙ（ｎ＋１）−Ｉｚ（ｎ＋１））×ａ＋Ｉｘ（ｎ）×ｂ・・・式（３）
となる。
In terms of the formula:
Ix ′ (n + 1) = − Iy (n + 1) −Iz (n + 1) (1)
Ix (n + 1) = (Ix (n) + Ix ′ (n + 1)) × a + Ix (n) × b (2)
It becomes. And by substituting equation (1) into equation (2),
Ix (n + 1) = (Ix (n) + (− Iy (n + 1) −Iz (n + 1)) × a + Ix (n) × b (3)
It becomes.
ここで、ａ，ｂは重み付けの係数であり、上記式（３）によって得られるＩｘ（ｎ＋１）が許容できる連続量となるように、次式（４）（５）によって算出される。
ａ＝ｗＴ／（２＋ｗＴ）・・・式（４）
ｂ＝（２−ｗＴ）／（２＋ｗＴ）・・・式（５）
但し、Ｔ：サンプリング周期（ｓ）、ｆ：モータ制御信号の周波数（Ｈｚ）、ｗ：カットオフ周波数（＝２πｆ）である。
つまり、制御する電流波形の周波数ｆに対して約１０倍の周波数のフィルタとなるように係数ａ，ｂを設定している。このように係数ａ，ｂにローパスフィルタ処理の係数を適用することによって、式（３）によって得られるＩｘ（ｎ＋１）を許容できる連続量としている。
なお、制御装置１１には、この演算処理を行うためのプログラムが記憶されており、このプログラムを実行することにより、残りの一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を上記算出式により算出する。
Here, a and b are weighting coefficients, and are calculated by the following equations (4) and (5) so that Ix (n + 1) obtained by the above equation (3) is an allowable continuous amount.
a = wT / (2 + wT) Formula (4)
b = (2-wT) / (2 + wT) (5)
However, T: Sampling period (s), f: Frequency (Hz) of motor control signal, w: Cut-off frequency (= 2πf).
That is, the coefficients a and b are set so that the filter has a frequency about 10 times the frequency f of the current waveform to be controlled. By applying the low-pass filter coefficient to the coefficients a and b in this way, Ix (n + 1) obtained by Expression (3) is set as an allowable continuous amount.
The
この電流算出処理を行うことにより、三相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接検出する第１の電流検出処理から、ブラインド補正によって一相の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出する第２の電流検出処理へ切り替えても、電流値Ｉｘが連続量になり、回路構成や素子のばらつき等による影響を抑えることができる。
また、第２の電流検出処理から第１の電流検出処理へ切り替える場合にも、同様に、電流値Ｉｘが連続量になるので、上記影響を抑えることができる。
By performing this current calculation process, the second current that calculates the one-phase current value Ix (n + 1) by blind correction from the first current detection process that directly detects the three-phase current values Iu, Iv, and Iw. Even when switching to the detection process, the current value Ix becomes a continuous amount, and the influence of the circuit configuration, variation in elements, and the like can be suppressed.
Similarly, when switching from the second current detection process to the first current detection process, the current value Ix becomes a continuous amount, and thus the above-described influence can be suppressed.
以上説明したように、本実施のモータ制御装置１０によれば、いずれかの相ｘの低電位側スイッチング素子（Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のいずれか）のオン／オフのデューティ比が所定比率内である２０％未満の時には、一相ｘの電流値Ｉｘを他の二相の電流値Ｉｙ，Ｉｚから算出するブラインド補正を行う第２の電流検出処理を行う。そして、この第２の電流検出処理では、図５〜図７に示すように、デューティ比が２０％未満のｘ相に対応するスイッチング素子（Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のいずれか）のオン時間の中心時（図４〜図７中のトリガＴＧ’に相当）から、そのオン時間に重ならないように変化したタイミングをトリガＴＧとして、他の二相ｙ，ｚの電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）を検出し、検出した他の二相ｙ，ｚの電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）に基づいて計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）を算出し、この計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）と前回の電流値Ｉｘ（ｎ）との重み付けにより、今回の残りの一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出するので、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、残りの一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出する場合に、相間のばらつき等に起因する電流値Ｉｘ（ｎ＋１）の変動を抑えることができる。
As described above, according to the
しかも、本実施形態では、各相の低電位側スイッチング素子（Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のいずれか）のオン／オフのデューティ比が所定比率外である２０％以上の時は、全ての相の電流値を直接検出する第１の電流検出処理を行っており、この第１の電流検出処理では、図４に示すように、所定の相に対応する低電位側スイッチング素子（Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のいずれか）のオン時間の略中心タイミングをトリガＴＧとして、全ての相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを介して検出するので、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避して直接、電流検出ができる。
これらにより、本実施形態では、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、ブラインド補正への切り替え時やブラインド補正から直接検出への切り替え時に電流値が連続量になり、より適切なモータ制御が可能になる。
In addition, in the present embodiment, when the on / off duty ratio of the low potential side switching element (any one of Tr2, Tr4, Tr6) of each phase is 20% or more which is outside a predetermined ratio, the currents of all phases The first current detection process for directly detecting the value is performed. In the first current detection process, as shown in FIG. 4, the low potential side switching elements (Tr2, Tr4, Tr6) corresponding to a predetermined phase are used. Since the current value Iu, Iv, Iw of all phases is detected via the shunt resistors Ru, Rv, Rw using the approximate center timing of any ON time as a trigger TG, the influence of the switching noise of each of the three phases is detected. The current can be detected directly by avoiding it.
As a result, in this embodiment, the influence of the switching noise of each of the three phases is avoided, and the current value becomes a continuous amount when switching to blind correction or when switching from blind correction to direct detection, so that more appropriate motor control is achieved. Is possible.
また、第２の電流検出処理においては、検出した他の二相ｙ，ｚの電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）との和が零となる電流値を、今回の一相の電流値のブラインド補正値である計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）として算出し、この計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）と、記憶部３６に記憶される同じ相の電流値Ｉｘ（ｎ）との重み付けにより残りの一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出するので、三相の電流値の和が零になる関係を利用して一相の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出しつつ、この電流値Ｉｘ（ｎ＋１）が有する相間のばらつき等による変動を、過去の電流値Ｉｘ（ｎ）を考慮して抑えることができる。
また、この場合のＩｘ（ｎ＋１）の算出式（３）における重み付けの係数ａ，ｂを、式（４）（５）によって得ておくことにより、適切に電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を許容できる連続量にすることができる。
In the second current detection process, a current value at which the sum of the detected current values Iy (n + 1) and Iz (n + 1) of the other two phases y and z becomes zero is used as the current value of the current one phase. Is calculated as a calculated value Ix ′ (n + 1), which is a blind correction value, and the remaining one is calculated by weighting the calculated value Ix ′ (n + 1) and the current value Ix (n) of the same phase stored in the
Further, by obtaining the weighting coefficients a and b in the calculation formula (3) of Ix (n + 1) in this case according to the formulas (4) and (5), the current value Ix (n + 1) can be allowed appropriately. Can be in quantity.
なお、上述した実施形態は、あくまでも本発明の一態様を示すものであり、本発明の範囲内で任意に変形可能である。
例えば、上述の実施形態では、第２の電流検出処理の場合、デューティ比が２０％未満のｘ相の低電位側スイッチング素子（Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のいずれか）のオン時間の中心時よりも前に変化したタイミングを、トリガＴＧにする場合を例示したが、これに限らず、中心時よりも後に変化したタイミングを、トリガＴＧに設定するようにしても良い。要は、他の二相ｙ，ｚの電流を精度良く直接検出できるようにオン時間の中心時時から変化したタイミングを、トリガＴＧに設定すれば良い。
In addition, embodiment mentioned above shows the one aspect | mode of this invention to the last, and can change arbitrarily within the scope of the present invention.
For example, in the above-described embodiment, in the second current detection process, the x-phase low-potential side switching element (any one of Tr2, Tr4, and Tr6) having a duty ratio of less than 20% is more central than the on-time. Although the case where the timing changed before is set as the trigger TG is illustrated, the present invention is not limited to this, and the timing changed after the central time may be set as the trigger TG. In short, the trigger TG may be set to a timing changed from the central time of the on-time so that the other two-phase y and z currents can be directly detected accurately.
また、上述の実施形態では、検出した他の二相ｙ，ｚの電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）から算出した算出値Ｉｘ’（ｎ＋１）と、記憶部３６に記憶される前回の一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ）との重み付けにより、今回の一相ｘの電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出する場合を説明したが、これに限らず、前回の電流値Ｉｘ（ｎ）に加えて、前々回の電流値Ｉｘ（ｎ−１）を加え、これらの重み付けにより、今回の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出するようにしても良い。要は、過去の電流値を適宜に用いて重み付けにより今回の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出するようにすれば良い。
Further, in the above-described embodiment, the calculated value Ix ′ (n + 1) calculated from the detected current values Iy (n + 1) and Iz (n + 1) of the other two phases y and z and the previous value stored in the
さらに、第２の電流検出処理に関し、トリガＴＧを一相ｘの電流を検出できるタイミングに変更して一相ｘの電流の実測値Ｉｘ（ｎ＋１）’’を直接検出するように構成し、この実測値Ｉｘ（ｎ＋１）’’と、上記の計算値Ｉｘ’（ｎ＋１）との重み付けによって今回の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）を算出するようにしても良い。
この場合、式で示すと、
Ｉｘ（ｎ＋１）＝Ｉｘ’’（ｎ＋１）×ｃ＋Ｉｘ’（ｎ＋１）×ｄ・・・式（６）
となる。ここで、ｃ，ｄは重み付けの係数であり、ｃ＋ｄ＝１であれば、どのような値をとっても良い。但し、上記の実測値Ｉｘ（ｎ＋１）’’はノイズを含む可能性があるため、値ｃ、ｄは、ノイズ量により調整することが好ましく、例えば事前の試験結果を考慮する等して適宜に設定すれば良い。
これによっても、三相それぞれのスイッチングノイズの影響を回避するとともに、残りの一相の電流を算出する場合に、相間のばらつきに起因する電流の変動を抑えることができる。
Furthermore, regarding the second current detection process, the trigger TG is changed to a timing at which the current of the single phase x can be detected, and the actual measurement value Ix (n + 1) ″ of the current of the single phase x is directly detected. The current value Ix (n + 1) may be calculated by weighting the actual measurement value Ix (n + 1) ″ and the calculated value Ix ′ (n + 1).
In this case, the equation shows
Ix (n + 1) = Ix ″ (n + 1) × c + Ix ′ (n + 1) × d (6)
It becomes. Here, c and d are weighting coefficients, and any value can be taken as long as c + d = 1. However, since the actual measurement value Ix (n + 1) ″ may include noise, the values c and d are preferably adjusted according to the amount of noise. Set it.
This also avoids the influence of the switching noise of each of the three phases, and suppresses fluctuations in current due to variations between phases when calculating the remaining one-phase current.
また、上述の実施形態では、車両駆動用モータ１０Ｍを制御するモータ制御装置１０に本発明を適用する場合について説明したが、これに限らず、各種用途に用いられる三相モータを制御するモータ制御装置に本発明を広く適用することができる。
In the above-described embodiment, the case where the present invention is applied to the
１０ モータ制御装置
１０Ｍ 車両駆動用モータ
１１制御装置（制御手段）
１２ 駆動回路（駆動手段）
１４ 電力変換回路（電力変換手段）
１６ ゲートドライバ回路
１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ スイッチングアーム
３６ 記憶部（蓄積手段）
Ｔｒ１〜Ｔｒ６ スイッチング素子
ＴＧ トリガ（検出タイミング）
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 電流値
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ シャント抵抗
ｆ１ｕ，ｆ１ｖ，ｆ１ｗ 基準信号
ｆ２ｕ，ｆ２ｖ，ｆ２ｗ 上アーム信号
ｆ３ｕ，ｆ３ｖ，ｆ３ｗ 下アーム信号
ｔｘ 補正時間
DESCRIPTION OF
12 Drive circuit (drive means)
14 Power conversion circuit (power conversion means)
16
Tr1 to Tr6 Switching element TG trigger (detection timing)
Iu, Iv, Iw Current value Ru, Rv, Rw Shunt resistor f1u, f1v, f1w Reference signal f2u, f2v, f2w Upper arm signal f3u, f3v, f3w Lower arm signal tx Correction time
Claims (5)
前記モータ制御信号に基づきスイッチング素子のオン／オフを切り替えるゲート電流を発生するゲートドライバ回路と、
前記ゲート電流によりオン／オフする高電位側及び低電位側のスイッチング素子を直列に接続して構成され、前記モータの各相に対応して設けられるスイッチングアームとを備えるモータ制御装置において、
各スイッチングアームの低電位側スイッチング素子を流れる電流値を検出するためのシャント抵抗を備え、
いずれかの相の前記低電位側スイッチング素子のオン／オフのデューティ比が所定比率内の時には、その一相に対応する低電位側スイッチング素子のオン時間の中心時から変化した検出タイミングで、他の二相の電流値を前記シャント抵抗を介して検出し、
検出した他の二相の電流値から残りの一相の電流の計算値を算出し、この計算値と、残りの一相の電流値の前回値又は実測値との重み付けにより、今回の残りの一相の電流値を算出し、三相の電流値に基づいて前記モータ制御信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。 Control means for outputting a motor control signal;
A gate driver circuit for generating a gate current for switching on / off of the switching element based on the motor control signal;
In a motor control device comprising a switching arm provided in correspondence with each phase of the motor, which is configured by connecting in series a switching element on a high potential side and a low potential side which are turned on / off by the gate current,
Provided with a shunt resistor for detecting the current value flowing through the low potential side switching element of each switching arm,
When the on / off duty ratio of the low potential side switching element of any phase is within a predetermined ratio, the detection timing changed from the center of the on time of the low potential side switching element corresponding to the one phase, The two-phase current value is detected through the shunt resistor,
The calculated value of the remaining one-phase current is calculated from the detected current values of the other two phases, and this calculated value is weighted with the previous value or the actual measured value of the remaining one-phase current value to A motor control device that calculates a current value of one phase and generates the motor control signal based on a current value of three phases.
いずれかの相の前記低電位側スイッチング素子のオン／オフのデューティ比が所定比率内の時には、検出した他の二相の電流値との和が零となる電流値を、前記計算値として算出することを特徴とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1,
When the ON / OFF duty ratio of the low potential side switching element of any phase is within a predetermined ratio, a current value that is zero with the detected current value of the other two phases is calculated as the calculated value. A motor control device.
前記残りの一相の電流値Ｉｘ（ｎ＋１）は、他の二相の電流値Ｉｙ（ｎ＋１），Ｉｚ（ｎ＋１）と、前回の電流値Ｉｘ（ｎ）とを用いて、
Ｉｘ（ｎ＋１）＝（Ｉｘ（ｎ）＋（−Ｉｙ（ｎ＋１）−Ｉｚ（ｎ＋１））×ａ＋Ｉｘ（ｎ）×ｂ
ａ＝ｗＴ／（２＋ｗＴ），ｂ＝（２−ｗＴ）／（２＋ｗＴ）
但し、ｎ：任意の整数、Ｔ：サンプリング周期（ｓ）、ｆ：モータ制御信号の周波数（Ｈｚ）、ｗ：カットオフ周波数（＝２πｆ）
の数式によって算出されることを特徴とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 2,
The remaining one-phase current value Ix (n + 1) is obtained by using the other two-phase current values Iy (n + 1) and Iz (n + 1) and the previous current value Ix (n).
Ix (n + 1) = (Ix (n) + (− Iy (n + 1) −Iz (n + 1)) × a + Ix (n) × b
a = wT / (2 + wT), b = (2-wT) / (2 + wT)
However, n: Arbitrary integer, T: Sampling period (s), f: Frequency of motor control signal (Hz), w: Cut-off frequency (= 2πf)
A motor control device calculated by the following formula.
前記三相の電流値を蓄積する蓄積手段を有することを特徴とするモータ制御装置。 In the motor control device according to any one of claims 1 to 3,
A motor control device comprising storage means for storing the three-phase current values.
前記モータ制御信号に基づきスイッチング素子のオン／オフを切り替えるゲート電流を発生するゲートドライバ回路と、
前記ゲート電流によりオン／オフする高電位側及び低電位側のスイッチング素子を直列に接続して構成され、前記モータの各相に対応して設けられるスイッチングアームとを備えるモータ制御装置の制御方法において、
いずれかの相の前記低電位側スイッチング素子のオン／オフのデューティ比が所定比率内の時には、その一相に対応する低電位側スイッチング素子のオン時間の中心時から変化した検出タイミングで、他の二相の電流値を、各スイッチングアームの低電位側スイッチング素子を流れる電流値検出用のシャント抵抗を介して検出し、
検出した他の二相の電流値から残りの一相の電流の計算値を算出し、この計算値と、残りの一相の電流値の前回値又は実測値との重み付けにより、今回の残りの一相の電流値を算出し、三相の電流値に基づいて前記モータ制御信号を生成することを特徴とするモータ制御装置の制御方法。 Control means for outputting a motor control signal;
A gate driver circuit for generating a gate current for switching on / off of the switching element based on the motor control signal;
In a control method of a motor control device, comprising a switching arm provided in correspondence with each phase of the motor, wherein the switching device is configured to be connected in series with a switching element on a high potential side and a low potential side that are turned on / off by the gate current. ,
When the on / off duty ratio of the low potential side switching element of any phase is within a predetermined ratio, the detection timing changed from the center of the on time of the low potential side switching element corresponding to the one phase, The two-phase current value is detected through a shunt resistor for detecting the current value flowing through the low potential side switching element of each switching arm,
The calculated value of the remaining one-phase current is calculated from the detected current values of the other two phases, and this calculated value is weighted with the previous value or the actual measured value of the remaining one-phase current value to A control method for a motor control device, comprising: calculating a one-phase current value and generating the motor control signal based on a three-phase current value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012122091A JP2013247832A (en) | 2012-05-29 | 2012-05-29 | Motor controller and control method of the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012122091A JP2013247832A (en) | 2012-05-29 | 2012-05-29 | Motor controller and control method of the same |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013247832A true JP2013247832A (en) | 2013-12-09 |
Family
ID=49847208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012122091A Pending JP2013247832A (en) | 2012-05-29 | 2012-05-29 | Motor controller and control method of the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2013247832A (en) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015216749A (en) * | 2014-05-09 | 2015-12-03 | 三菱電機株式会社 | Inverter device, its control method, and motor control device |
| JP2017093240A (en) * | 2015-11-16 | 2017-05-25 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | Multi-phase electric motor control device |
| WO2018029888A1 (en) * | 2016-08-08 | 2018-02-15 | アイシン精機株式会社 | Motor control device |
| JP2018094995A (en) * | 2016-12-09 | 2018-06-21 | トヨタ自動車株式会社 | Hybrid automobile |
| JP2018148618A (en) * | 2017-03-01 | 2018-09-20 | キヤノン株式会社 | Control device and control method |
| JP2018182889A (en) * | 2017-04-12 | 2018-11-15 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | Multi-phase electric motor control device |
| CN110557078A (en) * | 2018-05-31 | 2019-12-10 | 丰田自动车株式会社 | Motor control device, control method thereof, and computer-readable medium |
| US10707797B2 (en) | 2018-03-15 | 2020-07-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor control apparatus, motor control program, and motor control method |
| EP3588767A4 (en) * | 2017-10-26 | 2020-11-18 | NSK Ltd. | Motor control device, motor control method, and electric power steering device |
-
2012
- 2012-05-29 JP JP2012122091A patent/JP2013247832A/en active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015216749A (en) * | 2014-05-09 | 2015-12-03 | 三菱電機株式会社 | Inverter device, its control method, and motor control device |
| JP2017093240A (en) * | 2015-11-16 | 2017-05-25 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | Multi-phase electric motor control device |
| CN109729757A (en) * | 2016-08-08 | 2019-05-07 | 爱信精机株式会社 | Controller for motor |
| WO2018029888A1 (en) * | 2016-08-08 | 2018-02-15 | アイシン精機株式会社 | Motor control device |
| JP2018026905A (en) * | 2016-08-08 | 2018-02-15 | アイシン精機株式会社 | Motor controller |
| JP2018094995A (en) * | 2016-12-09 | 2018-06-21 | トヨタ自動車株式会社 | Hybrid automobile |
| JP2018148618A (en) * | 2017-03-01 | 2018-09-20 | キヤノン株式会社 | Control device and control method |
| JP2018182889A (en) * | 2017-04-12 | 2018-11-15 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | Multi-phase electric motor control device |
| EP3588767A4 (en) * | 2017-10-26 | 2020-11-18 | NSK Ltd. | Motor control device, motor control method, and electric power steering device |
| US11001295B2 (en) | 2017-10-26 | 2021-05-11 | Nsk Ltd. | Motor control device, motor control method, and electric power steering device |
| US10707797B2 (en) | 2018-03-15 | 2020-07-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor control apparatus, motor control program, and motor control method |
| CN110557078A (en) * | 2018-05-31 | 2019-12-10 | 丰田自动车株式会社 | Motor control device, control method thereof, and computer-readable medium |
| CN110557078B (en) * | 2018-05-31 | 2022-11-18 | 丰田自动车株式会社 | Motor control device, control method thereof, and computer-readable medium |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2013247832A (en) | Motor controller and control method of the same | |
| JP4749874B2 (en) | Power conversion device and motor drive device using the same | |
| JP5636990B2 (en) | Inverter device | |
| JP6124723B2 (en) | Current detector for three-phase inverter | |
| JP2010011540A (en) | Motor controller | |
| JP2015149875A (en) | Electric motor controller | |
| JP6293401B2 (en) | Motor controller for air conditioner and air conditioner | |
| JP2010246260A (en) | Motor control device and method | |
| JP6024245B2 (en) | Inverter control device | |
| JP2017099150A (en) | Controller of electric motor and electric vehicle using the same | |
| JP2017127046A (en) | Power converter control device | |
| JP2020162229A (en) | Motor controller, motor system and motor control method | |
| JP6458684B2 (en) | Power control method and power control apparatus | |
| JP2017205017A (en) | Motor control device of air conditioner, and air conditioner | |
| WO2021200389A1 (en) | Motor control device, motor system, and motor control method | |
| JP5482041B2 (en) | Electric motor control device | |
| JP2006074951A (en) | Controller for ac motor | |
| JP2008160915A (en) | Inverter controller for driving motor and apparatus employing the same | |
| JP2006304417A (en) | Inverter controller | |
| WO2021200236A1 (en) | Motor control device, motor system, and motor control method | |
| WO2021200209A1 (en) | Motor control device, motor system, and motor control method | |
| JP2019176609A (en) | Motor control device and electric vehicle | |
| JP2013021869A (en) | Control device for switching circuit | |
| JP6772844B2 (en) | AC motor control device | |
| JP6477397B2 (en) | Power control method and power control apparatus |