JP2010011540A - Motor controller - Google Patents

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JP2010011540A
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JP2008164435A
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Hajime Hida
Kenji Kamiyama
健司 上山
一 比田
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Sanyo Electric Co Ltd
三洋電機株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve stable motor control over a wide operating range. <P>SOLUTION: A motor controller 3 includes: a first current detection unit that detects phase currents passed in the respective phases of a motor 1 from the output current (current on a bus M<SB>L</SB>) of a direct-current power supply 4 passed between an inverter 2 for driving the three-phase motor 1 and the direct-current power supply 4; and a second current detection unit that detects the phase currents using current sensors SN2 and SN3 provided in wirings through which the phase currents in the respective phases of the motor 1 are individually passed. When the rotational speed of the motor 1 is relatively low (applied voltage to the motor 1 is relatively low), vector control is carried out based on the result of detection of phase currents by the second current detection unit. When the rotational speed of the motor 1 is relatively high (applied voltage to the motor 1 is relatively high) and it is determined that it is difficult to detect phase currents by the second current detection unit, vector control is carried out based on the result of detection of phase currents by the first current detection unit. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、相電流を検出する技術に関する。   The present invention relates to a motor control device that drives and controls a motor, and more particularly to a technique for detecting a phase current.
モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、U相、V相及びW相の相電流の内、2相分の相電流(例えばU相電流及びV相電流)を検出する必要がある。一般的には、図17のモータ駆動システムの如く、2つの電流センサを用いて2相分の相電流を検出する。図17のモータ駆動システムにて採用される、2つの電流センサを用いる電流検出方式を2シャント電流検出方式という。   In order to control the motor vector by supplying three-phase AC power to the motor, phase currents for two phases (for example, U-phase current and V-phase current) of U-phase, V-phase and W-phase currents are used. It needs to be detected. In general, as in the motor drive system of FIG. 17, two current sensors are used to detect phase currents for two phases. A current detection method using two current sensors employed in the motor drive system of FIG. 17 is called a two-shunt current detection method.
インバータ(PWMインバータ)902は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を3相分備え、モータ制御装置903から与えられたPWM信号に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源904からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ901に供給され、モータ901が駆動制御される。   The inverter (PWM inverter) 902 includes a half-bridge circuit having an upper arm and a lower arm for three phases, and switches each arm in accordance with a PWM signal given from the motor control device 903, whereby a direct current from a direct current power supply 904 is obtained. Converts voltage to three-phase AC voltage. The three-phase AC voltage is supplied to a three-phase permanent magnet synchronous motor 901, and the motor 901 is driven and controlled.
2シャント電流検出方式を採用する図17のモータ駆動システムでは、インバータ2内に、U相電流及びV相電流を個別に検出するための2つの電流センサ910及び911が設けられる。図17に示される回路構成では、U、V及びW相の下アームが全てオンとなっている時に、電流センサ910及び911にU相及びV相電流が流れる。従って、モータ制御装置903は、U、V及びW相の下アームが全てオンとなっている期間中に、電流センサ910及び911からのアナログ出力信号をサンプリングすることによってU相及びV相電流を検出し、その検出結果に基づいてPWM信号を生成する。   In the motor drive system of FIG. 17 that employs the two-shunt current detection method, two current sensors 910 and 911 for individually detecting the U-phase current and the V-phase current are provided in the inverter 2. In the circuit configuration shown in FIG. 17, U-phase and V-phase currents flow through the current sensors 910 and 911 when the lower arms of the U, V, and W phases are all on. Therefore, the motor control device 903 samples the analog output signals from the current sensors 910 and 911 during the period in which the lower arms of the U, V, and W phases are all on, thereby generating the U phase and V phase currents. A PWM signal is generated based on the detection result.
このサンプリングによって相電流を正確に検出するためには、各アームのスイッチングに伴う電流波形のリンギング等を考慮する必要があるため、U、V及びW相の下アームが全てオンとなっている期間が短すぎると相電流の正確な検出ができない。故に、2シャント電流検出方式を採用する場合、その期間の長さを既定長さ以下に設定することができない。U、V及びW相の下アームが全てオンとなる期間の減少は、モータ901への印加電圧を増加させることに相当するため、2シャント電流検出方式を用いる場合は、その期間の長さを既定長さ以下にできない分、電圧利用率(直流電圧904の出力電圧がモータ901の印加電圧として利用される割合)が低下する。このため、2シャント電流検出方式を用いた場合、高速領域の運転(モータの回転速度が比較的高い状態における運転)が困難となる。   In order to accurately detect the phase current by this sampling, it is necessary to consider the ringing of the current waveform accompanying switching of each arm, and so on, so that the lower arms of the U, V, and W phases are all on. If the value is too short, the phase current cannot be detected accurately. Therefore, when the two-shunt current detection method is adopted, the length of the period cannot be set to a predetermined length or less. The decrease in the period in which the lower arms of the U, V, and W phases are all on corresponds to increasing the voltage applied to the motor 901. Therefore, when the two-shunt current detection method is used, the length of the period is set. The voltage utilization factor (the ratio at which the output voltage of the DC voltage 904 is used as the applied voltage of the motor 901) is reduced by the amount that cannot be reduced below the predetermined length. For this reason, when the two-shunt current detection method is used, it is difficult to operate in a high speed region (operation in a state where the rotational speed of the motor is relatively high).
一方、インバータと直流電源間の母線電流(直流電流)を1つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から2相分の相電流を検出する方式も提案されている。この方式は、1シャント電流検出方式(シングルシャント電流検出方式)とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献1に記載されている。   On the other hand, a method has been proposed in which a bus current (DC current) between an inverter and a DC power source is detected by a single current sensor, and phase currents for two phases are detected from the detected bus current. This method is also called a single shunt current detection method (single shunt current detection method), and the basic principle of this method is described in, for example, Patent Document 1 below.
図18に、1シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ902内の各下アームと直流電源904とを結ぶ線路を母線MLという。図18のモータ駆動システムでは、母線MLに1つの電流センサ912が設けられ、モータ制御装置903aは、電流センサ912の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、U相、V相及びW相の内、電圧レベルが最大となる相(最大相)の相電流と最小となる相(最小相)の相電流、即ち、2相分の相電流を検出し、その検出結果に従ってインバータ902に対するPWM信号を生成する。 FIG. 18 is an overall block diagram of a conventional motor drive system that employs a single shunt current detection method. The line connecting the respective lower arms in the inverter 902 and the DC power source 904 that bus M L. The motor drive system shown in Fig. 18, one current sensor 912 is provided to the bus M L, the motor control apparatus 903a, by sampling the output signal of the current sensor 912 with appropriate timing, U-phase, V-phase and W Among the phases, the phase current of the phase having the maximum voltage level (maximum phase) and the phase current of the phase having the minimum voltage (minimum phase), that is, phase currents for two phases are detected, and the phase current for the inverter 902 is detected according to the detection result. A PWM signal is generated.
各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって2相分の相電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると2相分の相電流を検出できなくなる。尚、この2相分の相電流が検出できなくなることについての説明を含む1シャント電流検出方式の説明は、図4等を参照しつつ後にも行われる。   When the voltage level of each phase is sufficiently far from each other, the phase current for two phases can be detected by the above-described processing. However, when the maximum phase of the voltage and the intermediate phase approach each other, or the minimum phase of the voltage When the intermediate phase approaches, the phase current for two phases cannot be detected. The description of the one-shunt current detection method including the description that the phase currents for two phases cannot be detected will be given later with reference to FIG.
これに鑑み、1シャント電流検出方式において、2相分の相電流が実測不能となる期間には、インバータ内の各アームに対するPWM信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている(例えば、下記特許文献2参照)。   In view of this, in the one-shunt current detection method, a method of correcting the pulse width of the PWM signal for each arm in the inverter during a period in which the phase currents for two phases cannot be measured has been proposed (for example, See Patent Document 2 below).
この補正にも対応する、一般的な電圧指令値(パルス幅)の補正例を図19に示す。図19において、横軸は時間を表し、920u、920v及び920wは、U相、V相及びW相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値(パルス幅)に従う。図19に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値(パルス幅)が補正される。これにより、安定的に2相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、電圧指令値(パルス幅)を補正することによって、図19に示す如く相電圧が歪むため、騒音や振動が大きくなる。また、モータの低速回転時など、モータへの印加電圧が低い時には、3相全てに対して補正が必要となる場合が生じ、正確な相電流検出が困難となる。   FIG. 19 shows a correction example of a general voltage command value (pulse width) corresponding to this correction. In FIG. 19, the horizontal axis represents time, and 920u, 920v, and 920w represent voltage levels of the U phase, the V phase, and the W phase. The voltage level of each phase follows the voltage command value (pulse width) for each phase. As shown in FIG. 19, the voltage command value (pulse width) of each phase is corrected so that the “maximum phase and intermediate phase” and “minimum phase and intermediate phase” of the voltage do not approach a predetermined interval or less. Thereby, it becomes possible to detect the phase current for two phases stably. However, by correcting the voltage command value (pulse width), the phase voltage is distorted as shown in FIG. 19, so that noise and vibration increase. In addition, when the voltage applied to the motor is low, such as when the motor is rotating at low speed, correction may be required for all three phases, making accurate phase current detection difficult.
特許第2712470号公報Japanese Patent No. 2712470 特開2003−189670号公報JP 2003-189670 A
上述の如く、1及び2シャント電流検出方式の何れを採用した場合にも、各方式に特有の問題が生じるため、広い運転範囲(運転可能な回転速度の範囲)での安定的なモータ制御が難しい。   As described above, regardless of which one of the 1 and 2 shunt current detection methods is adopted, there is a problem peculiar to each method, so that stable motor control in a wide operation range (range of operable rotation speeds) is possible. difficult.
そこで本発明は、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。   Therefore, an object of the present invention is to provide a motor control device and a motor drive system that realize stable motor control in a wide operating range.
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記モータの各相に流れる相電流を検出する第1の電流検出手段と、前記モータの各相における相電流が個別に流れる配線に対して設けられた電流センサを用いて、前記相電流を検出する第2の電流検出手段と、前記第1及び第2の電流検出手段の内、選択された一方の電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記モータを制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。   A motor control device according to the present invention detects a phase current flowing in each phase of the motor from an output current of the DC power source that flows between an inverter that drives a three-phase motor and a DC power source. Current detection means, second current detection means for detecting the phase current using a current sensor provided for wiring in which the phase current in each phase of the motor flows individually, and the first and second Control means for controlling the motor via the inverter based on a detection result of one of the current detection means selected from the current detection means.
第1の電流検出手段は1シャント電流検出方式に基づいた相電流検出を行い、第2の電流検出手段は、2シャント電流検出方式に基づいた相電流検出を行う。モータ制御装置に第1及び第2の電流検出手段を設けると共にそれらを選択的に用いる制御手段を設けるようにすれば、両方式の得手/不得手を補完しあうことができる。結果、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現することが可能となる。   The first current detection means performs phase current detection based on the one-shunt current detection method, and the second current detection means performs phase current detection based on the two-shunt current detection method. If the motor control device is provided with the first and second current detection means and the control means for selectively using them, both of the advantages and disadvantages of both types can be complemented. As a result, stable motor control can be realized in a wide operating range.
具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記第1及び第2の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備え、前記選択手段は、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断し、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断した場合に前記第2の電流検出手段を選択する。   Specifically, for example, the motor control device further includes a selection unit that selects one of the first and second current detection units, and the selection unit includes the phase by the second current detection unit. Whether or not current can be detected is determined, and when it is determined that the phase current can be detected by the second current detecting means, the second current detecting means is selected.
より具体的には例えば、前記選択手段は、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報に基づいて、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。   More specifically, for example, the selection unit determines whether or not the phase current can be detected by the second current detection unit based on information representing a voltage applied to the motor by the inverter.
更に具体的には例えば、前記制御手段は、前記選択手段によって選択された電流検出手段の検出結果に基づいて、前記モータの各相への印加電圧を指定するパルス幅変調信号を生成し、前記インバータは、前記パルス幅変調信号に基づいて前記直流電源の出力電圧を複数のスイッチング素子によりパルス幅変調し、これによって得た三相交流電圧を前記モータに印加して前記モータを駆動し、前記選択手段は、前記パルス幅変調信号におけるパルス幅に基づいて、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。   More specifically, for example, the control means generates a pulse width modulation signal that specifies an applied voltage to each phase of the motor based on the detection result of the current detection means selected by the selection means, and The inverter performs pulse width modulation on the output voltage of the DC power supply based on the pulse width modulation signal by a plurality of switching elements, applies the three-phase AC voltage obtained thereby to the motor, drives the motor, The selection unit determines whether or not the phase current can be detected by the second current detection unit based on the pulse width in the pulse width modulation signal.
更に具体的には例えば、前記第2の電流検出手段は、前記複数のスイッチング素子が特定のスイッチング状態にある特定期間中に前記電流センサの出力信号をサンプリングすることにより前記相電流を検出し、前記選択手段は、前記特定期間の長さが所定の基準長さ以上であるか否かを前記パルス幅に基づいて判別することによって、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。   More specifically, for example, the second current detection means detects the phase current by sampling the output signal of the current sensor during a specific period in which the plurality of switching elements are in a specific switching state, The selection unit determines whether the phase current can be detected by the second current detection unit by determining, based on the pulse width, whether the length of the specific period is equal to or longer than a predetermined reference length. to decide.
そして例えば、前記第2の電流検出手段は、前記電流センサの被検出電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記相電流を検出し、前記基準長さは、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する、前記被検出電流の振動の減衰時間と、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となるサンプリング遅れ時間と、の内の何れか一方に基づいて設定される。   For example, the second current detecting means detects the phase current by converting an analog signal corresponding to a detected current of the current sensor into a digital signal, and the reference length is determined by each switching element. It is set based on either one of the decay time of the oscillation of the current to be detected that occurs when the signal is detected and the sampling delay time required when the analog signal is converted into the digital signal.
また例えば、前記選択手段は、前記モータの回転速度が所定の基準速度よりも遅い場合に、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断するようにしてもよい。   Further, for example, the selection unit may determine that the phase current can be detected by the second current detection unit when the rotation speed of the motor is slower than a predetermined reference speed.
或いは例えば、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報、または、前記モータの回転速度を表す情報に基づいて、前記第1及び第2の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段をモータ制御装置に設けるようにしてもよい。   Alternatively, for example, selection means for selecting one of the first and second current detection means based on information indicating the voltage applied to the motor by the inverter or information indicating the rotation speed of the motor. You may make it provide in a motor control apparatus.
本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。   A motor drive system according to the present invention includes a three-phase motor, an inverter that drives the motor, and the motor control device according to any one of the above that controls the motor by controlling the inverter. It is characterized by that.
本発明によれば、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することが可能となる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, it becomes possible to provide the motor control apparatus and motor drive system which implement | achieve stable motor control in a wide operation range.
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。   The significance or effect of the present invention will become more apparent from the following description of embodiments. However, the following embodiment is merely one embodiment of the present invention, and the meaning of the term of the present invention or each constituent element is not limited to that described in the following embodiment. .
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第1及び第2実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In each of the drawings to be referred to, the same part is denoted by the same reference numeral, and redundant description regarding the same part is omitted in principle. The first and second embodiments will be described later. First, matters common to each embodiment or items referred to in each embodiment will be described.
[全体構成及び1シャント電流検出方式]
本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体的構成を説明しつつ、該モータ駆動システムに用いられる1シャント電流検出方式(以下、1シャント方式と略記することがある)を説明する。図1は、このモータ駆動システムの全体概略構成図である。
[Overall configuration and single shunt current detection method]
While explaining the overall configuration of the motor drive system according to the embodiment of the present invention, a one-shunt current detection method (hereinafter, sometimes abbreviated as one-shunt method) used in the motor drive system will be explained. FIG. 1 is an overall schematic configuration diagram of the motor drive system.
図1のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ1(以下、単に「モータ1」という)と、PWM(Pulse Width Modulation)インバータ2(以下、単に「インバータ2」という)と、モータ制御装置3と、直流電源4と、電流センサSN1〜SN3と、を備える。直流電源4は、負出力端子4bを低電圧側として、正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直流電圧を出力する。   1 includes a three-phase permanent magnet synchronous motor 1 (hereinafter simply referred to as “motor 1”), a PWM (Pulse Width Modulation) inverter 2 (hereinafter simply referred to as “inverter 2”), and a motor control device. 3, a DC power supply 4, and current sensors SN <b> 1 to SN <b> 3. The DC power supply 4 outputs a DC voltage between the positive output terminal 4a and the negative output terminal 4b with the negative output terminal 4b on the low voltage side.
モータ1は、永久磁石が設けられた回転子6と、U相、V相及びW相の電機子巻線(固定子巻線)7u、7v及び7wが設けられた固定子7と、を備えている。電機子巻線7u、7v及び7wは、中性点14を中心にY結線されている。電機子巻線7u、7v及び7wにおいて、中性点14の反対側の非結線端は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続されている。   The motor 1 includes a rotor 6 provided with permanent magnets, and a stator 7 provided with U-phase, V-phase, and W-phase armature windings (stator windings) 7u, 7v, and 7w. ing. The armature windings 7u, 7v and 7w are Y-connected around the neutral point 14. In the armature windings 7u, 7v, and 7w, the non-connection ends on the opposite side of the neutral point 14 are connected to the terminals 12u, 12v, and 12w, respectively.
インバータ2は、U相用のハーフブリッジ回路、V相用のハーフブリッジ回路及びW相用のハーフブリッジ回路を備える。これらの3つのハーフブリッジ回路によって、モータ1を駆動するためのスイッチング回路が形成される。各ハーフブリッジ回路は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源4の正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源4からの直流電圧が印加される。   The inverter 2 includes a U-phase half-bridge circuit, a V-phase half-bridge circuit, and a W-phase half-bridge circuit. A switching circuit for driving the motor 1 is formed by these three half-bridge circuits. Each half-bridge circuit has a pair of switching elements connected in series. In each half bridge circuit, the pair of switching elements are connected in series between the positive output terminal 4a and the negative output terminal 4b of the DC power supply 4, and a DC voltage from the DC power supply 4 is applied to each half bridge circuit.
U相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8u(以下、上アーム8uとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9u(以下、下アーム9uとも呼ぶ)から成る。V相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8v(以下、上アーム8vとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9v(以下、下アーム9vとも呼ぶ)から成る。W相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8w(以下、上アーム8wとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9w(以下、下アーム9wとも呼ぶ)から成る。また、スイッチング素子8u、8v、8w、9u、9v及び9wには、夫々、並列に、直流電源4の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード10u、10v、10w、11u、11v及び11wが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。   The U-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8u (hereinafter also referred to as an upper arm 8u) and a low-voltage side switching element 9u (hereinafter also referred to as a lower arm 9u). The V-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8v (hereinafter also referred to as an upper arm 8v) and a low-voltage side switching element 9v (hereinafter also referred to as a lower arm 9v). The W-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8w (hereinafter also referred to as an upper arm 8w) and a low-voltage side switching element 9w (hereinafter also referred to as a lower arm 9w). Further, the switching elements 8u, 8v, 8w, 9u, 9v and 9w are connected in parallel to the diodes 10u, 10v, 10w, 11u, respectively, with the direction from the low voltage side to the high voltage side of the DC power supply 4 as the forward direction. 11v and 11w are connected. Each diode functions as a freewheeling diode.
直列接続された上アーム8uと下アーム9uの接続点、直列接続された上アーム8vと下アーム9vの接続点、直列接続された上アーム8wと下アーム9wの接続点は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続される。尚、図1では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)などに置き換えることもできる。   The connection point between the upper arm 8u and the lower arm 9u connected in series, the connection point between the upper arm 8v and the lower arm 9v connected in series, and the connection point between the upper arm 8w and the lower arm 9w connected in series are respectively the terminal 12u. , 12v and 12w. In FIG. 1, field effect transistors are shown as the switching elements, but they can be replaced with IGBTs (insulated gate bipolar transistors) or the like.
モータ制御装置3は、U相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの電圧値を指定する三相電圧指令値を生成する。三相電圧指令値は、U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *から構成され、vu *、vv *及びvw *によって、夫々、U相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの電圧レベル(電圧値)が指定される。モータ制御装置3において、三相電圧指令値に基づいて各相に対するPWM信号(パルス幅変調信号)が生成される。該PWM信号がインバータ2内の各スイッチング素子の制御端子(ベース又はゲート)に与えられることで、各スイッチング素子はスイッチング動作する。つまり、PWM信号に基づいて、各スイッチング素子のオン(導通)又はオフ(非導通)が制御される。 The motor control device 3 generates a three-phase voltage command value that specifies voltage values of the U-phase voltage v u , the V-phase voltage v v, and the W-phase voltage v w . Three-phase voltage command value consists of U-phase voltage command values v u *, V-phase voltage value v v * and the W-phase voltage command value v w *, the v u *, v v * and v w *, The voltage levels (voltage values) of the U-phase voltage v u , the V-phase voltage v v and the W-phase voltage v w are designated, respectively. In the motor control device 3, a PWM signal (pulse width modulation signal) for each phase is generated based on the three-phase voltage command value. When the PWM signal is given to the control terminal (base or gate) of each switching element in the inverter 2, each switching element performs a switching operation. That is, on (conduction) or off (non-conduction) of each switching element is controlled based on the PWM signal.
同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下、特に記述無き限り、上記デッドタイムを無視して考えるものとする。   Neglecting the dead time to prevent the upper and lower arms of the same phase from turning on at the same time, in each half-bridge circuit, when the upper arm is on, the lower arm is off and the upper arm is off When, the lower arm is on. Hereinafter, unless otherwise specified, the dead time is ignored.
インバータ2に印加されている直流電源4からの直流電圧は、PWM信号に基づくインバータ2内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってPWM変調(パルス幅変調)され、これによって三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ1に印加されることによって、各電機子巻線(7u、7v及び7w)に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ1が駆動される。   The DC voltage from the DC power supply 4 applied to the inverter 2 is PWM modulated (pulse width modulation) by the switching operation of each switching element in the inverter 2 based on the PWM signal, and thereby converted into a three-phase AC voltage. . When the three-phase AC voltage is applied to the motor 1, a current corresponding to the three-phase AC voltage flows through each armature winding (7u, 7v, and 7w) to drive the motor 1.
電流センサSN1は、インバータ2の母線MLに流れる電流(以下、「母線電流」という)を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ2において、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側は共通結線されて直流電源4の負出力端子4bに接続される。下アーム9u、9v及び9wの低電圧側が共通結線される配線が母線MLであり、電流センサSN1は、母線MLに直列に介在している。電流センサSN1は、検出した母線電流の電流値を表す信号をモータ制御装置3に伝達する。1シャント方式を用いて相電流を検出する期間中、モータ制御装置3は、電流センサSN1の出力信号に基づいて三相電圧指令値及びPWM信号を生成及び出力する。電流センサSN2及びSN3は、後述の2シャント電流検出方式において有意に機能するため、電流センサSN2及びSN3に関与する説明は後述する。 Current sensor SN1, a current flowing through the bus line M L of the inverter 2 (hereinafter, referred to as "bus current"). Since the bus current has a direct current component, it can be interpreted as a direct current. In the inverter 2, the lower voltage sides of the lower arms 9 u, 9 v and 9 w are connected in common and connected to the negative output terminal 4 b of the DC power supply 4. Lower arms 9u, a 9v and wiring bus M L of the low voltage side is commonly connected to 9w, current sensor SN1 is interposed in series to the bus M L. The current sensor SN1 transmits a signal representing the detected current value of the bus current to the motor control device 3. During the period of detecting the phase current using the one shunt method, the motor control device 3 generates and outputs a three-phase voltage command value and a PWM signal based on the output signal of the current sensor SN1. Since the current sensors SN2 and SN3 function significantly in the two-shunt current detection method to be described later, descriptions relating to the current sensors SN2 and SN3 will be described later.
尚、図1では、電流センサSN1としてシャント抵抗が表されているが、電流センサSN1はカレントトランス等であってもよい。また、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側と負出力端子4bとを接続する配線(母線ML)にではなく、上アーム8u、8v及び8wの高電圧側と正出力端子4aとを接続する配線に電流センサSN1を設けるようにしてもよい。 In FIG. 1, a shunt resistor is shown as the current sensor SN1, but the current sensor SN1 may be a current transformer or the like. Further, not the wiring (bus M L ) connecting the low voltage side of the lower arms 9u, 9v and 9w and the negative output terminal 4b, but the high voltage side of the upper arms 8u, 8v and 8w and the positive output terminal 4a. The current sensor SN1 may be provided in the wiring to be connected.
ここで、図2、図3、図4、図5(a)〜(d)及び図6を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。図1の電機子巻線7u、7v及び7wに流れる電流を、夫々、U相電流、V相電流及びW相電流と呼び、それらの夫々を(或いはそれらを総称して)相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子12u、12v又は12wから中性点14に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点14から流れ出す方向の電流の極性を負とする。   Here, the relationship between the bus current and the phase current flowing through the armature winding of each phase will be described with reference to FIGS. 2, 3, 4, 5 (a) to 5 (d), and FIG. 6. The currents that flow through the armature windings 7u, 7v, and 7w in FIG. 1 are respectively referred to as U-phase current, V-phase current, and W-phase current, and each of these (or collectively) is referred to as a phase current. In the phase current, the polarity of the current flowing in the direction from the terminal 12u, 12v or 12w to the neutral point 14 is positive, and the polarity of the current flowing in the direction flowing out from the neutral point 14 is negative.
図2は、モータ1に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図2において、100u、100v及び100wは、夫々、モータ1に印加されるべきU相電圧、V相電圧及びW相電圧の波形を表す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧の夫々を(或いはそれらを総称して)相電圧と呼ぶ。モータ1に正弦波状の電流を流す場合、インバータ2の出力電圧は正弦波状とされる。   FIG. 2 shows a typical example of a three-phase AC voltage applied to the motor 1. In FIG. 2, 100u, 100v, and 100w represent waveforms of the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage that are to be applied to the motor 1, respectively. Each of the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage (or collectively) is referred to as a phase voltage. When a sinusoidal current is supplied to the motor 1, the output voltage of the inverter 2 is sinusoidal.
図2に示す如く、U相電圧、V相電圧及びW相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンが決定される。図3に、この通電パターンを表として示す。図3の左側から第1列目〜第3列目に通電パターンを表す。第4列目については後述する。   As shown in FIG. 2, the level relationship of the voltage level among the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage changes with time. This level relationship is determined by the three-phase voltage command value, and the energization pattern for each phase is determined according to the three-phase voltage command value. FIG. 3 shows this energization pattern as a table. The energization patterns are represented in the first column to the third column from the left side of FIG. The fourth column will be described later.
通電パターンには、
U、V及びW相の下アームが全てオンの通電パターン「LLL」と、
W相の上アームがオン且つU及びV相の下アームがオンの通電パターン「LLH」と、
V相の上アームがオン且つU及びW相の下アームがオンの通電パターン「LHL」と、
V及びW相の上アームがオン且つU相の下アームがオンの通電パターン「LHH」と、
U相の上アームがオン且つV及びW相の下アームがオンの通電パターン「HLL」と、
U及びW相の上アームがオン且つV相の下アームがオンの通電パターン「HLH」と、
U及びV相の上アームがオン且つW相の下アームがオンの通電パターン「HHL」と、
U、V及びW相の上アームが全てオンの通電パターン「HHH」と、
がある(上アーム及び下アームの符号(8u等)を省略して記載)。
In the energization pattern,
The energization pattern “LLL” in which the lower arms of the U, V, and W phases are all on,
An energization pattern “LLH” in which the upper arm of the W phase is on and the lower arm of the U and V phases is on,
An energization pattern “LHL” in which the upper arm of the V phase is on and the lower arm of the U and W phases is on,
An energization pattern “LHH” in which the upper arm of the V and W phases is on and the lower arm of the U phase is on,
An energization pattern “HLL” in which the upper arm of the U phase is on and the lower arm of the V and W phases is on,
An energization pattern “HLH” in which the upper arm of the U and W phases is on and the lower arm of the V phase is on,
An energization pattern “HHL” in which the upper arm of the U and V phases is on and the lower arm of the W phase is on,
The energization pattern “HHH” in which the upper arms of the U, V, and W phases are all on,
(The upper arm and lower arm symbols (8u, etc.) are omitted).
図4に、3相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図4は、図2に示す或るタイミング101に着目している。即ち、図4は、U相電圧の電圧レベルが最大であって且つW相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図4に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、U相、V相及びW相となっている。図4において、符号CSは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図2に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図4に示すキャリア信号の三角波を図2上で表すと、その三角波は1本の線となって見える。   FIG. 4 shows the relationship between the voltage level of each phase voltage and the carrier signal in the case of performing three-phase modulation, and the waveforms of the PWM signal and bus current corresponding to the relationship. Although the level relationship of the voltage level of each phase voltage varies in various ways, FIG. 4 focuses on a certain timing 101 shown in FIG. That is, FIG. 4 shows a case where the voltage level of the U-phase voltage is maximum and the voltage level of the W-phase voltage is minimum. The phase with the maximum voltage level is called “maximum phase”, the phase with the minimum voltage level is called “minimum phase”, and the phase with the voltage level not maximum or minimum is called “intermediate phase”. In the state shown in FIG. 4, the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase are the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. In FIG. 4, symbol CS represents a carrier signal to be compared with the voltage level of each phase voltage. The carrier signal is a periodic triangular wave signal, and the period of the signal is called a carrier period. Since the carrier period is much shorter than the period of the three-phase AC voltage shown in FIG. 2, if the triangular wave of the carrier signal shown in FIG. 4 is represented on FIG. 2, the triangular wave becomes a single line. appear.
図5(a)〜(d)をも参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図5(a)〜(d)は、図4の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。   The relationship between the phase current and the bus current will be described with reference to FIGS. FIGS. 5A to 5D are equivalent circuits around the armature winding at each timing of FIG.
各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベル(キャリア信号がとりうるレベルの最低レベル)にあるタイミングをT0と呼ぶ。タイミングT0において、各相の上アーム(8u、8v及び8w)はオンとされる。この場合、図5(a)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。   The start timing of each carrier cycle, that is, the timing at which the carrier signal is at the lowest level (the lowest level that the carrier signal can take) is called T0. At the timing T0, the upper arms (8u, 8v and 8w) of the respective phases are turned on. In this case, as shown in FIG. 5 (a), a short circuit is formed and no current flows in or out of the DC power supply 4, so that the bus current is zero.
インバータ2は、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)又はPWM信号を参照して、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル(電圧レベル)の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT1に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図5(b)に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図4に示す例の場合、タイミングT1から後述のタイミングT2に至るまでの間は、W相の下アーム9wがオンとなるため、W相電流(極性は負)が母線電流として流れる。 The inverter 2 refers to the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) or the PWM signal, and compares the voltage level of each phase voltage with the carrier signal. Then, in the process of increasing the level (voltage level) of the carrier signal, when the voltage level of the minimum phase reaches the timing T1 when it intersects with the carrier signal, the lower arm of the minimum phase is turned on, as shown in FIG. The minimum phase current flows as the bus current. In the example shown in FIG. 4, since the lower arm 9w of the W phase is turned on from the timing T1 to the timing T2 described later, the W phase current (polarity is negative) flows as the bus current.
更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT2に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図5(c)に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図4に示す例の場合、タイミングT2から後述のタイミングT3に至るまでの間は、U相の上アーム8uがオン且つV相及びW相の下アーム9v及び9wがオンとなるため、U相電流(極性は正)が母線電流として流れる。   Further, when the level of the carrier signal rises and reaches a timing T2 at which the voltage level of the intermediate phase intersects with the carrier signal, the upper arm of the maximum phase is turned on and the lower arm of the intermediate phase and the minimum phase are turned on. As shown in (c), the maximum phase current flows as the bus current. In the example shown in FIG. 4, the U-phase upper arm 8u is on and the V-phase and W-phase lower arms 9v and 9w are on during the period from timing T2 to timing T3 described later. Current (polarity is positive) flows as bus current.
更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT3に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図5(d)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。   When the carrier signal level further rises and the timing T3 at which the maximum phase voltage level intersects with the carrier signal is reached, the lower arms of all phases are turned on, and as shown in FIG. Since it is formed and no current flows into and out of the DC power supply 4, the bus current is zero.
タイミングT3と後述するタイミングT4との間のちょうど中間のタイミングTpにおいて、キャリア信号は最大レベル(キャリア信号がとりうるレベルの最大レベル)に達し、その後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図5(d)、(c)、(b)及び(a)に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT4、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT5、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT6、次のキャリア周期の開始タイミングをT7とすると、タイミングT4−T5間、タイミングT5−T6間、タイミングT6−T7間は、夫々、タイミングT2−T3間、タイミングT1−T2間、タイミングT0−T1間と同じ通電パターンとなる。   The carrier signal reaches the maximum level (maximum level that can be taken by the carrier signal) at timing Tp that is exactly between timing T3 and timing T4 described later, and then the level of the carrier signal decreases. In the process of decreasing the level of the carrier signal, the states shown in FIGS. 5D, 5C, 5B, and 5A are visited in this order. That is, in the lowering process of the carrier signal level, the timing when the maximum phase voltage level intersects the carrier signal is T4, the timing when the intermediate phase voltage level intersects the carrier signal is T5, and the minimum phase voltage level is the carrier signal. Assuming that the intersection timing is T6 and the next carrier cycle start timing is T7, the timing T4-T5, the timing T5-T6, and the timing T6-T7 are between the timing T2-T3 and the timing T1-T2, respectively. The same energization pattern as that between the timings T0 and T1 is obtained.
従って例えば、タイミングT1−T2間或いはT5−T6間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングT2−T3間或いはT4−T5間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が0になることを利用して計算で得ることができる。図3の表の第4列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図3の表の8行目に対応する通電パターン「HHL」においては、母線電流としてW相電流(極性は負)が流れる。   Therefore, for example, if the bus current is detected between timings T1 and T2 or between T5 and T6, the minimum phase current can be detected from the bus current, and the bus current is detected between timings T2 and T3 or between T4 and T5. Then, the maximum phase current can be detected from the bus current. The intermediate phase current can be obtained by calculation using the fact that the sum of the three phase currents becomes zero. In the fourth column of the table of FIG. 3, the phase of the current that flows as the bus current in each energization pattern is shown with a current polarity. For example, in the energization pattern “HHL” corresponding to the eighth row in the table of FIG. 3, a W-phase current (negative polarity) flows as the bus current.
U相が最大相且つW相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、6通りある。図6に、この組み合わせを表として示す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧を、夫々、vu、vv及びvwで表した場合において、
u>vv>vw、が成立する状態を第1モード、
v>vu>vw、が成立する状態を第2モード、
v>vw>vu、が成立する状態を第3モード、
w>vv>vu、が成立する状態を第4モード、
w>vu>vv、が成立する状態を第5モード、
u>vw>vv、が成立する状態を第6モード、
と呼ぶ。図4及び図5(a)〜(d)に示した例は、第1モードに対応している。また、図6には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。
The case where the U phase is the maximum phase and the W phase is the minimum phase has been described as an example, but there are six combinations of the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase. FIG. 6 shows this combination as a table. When the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage are represented by v u , v v, and v w , respectively,
The state in which v u > v v > v w is satisfied is the first mode,
The state in which v v > v u > v w is established is the second mode,
The state in which v v > v w > v u is established is the third mode,
The state in which v w > v v > v u is established is the fourth mode,
The state in which v w > v u > v v is established is the fifth mode,
The state in which v u > v w > v v is established is the sixth mode,
Call it. The examples shown in FIGS. 4 and 5A to 5D correspond to the first mode. FIG. 6 also shows the phase of current detected in each mode.
U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *は、具体的には、夫々、カウンタの設定値CntU、CntV及びCntWとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第1モードにおいては、CntU>CntV>CntW、が成立する。 Specifically, the U-phase voltage command value v u * , the V-phase voltage command value v v *, and the W-phase voltage command value v w * are expressed as counter setting values CntU, CntV, and CntW, respectively. The higher the phase voltage, the greater the set value. For example, in the first mode, CntU>CntV> CntW is satisfied.
モータ制御装置3に設けられたカウンタ(不図示)は、キャリア周期ごとに、タイミングT0を基準としてカウント値を0からアップカウントする。そして、そのカウント値がCntWに達した時点でW相の上アーム8wがオンの状態から下アーム9wがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntVに達した時点でV相の上アーム8vがオンの状態から下アーム9vがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntUに達した時点でU相の上アーム8uがオンの状態から下アーム9uがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。   A counter (not shown) provided in the motor control device 3 up-counts the count value from 0 for each carrier cycle with reference to the timing T0. Then, when the count value reaches CntW, the W-phase upper arm 8w is switched from the on state to the lower arm 9w, and when the count value reaches CntV, the V-phase upper arm 8v. The lower arm 9v is switched from the ON state to the ON state, and when the count value reaches CntU, the U-phase upper arm 8u is switched from the ON state to the lower arm 9u. After the carrier signal reaches the maximum level, the count value is counted down and the reverse switching operation is performed.
従って、第1モードにおいては、上記のカウンタ値がCntWに達した時点がタイミングT1に対応し、CntVに達した時点がタイミングT2に対応し、CntUに達した時点がタイミングT3に対応することになる。このため、第1モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がCntWより大きく且つCntVより小さいタイミングに電流センサSN1の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるW相電流(極性は負)を検出することができ、カウンタ値がCntVより大きく且つCntUより小さいタイミングに電流センサSN1の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるU相電流(極性は正)を検出することができる。   Therefore, in the first mode, the time when the counter value reaches CntW corresponds to timing T1, the time when CntV is reached corresponds to timing T2, and the time when CntU reaches CntU corresponds to timing T3. Become. For this reason, in the first mode, the W-phase current that flows as the bus current by sampling the output signal of the current sensor SN1 at a timing when the counter value is larger than CntW and smaller than CntV in a state where the counter value is up-counted (Polarity is negative) can be detected, and the U-phase current (polarity is positive) flowing as the bus current is detected by sampling the output signal of the current sensor SN1 at a timing when the counter value is larger than CntV and smaller than CntU can do.
同様に考えて、図6に示す如く、第2モードにおいては、上記のカウンタ値がCntWに達した時点がタイミングT1に対応し、CntUに達した時点がタイミングT2に対応し、CntVに達した時点がタイミングT3に対応することになる。このため、第2モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がCntWより大きく且つCntUより小さいタイミングの母線電流からW相電流(極性は負)を検出することができ、カウンタ値がCntUより大きく且つCntVより小さいタイミングの母線電流からV相電流(極性は正)を検出することができる。第3〜第6モードについても同様である。   Similarly, as shown in FIG. 6, in the second mode, the time when the counter value reaches CntW corresponds to the timing T1, and the time when the counter value reaches CntU corresponds to the timing T2 and reaches CntV. The time point corresponds to the timing T3. For this reason, in the second mode, the W-phase current (polarity is negative) can be detected from the bus current at the timing when the counter value is larger than CntW and smaller than CntU in a state where the counter value is up-counted. The V-phase current (polarity is positive) can be detected from the bus current at the timing when the counter value is larger than CntU and smaller than CntV. The same applies to the third to sixth modes.
また、タイミングT1−T2間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング(例えば、タイミングT1とT2の中間タイミング)をST1にて表し、タイミングT2−T3間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング(例えば、タイミングT2とT3の中間タイミング)をST2にて表す。   In addition, the sampling timing for detecting the phase current of the minimum phase between timings T1 and T2 (for example, an intermediate timing between timings T1 and T2) is represented by ST1, and the phase current of the maximum phase between timings T2 and T3 is detected. A sampling timing to be performed (for example, an intermediate timing between timings T2 and T3) is represented by ST2.
尚、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)としてのカウンタの設定値CntU、CnuV及びCntWによって、各相に対するPWM信号のパルス幅(及びデューティ比)は特定される。タイミングT1とT6との間の期間は最小相の下アームに対するPWM信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は最小相の上アームに対するPWM信号のパルス幅を表す。同様に、タイミングT2とT5との間の期間は中間相の下アームに対するPWM信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は中間相の上アームに対するPWM信号のパルス幅を表す。同様に、タイミングT3とT4との間の期間は最大相の下アームに対するPWM信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は最大相の上アームに対するPWM信号のパルス幅を表す。 The pulse width (and duty ratio) of the PWM signal for each phase is specified by the counter setting values CntU, CnuV, and CntW as the three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ). . The period between timings T1 and T6 represents the pulse width of the PWM signal for the lower arm of the minimum phase, and the period obtained by removing this period from the carrier period represents the pulse width of the PWM signal for the upper arm of the minimum phase. Similarly, the period between timings T2 and T5 represents the pulse width of the PWM signal for the lower arm of the intermediate phase, and the period excluding the period from the carrier period represents the pulse width of the PWM signal for the upper arm of the intermediate phase. . Similarly, the period between timings T3 and T4 represents the pulse width of the PWM signal for the lower arm of the maximum phase, and the period excluding the period from the carrier period represents the pulse width of the PWM signal for the upper arm of the maximum phase. .
上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、実際の母線電流の電流波形は、図7の符号102の如くリンギングを含んでいる。また、電流センサSN1のアナログ出力信号をA/D変換する際のサンプリング時間遅れ等も存在する。これらを考慮すると、3相の相電圧の内、任意の2相の相電圧間の電圧差が所定の下限閾値VLIM以下である時は、2相分の相電流を検出できない。 Although each phase current can be detected from the bus current based on the above principle, the actual current waveform of the bus current includes ringing as indicated by reference numeral 102 in FIG. There is also a sampling time delay or the like when the analog output signal of the current sensor SN1 is A / D converted. Considering these, when the voltage difference between any two phase voltages among the three phase voltages is equal to or less than a predetermined lower limit threshold V LIM , the phase current for two phases cannot be detected.
3相の相電圧の内、任意の2相の相電圧間の電圧差を以下「2相間電圧差」と呼び、電流センサSN1の出力信号に基づいて2相分の相電流を検出できない状態を、以下「第1検出不能状態」と呼ぶ。2相間電圧差には、U相電圧とV相電圧との電圧差と、V相電圧とW相電圧との電圧差と、W相電圧とU相電圧との電圧差とがあるが、以下の説明における「2相間電圧差」とは、それらの3つの電圧差の内の最小の電圧差を指すものとする。   Of the three phase voltages, the voltage difference between any two phase voltages is hereinafter referred to as the “two-phase voltage difference”, and the phase current for two phases cannot be detected based on the output signal of the current sensor SN1. Hereinafter, it is referred to as a “first undetectable state”. The voltage difference between the two phases includes a voltage difference between the U phase voltage and the V phase voltage, a voltage difference between the V phase voltage and the W phase voltage, and a voltage difference between the W phase voltage and the U phase voltage. The “voltage difference between two phases” in the description of the above refers to the minimum voltage difference among these three voltage differences.
具体的には、3相の相電圧の内、任意の2相についてのパルス幅の差の半分が、次式(1)で示す時間Tmin1以下である時、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる。図4(又は図7)に示す例の場合、タイミングT1−T2間又はT2−T3間の時間がTmin1以下である時、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる。三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)によってPWM信号のパルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から、注目時点の状態が第1検出不能状態であるか否かを判断可能である。
min1=Td+Trig+Tsmpl+(Tpower_on−Tpower_off) ・・・(1)
Specifically, when the half of the pulse width difference for any two phases of the phase voltages of the three phases is less than or equal to the time T min1 shown in the following equation (1), the voltage difference between the two phases is the lower threshold V Below LIM . In the example shown in FIG. 4 (or FIG. 7), when the time between timings T1 and T2 or between T2 and T3 is equal to or less than T min1 , the voltage difference between the two phases is equal to or less than the lower limit threshold V LIM . Since the pulse width of the PWM signal is specified by the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ), whether the state at the time of interest is the first undetectable state from the three-phase voltage command values It can be determined whether or not.
T min1 = T d + T rig + T smpl + (T power_on −T power_off ) (1)
ここで、Tdは予め設定されたデッドタイムであり、Trigは電流(母線電流を含む)のリンギングが収束するまでの時間であり、Tsmplは電流センサ(SN1を含む)のアナログ出力信号をA/D変換する際のサンプリング時間遅れであり、Tpower_onは上アーム又は下アームのオン遅れ時間であり、Tpower_offは上アーム又は下アームのオフ遅れ時間である。尚、時間(Td+Trig+Tsmpl+(Tpower_on−Tpower_off))に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Tmin1として設定しても良い。時間Tmin1は、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。図8に、デッドタイムTdを無視した場合における、Tmin1、Trig、Tsmpl、Tpower_on及びTpower_offの関係を示す。図8における波形111は、母線電流の電流波形例を示している。 Here, T d is a preset dead time, T rig is a time until ringing of current (including bus current) converges, and T smpl is an analog output signal of a current sensor (including SN 1). Is a sampling time delay when A / D is converted, T power_on is an on delay time of the upper arm or the lower arm, and T power_off is an off delay time of the upper arm or the lower arm. Incidentally, with respect to time (T d + T rig + T smpl + (T power_on -T power_off)), the more time obtained by adding a slight margin time may be set as a time T min1. The time T min1 is set in advance at the design stage of the motor drive system. FIG. 8 shows the relationship among T min1 , T rig , T smpl , T power_on, and T power_off when the dead time T d is ignored. A waveform 111 in FIG. 8 shows a current waveform example of the bus current.
時間Tmin1の設定方法について更に説明を加えておく。まず、オン遅れ時間とオフ遅れ時間について説明する。説明の具体化のため、各スイッチング素子(8u、8v、8w、9u、9v及び9w)が電界効果トランジスタ(FET)である場合を考える。 A further description will be given of a method for setting the time T min1 . First, the on delay time and the off delay time will be described. For the sake of concrete description, consider the case where each switching element (8u, 8v, 8w, 9u, 9v and 9w) is a field effect transistor (FET).
FETがオフである状態において、そのFETをオンとするためのオン信号をFETのゲートに与えたとする。このオン信号をゲートに与えた時点(後述の、図10のタイミングTAに対応)から起算して、オン遅れ時間が経過するとFETは完全にオンとなり、オン遅れ時間が経過していない時点においてFETの状態はオフの状態又はオフからオンへの遷移状態となる。尚、時間Tmin1の設定方法の説明において、FETが完全にオンである時、該FETに一定の電流値ICを有する電流(今の例において、母線電流)が流れると考える。オン信号をゲートに与えた時点からオン遅れ時間が経過する前において、FETに流れる電流の電流値は電流値IC未満であり、オン信号をゲートに与えた時点からオン遅れ時間が経過した時点において、FETに流れる電流の電流値は電流値ICに達する。 It is assumed that an on signal for turning on the FET is supplied to the gate of the FET in a state where the FET is off. Time gave the ON signal to the gate counted from (to be described later, corresponding to the timing T A in FIG. 10), the on delay time has elapsed FET is fully turned on, at the time when the on-delay time has not elapsed The FET state is an off state or a transition state from off to on. In the description of the method for setting the time T min1 , it is assumed that when the FET is completely on, a current having a constant current value I C (in this example, a bus current) flows through the FET. Time before the on delay time has elapsed the ON signal from the time given to the gate, the current value of the current flowing through the FET is less than the current value I C, the ON delay time from the time of giving an ON signal to the gate has passed The current value of the current flowing through the FET reaches the current value I C.
一方、FETがオンである状態において、そのFETをオフとするためのオフ信号をFETのゲートに与えたとする。このオフ信号をゲートに与えた時点から起算して、オフ遅れ時間が経過するとFETに流れる電流の電流値が電流値ICを起点として減少し始める。オン遅れ時間Tpower_onとオフ時間遅れTpower_offは、各スイッチング素子(8u等)の電気的特性にて規定され、時間Tmin1の設定に考慮される。オン時間遅れ及びオフ遅れ時間を、総称して、スイッチング時間遅れと呼ぶことができる。 On the other hand, it is assumed that an off signal for turning off the FET is supplied to the gate of the FET while the FET is on. The OFF signals counted from the time given to the gate, the off delay time has elapsed the value of the current flowing through the FET begins to decrease the current value I C as a starting point. The on-delay time T power_on and the off-time delay T power_off are defined by the electrical characteristics of each switching element (8u, etc.), and are considered in setting the time T min1 . On-time delay and off-delay time can be collectively referred to as switching time delay.
また、インバータ2は、3相分の上アーム及び下アームのオン/オフをスイッチングすることにより、モータ1にモータ電流を供給してモータ1を駆動するが、このスイッチングの際に、母線電流及びインバータ2内の各配線の電流の電流波形に高周波の振動が現れる。この振動は、一般的にリンギングと呼ばれる。この電流波形の振動は、時間の経過と共に減衰していくが、十分に振動が減衰して着目した電流(今の場合、母線電流)の電流波形が安定するまでに必要な時間(減衰時間)が時間Trigである。但し、オン信号をFETのゲートに与えた時点からオン遅れ時間Tpower_onが経過した時点が、時間Trigの起算点であるとする。時間Trigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 Further, the inverter 2 switches the on / off of the upper arm and the lower arm for three phases to supply the motor current to the motor 1 to drive the motor 1. In this switching, the bus current and High-frequency vibration appears in the current waveform of the current of each wiring in the inverter 2. This vibration is generally called ringing. This current waveform vibration attenuates over time, but the time required for the current waveform of the current of interest (in this case, the bus current) to stabilize after the vibration is sufficiently attenuated (decay time) Is the time Trig . However, when the ON signal from the time given to the gate of the FET on-delay time T power_on has elapsed, and a starting point of time T rig. The time Trig is preset at the design stage of the motor drive system through actual measurement of the current waveform.
モータ制御装置3は、電流センサSN1(及び電流センサSN2及びSN3)のアナログ出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換器(不図示)を備え、そのデジタル信号より、検出すべき電流の電流値を検出する。このようなA/D変換器は、例えば、後述の1シャント電流検出部21又は2シャント電流検出部22(図16参照)内に設けられる。A/D変換器に、或る特定の電圧値を有するアナログ信号をサンプリングさせて、その特定の電圧値を正確に表すデジタル信号を出力させるためには、一定期間、A/D変換器に与えるアナログ信号を該特定の電圧値を表すアナログ信号に保ち続ける必要がある。この一定期間の長さがTsmplである。この一定期間の長さ(即ち、時間Tsmpl)は、A/D変換器の電気的特性にて定まる固有の時間長さであって、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 The motor control device 3 includes an A / D converter (not shown) that converts an analog output signal of the current sensor SN1 (and the current sensors SN2 and SN3) into a digital signal, and the current of the current to be detected from the digital signal. Detect value. Such an A / D converter is provided, for example, in a 1-shunt current detection unit 21 or a 2-shunt current detection unit 22 (see FIG. 16) described later. In order to cause the A / D converter to sample an analog signal having a specific voltage value and output a digital signal that accurately represents the specific voltage value, the analog signal is supplied to the A / D converter for a certain period of time. It is necessary to keep the analog signal as an analog signal representing the specific voltage value. The length of this fixed period is T smpl . The length of this fixed period (that is, time T smpl ) is a unique time length determined by the electrical characteristics of the A / D converter, and is set in advance at the design stage of the motor drive system.
モータ駆動システムの設計段階において、Td、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onを定めることによりTmin1を一意に定める。Tmin1とインバータ2にて採用されるキャリア周波数(キャリア信号の周波数)から、電流センサSN1によって2相分の相電流を検出するために必要な2相間電圧差の最小値は、一意に定まる。この最小値が下限閾値VLIMである。下限閾値VLIMも、モータ駆動システム(モータ制御装置3)の設計段階において予め定められ、注目時点の状態が第1検出不能状態であるか否かの判断に利用される。 In the design stage of the motor drive system, T min1 is uniquely determined by determining T d , T rig , T smpl , T power_off and T power_on . The minimum value of the voltage difference between the two phases necessary for detecting the phase current for two phases by the current sensor SN1 is uniquely determined from Tmin1 and the carrier frequency (carrier signal frequency) adopted by the inverter 2. This minimum value is the lower limit threshold value V LIM . The lower limit threshold V LIM is also determined in advance at the design stage of the motor drive system (motor control device 3), and is used to determine whether or not the state at the time of interest is the first undetectable state.
[2シャント電流検出方式] [2-shunt current detection method]
次に、図1のモータ駆動システムにおいて用いられる2シャント電流検出方式(以下、2シャント方式と略記することがある)を説明する。2シャント方式では、図1に示される電流センサSN2及びSN3を用いて2相分の相電流を検出する。   Next, a two-shunt current detection method (hereinafter sometimes abbreviated as “two-shunt method”) used in the motor drive system of FIG. 1 will be described. In the two-shunt method, phase currents for two phases are detected using the current sensors SN2 and SN3 shown in FIG.
電流センサSN2は、下アーム9uの低電圧側の導通端子と母線MLとを接続する配線5uに直列に介在し、その配線5uに流れる電流を検出する。電流センサSN3は、下アーム9vの低電圧側の導通端子と母線MLとを接続する配線5vに直列に介在し、その配線5vに流れる電流を検出する。電流センサSN2及びSN3の夫々は、検出した電流の電流値を表す信号をモータ制御装置3に伝達する。2シャント方式を用いて相電流を検出する期間中、モータ制御装置3は、電流センサSN2及びSN3の出力信号に基づいて三相電圧指令値及びPWM信号を生成及び出力する。 Current sensor SN2 are interposed in series with the wiring 5u which connects the conductive terminal and the bus M L of the low voltage side of the lower arm 9u, detects the current flowing through the wiring 5u. Current sensor SN3 is interposed in series with the wiring 5v connecting the conductive terminal and the bus M L of the low voltage side of the lower arm 9v, detects the current flowing through the wiring 5v. Each of the current sensors SN2 and SN3 transmits a signal representing the detected current value to the motor control device 3. During the period in which the phase current is detected using the two-shunt method, the motor control device 3 generates and outputs a three-phase voltage command value and a PWM signal based on the output signals of the current sensors SN2 and SN3.
図1では、電流センサSN2及びSN3としてシャント抵抗が表されているが、電流センサSN2及びSN3はカレントトランス等であってもよい。また、電流センサSN2及びSN3を、夫々、下アーム9u及び9vの高電圧側に設けるようにしてもよい。また、2つの電流センサを用いてU相及びV相の相電流を検出するのではなく、2つの電流センサを用いて、U相及びW相の相電流が検出されるように又はV相及びW相の相電流が検出されるように、電流センサの配置位置を変更してもよい。尚、導通端子とは、スイッチング素子に設けられた、スイッチングされるべき電流の流路に介在する端子を指す。例えば、各スイッチング素子(8u、8v、8w、9u、9v及び9w)がFETであるとすれば、導通端子はドレイン電極の端子又はソース電極の端子である。   In FIG. 1, shunt resistors are shown as the current sensors SN2 and SN3, but the current sensors SN2 and SN3 may be current transformers or the like. Further, the current sensors SN2 and SN3 may be provided on the high voltage side of the lower arms 9u and 9v, respectively. Also, instead of detecting the U-phase and V-phase currents using two current sensors, the U-phase and W-phase currents are detected using two current sensors, or the V-phase and The position of the current sensor may be changed so that the W-phase current is detected. The conduction terminal refers to a terminal provided in the switching element and interposed in the current flow path to be switched. For example, if each switching element (8u, 8v, 8w, 9u, 9v, and 9w) is an FET, the conduction terminal is a drain electrode terminal or a source electrode terminal.
最大相、中間相及び最小相の組み合わせを表すモードが上述の第1〜第6モードの何れであるかに拘らず(図6参照)、2シャント方式では、全ての下アーム(9u、9v及び9w)がオンとなっているタイミングT3−T4間において、電流センサSN2及びSN3の出力信号をサンプリングすることにより、直接、U相及びV相電流の電流値を検出する。全ての下アームがオンとなっている期間中、図9に示す如く、U相電流が配線5uに流れると共にV相電流が配線5vに流れる。但し、図9は、「vu>vv>vw」が成立する第1モードでの電流経路を示している。W相電流の電流値は、三相電流の総和が0となる関係を利用して計算で得ることができる。 Regardless of whether the mode representing the combination of the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase is any of the first to sixth modes described above (see FIG. 6), in the two-shunt method, all lower arms (9u, 9v, and Between the timings T3 and T4 when 9w) is turned on, the output values of the current sensors SN2 and SN3 are sampled to directly detect the current values of the U-phase and V-phase currents. During the period when all the lower arms are on, as shown in FIG. 9, the U-phase current flows through the wiring 5u and the V-phase current flows through the wiring 5v. However, FIG. 9 shows a current path in the first mode in which “v u > v v > v w ” is established. The current value of the W-phase current can be obtained by calculation using a relationship in which the sum of the three-phase currents is zero.
実際には、キャリア信号CSが最大レベルにある時のタイミング、即ち、タイミングTpにおいて、電流センサSN2及びSN3の出力信号をサンプリングする。但し、リンギング等の存在を考慮すると、電流センサSN2及びSN3の出力信号に基づいて相電流を検出するためには、最大相の下アームに対するパルス幅(即ち、タイミングT3−T4間の時間長さ)が或る程度大きい必要があり、それが小さすぎると相電流の検出ができない。電流センサSN2及びSN3の出力信号に基づいて相電流を検出することができない期間を、以下、「第2検出不能状態」と呼ぶ。   Actually, the output signals of the current sensors SN2 and SN3 are sampled at the timing when the carrier signal CS is at the maximum level, that is, at the timing Tp. However, considering the presence of ringing or the like, in order to detect the phase current based on the output signals of the current sensors SN2 and SN3, the pulse width for the lower arm of the maximum phase (that is, the time length between timings T3 and T4). ) Needs to be somewhat large, and if it is too small, phase current cannot be detected. Hereinafter, the period in which the phase current cannot be detected based on the output signals of the current sensors SN2 and SN3 is referred to as a “second undetectable state”.
具体的には、最大相の下アームに対するパルス幅が時間Tmin2以下である時、電流センサSN2及びSN3の出力信号に基づく相電流の検出が不可能となる。三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)によって該パルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から、注目時点の状態が第2検出不能状態であるか否かを判断可能である。時間Tmin2は、(Tpower_on+Trig)にて表される時間と(Tsmpl−Tpower_off)にて表される時間との内の、長い方の時間の2倍である。尚、その長い方の時間の2倍に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Tmin2として設定しても良い。 Specifically, when the pulse width for the lower arm of the maximum phase is equal to or less than the time T min2, it is impossible to detect the phase current based on the output signals of the current sensors SN2 and SN3. Since the pulse width is specified by the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ), it is determined from the three-phase voltage command value whether the state at the time of interest is the second undetectable state. Can be determined. The time T min2 is twice the longer time of the time represented by (T power_on + T rig ) and the time represented by (T smpl −T power_off ). Note that a time obtained by adding a slight extra time to twice the longer time may be set as the time T min2 .
図面を参照して時間Tmin2の意義を説明する。まず、図10を参照して、(Tpower_on+Trig)>(Tsmpl−Tpower_off)である時の時間Tmin2の意義を説明する。図10は、(Tpower_on+Trig)>(Tsmpl−Tpower_off)である場合における、Tmin2、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onの関係を示している。説明の明確化のため、今、U相に対して設けられたスイッチング素子に特に注目して説明を行うが、V相及びW相についても同様に考えることができる。また、スイッチング素子がFETである場合を考える。 The significance of the time T min2 will be described with reference to the drawings. First, the significance of the time T min2 when (T power — on + T rig )> (T smpl −T power — off ) will be described with reference to FIG. FIG. 10 shows the relationship among T min2 , T rig , T smpl , T power_off, and T power_on when (T power_on + T rig )> (T smpl −T power_off ). For the sake of clarity, the description will be given with particular attention to the switching element provided for the U phase. However, the V phase and the W phase can be considered in the same way. Further, consider a case where the switching element is an FET.
図10(及び後述の図11)において、折れ線120は、下アーム9uの制御端子に印加される電圧レベルを表している。オン遅れ時間及びオフ遅れ時間を無視したならば、その電圧レベルがハイレベル及びローレベルにある時、下アーム9uは夫々オン及びオフとなる。図10において、波形121は、配線5uにおける電流波形例を示している。尚、時間Tmin2の設定方法の説明において、下アーム9uが完全にオンである時、下アーム9uに一定の電流値ICを有する電流が流れる場合を想定する。 In FIG. 10 (and FIG. 11 described later), the broken line 120 represents the voltage level applied to the control terminal of the lower arm 9u. If the on-delay time and the off-delay time are ignored, when the voltage level is at the high level and the low level, the lower arm 9u is turned on and off, respectively. In FIG. 10, a waveform 121 shows an example of a current waveform in the wiring 5u. In the description of the method of setting the time T min2 , it is assumed that a current having a constant current value I C flows through the lower arm 9u when the lower arm 9u is completely on.
時間Tmin2を規定するオン遅れ時間Tpower_on、オフ遅れ時間Tpower_off及びサンプリング遅れ時間Tsmplの意義は、1シャント方式の説明において上述した通りである。時間Tmin2を規定する時間Trigについても同様である。つまり、下アーム9uのスイッチングに伴って、配線5uに流れる電流の電流波形に高周波の振動が現れるが、時間Tmin2を定める時間Trigは、その振動が十分に減衰して、該電流波形が安定するまでに必要な時間(減衰時間)を指す。但し、オン信号を下アーム9uのゲートに与えた時点、即ち、下アーム9uの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへ遷移するタイミングTAよりオン遅れ時間Tpower_onが経過した時点が、時間Trigの起算点であるとする。時間Trigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 The meanings of the on-delay time T power_on , the off-delay time T power_off and the sampling delay time T smpl that define the time T min2 are as described above in the description of the one shunt method. The same applies to the time Trig that defines the time Tmin2 . That is, with the switching of the lower arm 9u, high-frequency vibration appears in the current waveform of the current flowing through the wiring 5u. However, at time Trig that defines the time Tmin2 , the vibration is sufficiently attenuated, and the current waveform is The time required for stabilization (decay time). However, when the ON signal applied to the gate of the lower arm 9u, i.e., the timing T A than the on delay time T power_on the voltage level applied to the control terminal of the lower arm 9u transits from a low level to a high level has passed It is assumed that the time point is the starting point of the time Trig . The time Trig is preset at the design stage of the motor drive system through actual measurement of the current waveform.
タイミングTpにおける電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、これによってU相、V相電流を正確に検出するためには、タイミングTA−Tp間の時間長さが(Tpower_on+Trig)以上である必要がある。一方において、タイミングTpはタイミングT3−T4間の中間タイミングである。故に、(Tpower_on+Trig)>(Tsmpl−Tpower_off)であるならば、時間Tmin2は時間(Tpower_on+Trig)の2倍以上に設定される。 The analog output signal of the current sensor SN2 and SN3 at the timing Tp is converted into a digital signal, which in order to accurately detect the U-phase, the V-phase current by the time length between the timing T A -Tp is (T power_on + T rig ) or more. On the other hand, the timing Tp is an intermediate timing between the timings T3 and T4. Therefore, if (T power_on + T rig )> (T smpl −T power_off ), the time T min2 is set to be twice or more the time (T power_on + T rig ).
一方、(Tpower_on+Trig)<(Tsmpl−Tpower_off)である時には、図11に示す如く、時間Tmin2を時間(Tsmpl−Tpower_off)の2倍以上に設定する必要がある。タイミングTp以降、時間Tsmpl分、サンプリングすべき電流値を電流値ICに維持しておく必要があるからであり、また、タイミングTpがタイミングT3−T4間の中間タイミングだからである。図11は、(Tpower_on+Trig)<(Tsmpl−Tpower_off)である場合における、Tmin2、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onの関係を示しており、波形131は、この場合における、配線5uの電流波形例を示している。 On the other hand, when (T power_on + T rig ) <(T smpl −T power_off ), as shown in FIG. 11, it is necessary to set the time T min2 to at least twice the time (T smpl −T power_off ). This is because the current value to be sampled needs to be maintained at the current value I C for the time T smpl after the timing Tp, and the timing Tp is an intermediate timing between the timings T3 and T4. FIG. 11 shows the relationship between T min2 , T rig , T smpl , T power_off, and T power_on when (T power_on + T rig ) <(T smpl −T power_off ). A waveform 131 is shown in this case. Shows an example of a current waveform of the wiring 5u.
上述の時間Tmin2の設定方法はデッドタイムTdの存在を無視しているが、デッドタイムTdを考慮する場合、時間Tmin2は、(Td+Tpower_on+Trig)にて表される時間と(Td+Tsmpl−Tpower_off)にて表される時間との内の、長い方の時間の2倍に設定される。尚、その長い方の時間の2倍に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Tmin2として設定しても良い。 Time method of setting the above time T min2 is ignored the existence of the dead time T d, when considering the dead time T d, the time T min2 is represented by (T d + T power_on + T rig) And (T d + T smpl −T power_off ) is set to twice the longer time. Note that a time obtained by adding a slight extra time to twice the longer time may be set as the time T min2 .
この理由を、図12及び図13を参照して説明する。図12は、(Td+Tpower_on+Trig)>(Td+Tsmpl−Tpower_off)である場合における、Tmin2、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onの関係を示しており、図13は、(Td+Tpower_on+Trig)<(Td+Tsmpl−Tpower_off)である場合における、Tmin2、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onの関係を示している。図12及び図13において、折れ線140は、上アーム8uの制御端子に印加される電圧レベルを表している。オン遅れ時間及びオフ遅れ時間を無視したならば、その電圧レベルがハイレベル及びローレベルにある時、上アーム8uは夫々オン及びオフとなる。 The reason for this will be described with reference to FIGS. FIG. 12 shows the relationship among T min2 , T rig , T smpl , T power_off, and T power_on when (T d + T power_on + T rig )> (T d + T smpl −T power_off ). Indicates the relationship of T min2 , T rig , T smpl , T power_off, and T power_on when (T d + T power_on + T rig ) <(T d + T smpl −T power_off ). 12 and 13, a broken line 140 represents a voltage level applied to the control terminal of the upper arm 8u. If the on-delay time and the off-delay time are ignored, the upper arm 8u is turned on and off when the voltage level is at the high level and the low level, respectively.
PWM信号にデッドタイムを付加する場合、上アーム8uの制御端子に印加される電圧レベルがハイレベルからローレベルへ遷移してから、デッドタイムTdが経過した時点で、下アーム9uの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへと遷移する。その後、下アーム9uの制御端子に印加される電圧レベルがハイレベルからローレベルへ遷移すると、その遷移時点から更にデッドタイムTdが経過した時点で、上アーム8uの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへと遷移する。 When dead time is added to the PWM signal, the control terminal of the lower arm 9u is passed when the dead time Td elapses after the voltage level applied to the control terminal of the upper arm 8u transitions from the high level to the low level. The voltage level applied to is transitioned from a low level to a high level. Thereafter, when the voltage level applied to the control terminal of the lower arm 9u transitions from the high level to the low level, the voltage applied to the control terminal of the upper arm 8u when the dead time Td further elapses from the transition time. The level changes from low level to high level.
よって、タイミングTpにおける電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、これによってU相、V相電流を正確に検出するためには、タイミングTAよりデッドタイムTdだけ前のタイミングとタイミングTpとの間の時間長さが(Td+Tpower_on+Trig)以上である必要がある。故に、(Td+Tpower_on+Trig)>(Td+Tsmpl−Tpower_off)であるならば、時間Tmin2は時間(Td+Tpower_on+Trig)の2倍以上に設定される。同様に考えて、(Td+Tpower_on+Trig)<(Td+Tsmpl−Tpower_off)である時には、図13に示す如く、時間Tmin2を時間(Td+Tsmpl−Tpower_off)の2倍以上に設定する。 Thus, the analog output signal of the current sensor SN2 and SN3 at the timing Tp is converted into a digital signal, whereby the U-phase, in order to accurately detect the V-phase current, before the timing T A Only the dead time T d time And the timing Tp need to be equal to or greater than (T d + T power — on + T rig ). Thus, it is set to be twice or more (T d + T power_on + T rig)> If it is (T d + T smpl -T power_off ), time T min2 time (T d + T power_on + T rig). Think Similarly, double (T d + T power_on + T rig) < When a (T d + T smpl -T power_off ) , as shown in FIG. 13, time T min2 time (T d + T smpl -T power_off ) Set to above.
モータ駆動システムの設計段階において、Td、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onを定めることによりTmin2を一意に定めることができる。 In the design stage of the motor drive system, T min2 can be uniquely determined by determining T d , T rig , T smpl , T power_off and T power_on .
尚、タイミングT3−T4間のタイミングであって且つタイミングTp以外のタイミングにおける電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号からU相及びV相電流の電流値を検出するようにしてもよい。この場合、最大相の下アームに対するパルス幅が時間Tmin1(式(1)参照)以下である時に、電流センサSN2及びSN3の出力信号に基づく相電流の検出が不可能となる。また、この場合は、電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する適切なタイミングを逐次導出する必要がある。タイミングTpにて電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をサンプリングする場合は、このような導出のための演算が不要となるため、タイミングTpにて、それらをサンプリングすることが望ましい。 The analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 at timings T3-T4 and other than timing Tp are converted into digital signals, and the U-phase and V-phase current values are detected from the digital signals. You may make it do. In this case, when the pulse width for the lower arm of the maximum phase is equal to or less than the time T min1 (see Expression (1)), it becomes impossible to detect the phase current based on the output signals of the current sensors SN2 and SN3. In this case, it is necessary to sequentially derive appropriate timings for converting the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 into digital signals. When the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 are sampled at the timing Tp, it is desirable to sample them at the timing Tp because such calculation for derivation is unnecessary.
[1シャント電流検出方式と2シャント電流検出方式の得手/不得手]
上述したように、1シャント方式では、上述の2相間電圧差が小さすぎる時において2相分の相電流を検出することができなくなる。特に、モータ1への印加電圧が比較的小さい時には、最大相、中間相及び最小相の電圧レベルが互いに接近するため、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる可能性が高くなる。通常、モータ1の回転速度が比較的小さい時に、モータ1への印加電圧は比較的小さくなり、モータ1の回転速度が比較的大きい時に、モータ1への印加電圧は比較的大きくなる。従って、1シャント方式は、基本的に、モータの低速領域での運転(モータの回転速度が比較的低い状態における運転)に不向きである。
[Advantages / disadvantages of 1-shunt current detection method and 2-shunt current detection method]
As described above, in the one shunt method, it is impossible to detect phase currents for two phases when the above-described voltage difference between the two phases is too small. In particular, when the voltage applied to the motor 1 is relatively small, the voltage levels of the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase are close to each other, so that there is a high possibility that the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM . Usually, when the rotational speed of the motor 1 is relatively small, the applied voltage to the motor 1 is relatively small, and when the rotational speed of the motor 1 is relatively large, the applied voltage to the motor 1 is relatively large. Therefore, the one-shunt method is basically unsuitable for operation in a low speed region of the motor (operation in a state where the rotational speed of the motor is relatively low).
一方、2シャント方式では、2相間電圧差に関係なく、2相分の相電流を検出することができる。但し、2シャント方式によって相電流を検出するためには、最大相の下アームに対するパルス幅を上述した時間Tmin2(又はTmin1)以上にする必要がある。つまり、最大相の下アームに対するパルス幅を、時間Tmin2(又はTmin1)に相当するパルス幅以下に設定することができない。最大相の下アームに対するパルス幅を減少させることは、モータ1への印加電圧を増加させることに相当するため、2シャント方式を用いる場合は、最大相の下アームに対するパルス幅を規定のパルス幅以下に設定することができない分、電圧利用率が低下する。即ち、直流電圧4の出力電圧がモータ1の印加電圧として利用される割合が低下する。結果、2シャント方式では高速領域の運転(モータの回転速度が比較的高い状態における運転)が困難となる。 On the other hand, in the two-shunt method, phase currents for two phases can be detected regardless of the voltage difference between the two phases. However, in order to detect the phase current by the two-shunt method, it is necessary to set the pulse width for the lower arm of the maximum phase to the time T min2 (or T min1 ) or more. That is, the pulse width for the lower arm of the maximum phase cannot be set to be equal to or smaller than the pulse width corresponding to the time T min2 (or T min1 ). Decreasing the pulse width for the lower arm of the maximum phase is equivalent to increasing the voltage applied to the motor 1, so when using the two-shunt method, the pulse width for the lower arm of the maximum phase is set to the specified pulse width. Since it cannot be set below, the voltage utilization rate is reduced. That is, the rate at which the output voltage of the DC voltage 4 is used as the applied voltage of the motor 1 is reduced. As a result, the two-shunt method makes it difficult to operate in a high speed region (operation with a relatively high motor rotation speed).
本実施形態では、1シャント方式と2シャント方式の、これらの特性を考慮し、モータ1の運転状態に応じて相電流検出に用いる電流検出方式を1シャント方式−2シャント方式間で切り替える。   In the present embodiment, considering these characteristics of the 1-shunt method and the 2-shunt method, the current detection method used for phase current detection is switched between the 1-shunt method and the 2-shunt method according to the operating state of the motor 1.
[状態量等の定義]
この切り替えに関する手法を具体的に説明する前に、各種の状態量などの説明を行う。図14(a)及び(b)は、モータ1の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ1に設けられているものを指す。図14(a)には、U相、V相、W相の電機子巻線固定軸が示されている。6aは、モータ1の回転子に設けられた永久磁石である。永久磁石6aが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石6aが作る磁束の向きに沿った軸をd軸とし、d軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。d軸の向きは、永久磁石6aが作る磁束の向きに合致する。また、図14(b)に示す如く、d軸から電気角で90度だけ位相が進んだ軸をq軸とし、γ軸から電気角で90度だけ位相が進んだ軸をδ軸とする。図14(a)及び(b)において、反時計回り方向は位相の進み方向に対応している。d軸とq軸を総称してdq軸と呼び、d軸及びq軸を座標軸として有する座標系をdq座標系と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸として有する座標系をγδ座標系と呼ぶ。
[Definition of state quantity, etc.]
Before specifically describing the method related to the switching, various state quantities will be described. FIGS. 14A and 14B are analysis model diagrams of the motor 1. In the following description, the armature winding refers to that provided in the motor 1. FIG. 14A shows U-phase, V-phase, and W-phase armature winding fixed axes. Reference numeral 6 a denotes a permanent magnet provided on the rotor of the motor 1. In a rotating coordinate system that rotates at the same speed as the rotational speed of the magnetic flux produced by the permanent magnet 6a, the axis along the direction of the magnetic flux produced by the permanent magnet 6a is defined as the d axis, and the control rotational axis corresponding to the d axis is the γ axis. And The direction of the d axis matches the direction of the magnetic flux produced by the permanent magnet 6a. Further, as shown in FIG. 14B, an axis whose phase is advanced by 90 degrees in electrical angle from the d axis is a q axis, and an axis whose phase is advanced by 90 degrees in electrical angle from the γ axis is a δ axis. 14A and 14B, the counterclockwise direction corresponds to the phase advance direction. The d axis and the q axis are collectively referred to as a dq axis, and a coordinate system having the d axis and the q axis as coordinate axes is referred to as a dq coordinate system. The γ-axis and the δ-axis are collectively called a γδ axis, and a coordinate system having the γ-axis and the δ-axis as coordinate axes is called a γδ coordinate system.
dq軸及びdq座標系は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸及びγδ座標系も回転しており、その回転速度をωeで表す。また、dq軸において、U相の電機子巻線固定軸から見たd軸の角度(位相)をθにより表す。同様に、γδ軸において、U相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の角度(位相)をθeにより表す。θ及びθeにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びωeにて表される回転速度は、電気角における角速度である。d軸とγ軸との間の軸誤差Δθは、Δθ=θ−θeにて表される。 The dq axis and the dq coordinate system are rotating, and the rotation speed is represented by ω. The γδ axis and the γδ coordinate system are also rotating, and the rotation speed is represented by ω e . In addition, on the dq axis, the angle (phase) of the d axis viewed from the U-phase armature winding fixed axis is represented by θ. Similarly, in the γδ axis, the angle (phase) of the γ axis viewed from the U-phase armature winding fixed axis is represented by θ e . The angles represented by θ and θ e are angles in electrical angles, and they are generally also called rotor positions or magnetic pole positions. The rotational speed represented by ω and ω e is an angular velocity in electrical angle. An axial error Δθ between the d-axis and the γ-axis is expressed by Δθ = θ−θ e .
以下、θ又はθeを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はωeを回転速度と呼ぶこととする。回転子位置及び回転速度を推定によって導出する場合、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができる。また、θe及びωeを、それぞれ、特に、推定回転子位置及び推定回転速度とも呼び、ωを特に実回転速度とも呼ぶ。ωは、モータ1の回転子の実際の回転速度であり、ωeは、モータ1の回転子の推定回転速度である。 Hereinafter, θ or θ e is referred to as a rotor position, and ω or ω e is referred to as a rotation speed. When the rotor position and the rotational speed are derived by estimation, the γ axis and δ axis can be called control estimation axes. In addition, θ e and ω e are also referred to as an estimated rotor position and an estimated rotational speed, respectively, and ω is also referred to as an actual rotational speed. ω is an actual rotational speed of the rotor of the motor 1, and ω e is an estimated rotational speed of the rotor of the motor 1.
モータ制御装置3は、基本的に、θとθeとが一致するようにベクトル制御を行う。θとθeとが一致しているとき、d軸及びq軸は夫々γ軸及びδ軸と一致する。 The motor control device 3 basically performs vector control so that θ and θ e match. When θ and θ e coincide with each other, the d axis and the q axis coincide with the γ axis and the δ axis, respectively.
モータ駆動システムの制御に関与する記号を、以下のように定義する。
U相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの合成電圧である、モータ1への、全体の印加電圧をモータ電圧(モータ端子電圧)と呼び、それを記号Vaによって表す。
U相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwの合成電流である、モータ1への、全体の供給電流をモータ電流(電機子電流)と呼び、それを記号Iaによって表す。
モータ電圧Vaのd軸成分及びq軸成分を夫々d軸電圧vd及びq軸電圧vqにて表し、d軸電圧vd及びq軸電圧vqに対応する、モータ電圧Vaのγ軸成分及びδ軸成分を夫々γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδにて表す。
モータ電流Iaのd軸成分及びq軸成分を夫々d軸電流id及びq軸電流iqにて表し、d軸電流id及びq軸電流iqに対応する、モータ電流Iaのγ軸成分及びδ軸成分を夫々γ軸電流iγ及びδ軸電流iδにて表す。
Symbols related to the control of the motor drive system are defined as follows.
Is a combined voltage of the U-phase voltage v u, V-phase voltage v v and the W-phase voltage v w, to the motor 1, the entire applied voltage is called a motor voltage (motor terminal voltage), representing it by the symbol V a .
The total supply current to the motor 1, which is a combined current of the U-phase current i u , the V-phase current i v and the W-phase current i w , is called a motor current (armature current), and is represented by the symbol I a . .
It represents a d-axis component and a q-axis component of the motor voltage V a at each d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q, corresponding to the d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q, the motor voltage V a gamma The axial component and the δ-axis component are represented by a γ-axis voltage vγ and a δ-axis voltage vδ, respectively.
Represents a d-axis component and a q-axis component of the motor current I a at each d-axis current i d and the q-axis current i q, corresponding to the d-axis current i d and the q-axis current i q, the motor current I a gamma The axial component and the δ-axis component are represented by a γ-axis current iγ and a δ-axis current iδ, respectively.
γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδが追従すべき、γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδの目標値を、それぞれγ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*により表す。
γ軸電流iγ及びδ軸電流iδが追従すべき、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδの目標値を、それぞれγ軸電流指令値iγ*及びδ軸電流指令値iδ*により表す。
モータ1の回転速度(ω又はωe)が追従すべき、回転速度(ω又はωe)の目標値を回転速度指令値ω*により表す。
The target values of the γ-axis voltage vγ and the δ-axis voltage vδ that should be followed by the γ-axis voltage vγ and the δ-axis voltage vδ are represented by a γ-axis voltage command value vγ * and a δ-axis voltage command value vδ * , respectively.
The target values of the γ-axis current iγ and the δ-axis current iδ that should be followed by the γ-axis current iγ and the δ-axis current iδ are represented by a γ-axis current command value iγ * and a δ-axis current command value iδ * , respectively.
Rotational speed of the motor 1 (omega or omega e) to be followed, representing the target value of the rotational speed (omega or omega e) rotational speed command value omega *.
尚、vγは、γ軸電圧の値を表す記号としても用いられうる。vγ以外の、状態量(電圧、電流に関する状態量を含む)を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号(iγなど)のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「iγ」と「γ軸電流iγ」又は「γ軸電流値iγ」とは、同じものを指す。   Note that vγ can also be used as a symbol representing the value of the γ-axis voltage. The same applies to symbols representing state quantities (including state quantities relating to voltage and current) other than vγ. In addition, in this specification, for simplicity of description, a state quantity or the like corresponding to the symbol may be expressed by using only a symbol (such as iγ). That is, in this specification, for example, “iγ” and “γ-axis current iγ” or “γ-axis current value iγ” indicate the same thing.
モータ制御装置3では、γ軸電圧値vγ及びδ軸電圧値vδが夫々γ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*に追従するように、且つ、γ軸電流値iγ及びδ軸電流値iδが夫々γ軸電流指令値iγ*及びδ軸電流指令値iδ*に追従するように、ベクトル制御がなされる。 In the motor control device 3, the γ-axis voltage value vγ and the δ-axis voltage value vδ follow the γ-axis voltage command value vγ * and the δ-axis voltage command value vδ * , respectively, and the γ-axis current value iγ and δ-axis. Vector control is performed so that the current value iδ follows the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * , respectively.
<<第1実施例>>
本発明に係る第1実施例を説明する。図15は、第1実施例に係るモータ駆動システムの動作フローチャートである。第1実施例では、ステップS1〜S4から成るループ処理を繰り返し実行することによってモータ1の駆動制御を行う。まず、ステップS1において、2シャント方式によって相電流を検出可能か否かが判断される。検出可能と判断されればステップS2において、2シャント方式による相電流の検出がなされ、検出不可能と判断されればステップS3において、1シャント方式による相電流の検出がなされる。ステップS2又はS3にて相電流を検出した後、ステップS4に移行する。ステップS4において、ステップS2又はS3の相電流の検出結果に基づくベクトル制御がなされ、その後、ステップS1に戻る。
<< First Example >>
A first embodiment according to the present invention will be described. FIG. 15 is an operation flowchart of the motor drive system according to the first embodiment. In the first embodiment, the drive control of the motor 1 is performed by repeatedly executing a loop process including steps S1 to S4. First, in step S1, it is determined whether or not the phase current can be detected by the two-shunt method. If it is determined that detection is possible, phase current is detected by the two-shunt method in step S2, and if it is determined that detection is not possible, phase current is detected by the one-shunt method in step S3. After detecting the phase current in step S2 or S3, the process proceeds to step S4. In step S4, vector control based on the detection result of the phase current in step S2 or S3 is performed, and then the process returns to step S1.
ステップS1〜S4から成るループ処理を繰り返し実行する、第1実施例に係るモータ駆動システムのブロック図を、図16に示す。図16のモータ駆動システムは、図1に示されるモータ1、インバータ2及び直流電源4と、図1のモータ制御装置3として機能するモータ制御装置3aとを備え、更に、図16には示されていないが、図1の電流センサSN1〜SN3を備える。モータ制御装置3aは、符号21〜29によって参照される各部位を備える。モータ制御装置3a内の各部位は、モータ制御装置3a内で生成された各値を自由に利用可能となっている。   FIG. 16 shows a block diagram of the motor drive system according to the first embodiment in which the loop process including steps S1 to S4 is repeatedly executed. The motor drive system of FIG. 16 includes the motor 1, the inverter 2, and the DC power source 4 shown in FIG. 1, and a motor control device 3a that functions as the motor control device 3 of FIG. 1, and is further shown in FIG. The current sensors SN1 to SN3 in FIG. 1 are provided. The motor control device 3a is provided with each part referred by the codes | symbols 21-29. Each part in the motor control device 3a can freely use each value generated in the motor control device 3a.
モータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出(又は検出)して出力する指令値(iγ*、iδ*、vγ*、vδ*、vu *、vv *及びvw *を含む)、状態量(iu1、iv1、iu2、iv2、iu、iv、iγ、iδ、θe及びωeを含む)を更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。 Different parts constituting the motor drive system itself calculates at a predetermined update period (or detection) to the command value to be output (iγ *, iδ *, vγ *, vδ *, v u *, v v * and v including the w *), to update the state quantity (i u1, i v1, i u2, i v2, i u, i v, iγ, iδ, the including) the θ e and ω e, using the latest value Perform necessary calculations.
1シャント電流検出部21(以下、電流検出部21と略記する)は、電流センサSN1からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換器(不図示)を備え、上述の1シャント方式によってU相及びV相電流を検出する。電流検出部21によって検出されたU相及びV相電流の電流値を、それぞれiu1及びiv1にて表す。 The one shunt current detector 21 (hereinafter abbreviated as the current detector 21) includes an A / D converter (not shown) that converts an analog output signal from the current sensor SN1 into a digital signal. To detect the U-phase and V-phase currents. The current values of the U-phase and V-phase currents detected by the current detector 21 are represented by i u1 and i v1 , respectively.
より具体的には、電流検出部21は、モータ制御装置3a内で生成されたキャリア信号CSと座標変換器28から出力される三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)とに基づいて、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミングST1及び最大相の相電流を検出するサンプリングタイミングST2を特定し(図6参照)、各サンプリングタイミングST1及びST2にて電流センサSN1のアナログ出力信号をサンプリングしてA/D変換(アナログデジタル変換)することにより、U相及びV相電流値iu1及びiv1を検出する。この際、必要であれば、三相電流の総和が0であることを利用する。電流値iu1及びiv1は、選択部23に出力される。 More specifically, the current detection unit 21 generates the carrier signal CS generated in the motor control device 3a and the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * output from the coordinate converter 28) . ), The sampling timing ST1 for detecting the phase current of the minimum phase and the sampling timing ST2 for detecting the phase current of the maximum phase are specified (see FIG. 6), and the current sensor SN1 is detected at each of the sampling timings ST1 and ST2. The U-phase and V-phase current values i u1 and i v1 are detected by sampling the analog output signal and performing A / D conversion (analog-digital conversion). At this time, if necessary, the fact that the sum of the three-phase currents is 0 is used. The current values i u1 and i v1 are output to the selection unit 23.
2シャント電流検出部22(以下、電流検出部22と略記する)は、電流センサSN2及びSN3からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換する2つのA/D変換器(不図示)を備え、上述の2シャント方式によってU相及びV相電流を検出する。電流検出部22によって検出されたU相及びV相電流の電流値を、それぞれiu2及びiv2にて表す。 The two-shunt current detection unit 22 (hereinafter abbreviated as the current detection unit 22) includes two A / D converters (not shown) that convert analog output signals from the current sensors SN2 and SN3 into digital signals. The U-phase and V-phase currents are detected by the two-shunt method. The current values of the U-phase and V-phase currents detected by the current detector 22 are represented by i u2 and i v2 , respectively.
より具体的には、電流検出部22は、モータ制御装置3a内で生成されたキャリア信号CSからタイミングTpを特定し、タイミングTpにて電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をサンプリングしてA/D変換することにより、U相及びV相電流値iu2及びiv2を検出する。電流値iu2及びiv2は、選択部23に出力される。 More specifically, the current detection unit 22 identifies the timing Tp from the carrier signal CS generated in the motor control device 3a, samples the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 at the timing Tp, and performs A / By performing D conversion, U-phase and V-phase current values i u2 and i v2 are detected. The current values i u2 and i v2 are output to the selection unit 23.
尚、A/D変換において、或る特定タイミングにてアナログ信号をサンプリングするとは、Tsmplで表される期間の開始タイミングを該特定タイミングに設定した上で、該アナログ信号をデジタル信号に変換することを意味する(図10〜図13参照)。電流検出部21にとっての特定タイミングはタイミングST1及びST2であり、電流検出部22にとっての特定タイミングはタイミングTpである。 In the A / D conversion, the analog signal is sampled at a specific timing. The start timing of the period represented by T smpl is set to the specific timing, and then the analog signal is converted into a digital signal. (Refer to FIGS. 10 to 13). The specific timing for the current detection unit 21 is timings ST1 and ST2, and the specific timing for the current detection unit 22 is timing Tp.
各キャリア周期において、電流検出部21による電流値iu1及びiv1を検出するためのA/D変換と電流検出部22による電流値iu2及びiv2を検出するためのA/D変換が実行される。上述の1シャント方式及び2シャント方式の原理説明から分かるように、PWM信号のパルス幅に依存して、電流値iu1及びiv1は真のU相及びV相電流値とは異なりうる。電流値iu2及びiv2についても同様である。 In each carrier period, A / D conversion for detecting the current values i u1 and i v1 by the current detector 21 and A / D conversion for detecting the current values i u2 and i v2 by the current detector 22 are executed. Is done. As can be seen from the description of the principle of the 1-shunt method and the 2-shunt method, the current values i u1 and i v1 can be different from the true U-phase and V-phase current values depending on the pulse width of the PWM signal. The same applies to the current values i u2 and i v2 .
選択部23は、U相、V相及びW相への印加電圧情報(印加電圧を表す情報)に基づいて、2シャント方式による相電流検出が可能か否かを判断し、その判断結果に基づいて電流検出部21及び22の何れか一方を選択する。2シャント方式による相電流検出が可能であると判断した場合は電流検出部22が選択され、この場合、選択部23は、電流検出部22から出力されるiu2及びiv2を最終的に検出されたU相及びV相電流値iu及びivとして取り扱って、電流値iu及びivを座標変換器24に出力する。2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断した場合は電流検出部21が選択され、この場合、選択部23は、電流検出部21から出力されるiu1及びiv1を最終的に検出されたU相及びV相電流値iu及びivとして取り扱って、電流値iu及びivを座標変換器24に出力する。 The selection unit 23 determines whether or not phase current detection by the two-shunt method is possible based on the applied voltage information (information indicating the applied voltage) to the U phase, the V phase, and the W phase, and based on the determination result. Then, one of the current detection units 21 and 22 is selected. When it is determined that phase current detection by the two-shunt method is possible, the current detection unit 22 is selected. In this case, the selection unit 23 finally detects i u2 and i v2 output from the current detection unit 22. The current values i u and i v are output to the coordinate converter 24 by treating them as the U-phase and V-phase current values i u and i v . When it is determined that phase current detection by the two-shunt method is impossible, the current detection unit 21 is selected. In this case, the selection unit 23 finally determines i u1 and i v1 output from the current detection unit 21. The detected U-phase and V-phase current values i u and i v are handled, and the current values i u and i v are output to the coordinate converter 24.
上記の選択の指標となる、U相、V相及びW相への印加電圧情報として、座標変換器28から出力される三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)又はPWM信号生成部29から出力されるPWM信号が用いられる。或る注目した時点において、選択部23は、その時点で得られている最新の三相電圧指令値又はPWM信号に基づいて、全下アームがオンとなる期間の長さ、即ち、最大相の下アームに対するパルス幅の時間長さ(図4のタイミングT3−T4間の時間長さに相当)を特定する。そして、特定した時間長さと上記Tmin2によって表される時間長さとを比較し、前者が後者よりも長い場合は、2シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者よりも短い場合は、2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。 Three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) output from the coordinate converter 28 as applied voltage information to the U-phase, V-phase and W-phase, which serve as the selection index, or The PWM signal output from the PWM signal generation unit 29 is used. At a certain point in time, the selection unit 23 determines the length of the period during which all the lower arms are turned on based on the latest three-phase voltage command value or PWM signal obtained at that point, that is, the maximum phase The time length of the pulse width for the lower arm (corresponding to the time length between timings T3 and T4 in FIG. 4) is specified. Then, the specified time length is compared with the time length represented by T min2 , and when the former is longer than the latter, it is determined that the phase current can be detected by the two-shunt method, while the former is more than the latter. If it is too short, it is determined that phase current detection by the two-shunt method is impossible.
尚、三相電圧指令値を用いて上記の選択を行う方法例として、以下のような方法を利用可能である。例えば、三相電圧指令値を構成する何れかの相の電圧指令値の振幅(即ち、vu *、vv *又はvw *によって表される信号の振幅)に基づいて、2シャント方式による相電流検出の可否を判断することができる。最大相の下アームに対するパルス幅の時間長さは、その振幅に依存するからである。具体的に例えば、図2の波形100uに対応すべきvu *の振幅と所定の基準振幅とを対比し、前者(vu *の振幅)が後者以下である場合は、2シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者よりも大きい場合は、2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断すればよい。時間Tmin2に基づいて、基準振幅を定めておくことができる。 The following method can be used as an example of a method for performing the above selection using a three-phase voltage command value. For example, based on the amplitude of the voltage command value of any phase constituting the three-phase voltage command value (that is, the amplitude of the signal represented by v u * , v v *, or v w * ), the two-shunt method is used. Whether or not the phase current can be detected can be determined. This is because the time length of the pulse width for the lower arm of the maximum phase depends on its amplitude. Specifically, for example, when the amplitude of v u * that should correspond to the waveform 100u in FIG. 2 is compared with a predetermined reference amplitude, and the former (the amplitude of v u * ) is less than or equal to the latter, the phase by the two-shunt method While it is determined that current detection is possible, if the former is larger than the latter, it may be determined that phase current detection by the two-shunt method is impossible. The reference amplitude can be determined based on the time T min2 .
或いは例えば、最大相の電圧指令値の値そのものに基づいて、2シャント方式による相電流検出の可否を判断してもよい。具体的には例えば、最大相がU相であるならばvu *に注目し、vu *の値そのものが所定の基準範囲内に収まっているか否かを判定する。そして、vu *の値が基準範囲内に収まっている場合は、2シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、vu *の値が基準範囲内に収まっていない場合は、2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断すればよい。時間Tmin2に基づいて、基準範囲を定めておくことができる。 Alternatively, for example, based on the value of the voltage command value for the maximum phase itself, whether or not the phase current can be detected by the two-shunt method may be determined. Specifically it determines whether example, the maximum phase is focused on v u * If a U-phase, v u * value itself is within a predetermined reference range. If the value of v u * falls within the reference range, it is determined that phase current detection by the two-shunt method is possible, while if the value of v u * does not fall within the reference range, What is necessary is just to judge that the phase current detection by a 2 shunt system is impossible. The reference range can be determined based on the time T min2 .
座標変換器24は、推定回転子位置θeに基づいて、選択部23からのU相電流値iu及びV相電流値ivをγδ軸上の電流値に座標変換することにより、γ軸電流値iγ及びδ軸電流値iδを算出して出力する。図16のモータ制御装置3aにおいて、推定回転子位置θe及び推定回転速度ωeは、位置・速度推定器25によって求められる。 Coordinate converter 24, based on the estimated rotor position theta e, by coordinate transformation the U-phase current value i u and the V-phase electric-current value i v from selector 23 to a current value on the γδ-axis, gamma-axis The current value iγ and the δ-axis current value iδ are calculated and output. In the motor control device 3 a of FIG. 16, the estimated rotor position θ e and the estimated rotation speed ω e are obtained by the position / speed estimator 25.
速度制御部26は、モータ制御装置3aの内部又は外部に設けられた回転速度指令値発生部(不図示)から与えられる回転速度指令値ω*と位置・速度推定器25から与えられる推定回転速度ωeを参照し、比例積分制御などを用いることによって、速度偏差(ω*−ωe)がゼロに収束するようにγ軸電流指令値iγ*及びδ軸電流指令値iδ*を算出して出力する。 The speed controller 26 is provided with a rotational speed command value ω * provided from a rotational speed command value generator (not shown) provided inside or outside the motor control device 3 a and an estimated rotational speed provided from the position / speed estimator 25. By referring to ω e and using proportional integral control or the like, the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are calculated so that the speed deviation (ω * −ω e ) converges to zero. Output.
電流制御部27は、速度制御部26にて算出されたiγ*及びiδ*と座標変換器24からのiγ及びiδを参照し、比例積分制御などを用いることによって、電流誤差(iγ*−iγ)及び(iδ*−iδ)がゼロに収束するようにγ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*を算出して出力する。 The current control unit 27 refers to i? And i? From i? * And i? * And the coordinate converter 24 calculated by the speed controller 26, by using such proportional integral control, the current error (i? * - i? ) And (iδ * −iδ) are calculated and output so that γ-axis voltage command value vγ * and δ-axis voltage command value vδ * are converged to zero.
座標変換器28は、推定回転子位置θeに基づいて、電流制御部27からのvγ*及びvδ*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)を算出して出力する。 Coordinate converter 28, based on the estimated rotor position theta e, by coordinate conversion on the fixed axes of v? * And v? * The three-phase from the current controller 27, the three-phase voltage values (v u * , V v * and v w * ) are calculated and output.
PWM信号生成部29は、座標変換器28からの三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に基づいて、U相、V相及びW相電圧値vu、vv及びvwが、夫々、vu *、vv *及びvw *に従った電圧値となるように、インバータ2内の各スイッチング素子(アーム)に対するPWM信号を生成し、生成したPWM信号をインバータ2に与える。インバータ2は、与えられたPWM信号に従ってインバータ2内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、モータ制御装置3aで生成された指令値(iγ*及びiδ*等)に応じたモータ電流Iaをモータ1に供給してモータ1を駆動する。 The PWM signal generation unit 29 is based on the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) from the coordinate converter 28, and U-phase, V-phase and W-phase voltage values v u and v v. And v w are respectively voltage values according to v u * , v v *, and v w * , a PWM signal for each switching element (arm) in the inverter 2 is generated, and the generated PWM signal is Give to inverter 2. The inverter 2 controls the switching of each switching element in the inverter 2 in accordance with the given PWM signal, so that the motor current I a corresponding to the command value (iγ * and iδ * etc.) generated by the motor control device 3a. Is supplied to the motor 1 to drive the motor 1.
位置・速度推定器25は、座標変換器24からのiγ及びiδ並びに電流制御部27からのvγ*及びvδ*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、d軸とγ軸との間の軸誤差Δθ(図14(a)参照)がゼロに収束するように推定回転子位置θe及び推定回転速度ωeを導出する。回転子位置及び回転速度の推定手法(即ち、θe及びωeの導出手法)として、公知の手法を含む任意の推定手法を利用可能である。例えば、特許第3411878号公報に記載の手法を用いることができる。 The position / velocity estimator 25 performs proportional-integral control or the like by using all or a part of iγ and iδ from the coordinate converter 24 and vγ * and vδ * from the current control unit 27, so that d The estimated rotor position θ e and the estimated rotation speed ω e are derived so that the axis error Δθ (see FIG. 14A) between the axis and the γ axis converges to zero. As a method for estimating the rotor position and the rotational speed (that is, a method for deriving θ e and ω e ), any estimation method including a known method can be used. For example, the technique described in Japanese Patent No. 3411878 can be used.
上述の如く、2シャント方式による相電流検出が不可能と判断されている期間(以下、2シャント検出不可期間という)においては、1シャント方式による相電流検出が行われるが、2シャント検出不可期間中において、何ら対策を施さなければ、2相間電圧差が上記下限閾値VLIM以下となるタイミングが生じる。このようなタイミングが生じないように、モータ制御装置3aは、2シャント検出不可期間中の必要なタイミングにおいて、PWM信号又は電圧指令値を補正する。この補正手法として、公知の手法を含む任意の補正手法を利用可能である。 As described above, in the period in which phase current detection by the two-shunt method is determined to be impossible (hereinafter referred to as “two-shunt non-detection period”), phase current detection by the one-shunt method is performed. If no measures are taken, there occurs a timing when the voltage difference between the two phases becomes equal to or lower than the lower limit threshold V LIM . In order to prevent such timing from occurring, the motor control device 3a corrects the PWM signal or the voltage command value at a necessary timing during the two-shunt detection disabled period. As this correction method, any correction method including a known method can be used.
例えば、特開2003−189670号公報に記載された、PWM信号の補正方法を用いることができる。或いは例えば、特開2008−099542号公報に記載の方法を用いても良い。この方法では、vγ*及びvδ*によって表現される電圧指令ベクトルを三相電圧指令値に変換する過程において、必要に応じて電圧指令ベクトルを補正し、これによって、1シャント方式による安定的な相電流検出を実行可能にする(2相間電圧差が上記下限閾値VLIM以下となるタイミングが生じないようにする)。但し、この種の補正を行うと、相電圧の歪みが生じる。 For example, a PWM signal correction method described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-189670 can be used. Alternatively, for example, a method described in JP 2008-099542 A may be used. In this method, in the process of converting the voltage command vector expressed by vγ * and vδ * into a three-phase voltage command value, the voltage command vector is corrected as necessary, and thereby a stable phase by the one shunt method is corrected. The current detection can be performed (a timing at which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM does not occur). However, when this type of correction is performed, distortion of the phase voltage occurs.
PWM信号又は電圧指令値を補正しない手法も採用可能である。例えば、2シャント検出不可期間中であって且つ2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる期間においては、その期間直前に電流制御部27から得られたvγ*及びvδ*を座標変換器28に与え続けるようにしてもよい。この場合、2相間電圧差が上記下限閾値VLIM以下となる期間中、その期間直前に求められた推定回転速度ωeにてモータ1が回転し続けていると仮定して、推定回転子位置θeを求めるようにするとよい。 A technique that does not correct the PWM signal or the voltage command value can also be adopted. For example, during a period during which two shunts cannot be detected and during which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM , vγ * and vδ * obtained from the current control unit 27 immediately before that period are used as the coordinate converter 28. You may make it keep giving. In this case, it is assumed that the motor 1 continues to rotate at the estimated rotational speed ω e obtained immediately before the period when the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM. It is preferable to obtain θ e .
或いは例えば、特開2004−64903号公報に記載の手法の如く、2シャント検出不可期間中であって且つ2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる期間において、過去に検出したU相及びV相電流値iu及びivをγδ軸上に座標変換することによって得たγ軸及びδ軸電流値を、再度、三相の固定座標軸上に座標変換し、これによって、現時点のU相及びV相電流値iu及びivを求めるようにしてもよい。或いは、特開2005−45848号公報に記載の手法の如く、2シャント検出不可期間中であって且つ2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる期間において、1シャント方式による相電流検出が可能となるように、キャリア周波数を初期のキャリア周波数から低減することも可能である。 Or, for example, as in the method described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-64903, the U phase and V detected in the past in the period during which the two-shunt detection is not possible and the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM. the γ-axis and δ-axis current value obtained by coordinate transformation phase current values i u and i v on the γδ-axis, again, coordinate conversion on fixed coordinate axes of a three-phase, whereby, U-phase current and V-phase current values i u and i v may be calculated. Alternatively, JP-as techniques described in 2005-45848 discloses, in a period during which and the voltage difference between two phases a 2 shunt current undetectable period is equal to or less than the lower limit threshold V LIM, allows the phase current detection by the single shunt system It is also possible to reduce the carrier frequency from the initial carrier frequency.
2シャント方式では、1シャント方式が不得手とする低速領域においても、確実に相電流検出ができるため、過渡的な負荷変動に対しても安定したモータ制御を実現する。但し、高速領域での運転において、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅よりも小さくなると相電流検出を行うことができず、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅より小さくなることを回避しようとすると、電圧利用率(直流電圧4の出力電圧がモータ1の印加電圧として利用される割合)が低下する。そこで、第1実施例では、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅よりも小さくなる場合、相電流検出の方式を2シャント方式から1シャント方式に切り替える。これにより、電圧利用率の低下が抑制され、運転範囲(運転可能な回転速度の範囲)の拡大が図られる。つまり、2シャント方式のみを用いるシステムと比べて、より高速領域までモータを駆動することができる。   In the two-shunt method, the phase current can be reliably detected even in a low speed region where the one-shunt method is not good, so that stable motor control can be realized even with transient load fluctuations. However, in operation in the high speed region, if the pulse width for the lower arm of the maximum phase is smaller than the specified pulse width, the phase current cannot be detected, and the pulse width for the lower arm of the maximum phase is less than the specified pulse width. If it is going to avoid becoming small, the voltage utilization factor (ratio in which the output voltage of the DC voltage 4 is utilized as the applied voltage of the motor 1) will decrease. Therefore, in the first embodiment, when the pulse width for the lower arm of the maximum phase is smaller than the prescribed pulse width, the phase current detection method is switched from the two-shunt method to the one-shunt method. Thereby, the fall of a voltage utilization factor is suppressed and the driving | operation range (range of the rotational speed which can be drive | operated) is expanded. That is, the motor can be driven to a higher speed region than a system using only the two-shunt method.
1シャント方式にて相電流検出を行う場合、PWM信号の補正等の特殊対応が必要となるが、特殊対応を行うと、その内容に応じたデメリットも生じうる。例えば、PWM信号又は電圧指令値の補正を行うと、相電圧が歪むため、振動や騒音が増加する方向に向かう。従って、第1実施例では、上述の如く、2シャント方式による相電流検出が不可能と判断される期間にのみ、1シャント方式による相電流検出を採用する。これにより、1シャント方式のみを用いるシステムと比べて、振動等を低減することができる。   When phase current detection is performed by the single shunt method, special measures such as correction of the PWM signal are required. However, when special measures are taken, there may be disadvantages depending on the contents. For example, when the PWM signal or the voltage command value is corrected, the phase voltage is distorted, so that the vibration and noise increase. Therefore, in the first embodiment, as described above, the phase current detection by the one shunt method is adopted only during the period when the phase current detection by the two shunt method is determined to be impossible. Thereby, vibration etc. can be reduced compared with the system which uses only 1 shunt system.
尚、U相、V相及びW相への印加電圧情報に基づいて、選択部23による選択を実行する例を上述したが、モータ1の回転速度情報に基づいて、その選択を行うようにしてもよい。高速回転時に、最大相の下アームに対するパルス幅が短くなって2シャント方式による相電流検出が不可能となるからである。具体的には例えば、高速と中速及び低速とを切り分ける基準速度ωTH1を予め設定しておき、ω*又はωeとωTH1とを比較する。そして、前者(ω*又はωe)が後者(ωTH1)未満である場合、2シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者以上である場合、2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。 In addition, although the example which performs selection by the selection part 23 based on the applied voltage information to U phase, V phase, and W phase was mentioned above, it should be made to perform the selection based on the rotational speed information of the motor 1. Also good. This is because, during high-speed rotation, the pulse width for the lower arm of the maximum phase is shortened, and phase current detection by the two-shunt method becomes impossible. Specifically, for example, a reference speed ω TH1 for separating high speed, medium speed, and low speed is set in advance, and ω * or ω e is compared with ω TH1 . If the former (ω * or ω e ) is less than the latter (ω TH1 ), it is determined that phase current detection by the two-shunt method is possible, while if the former is more than the latter, the phase by the two-shunt method is determined. It is determined that current detection is impossible.
第1実施例では、回転速度を推定によって導出しているが、回転速度ωが実測によって検出されている場合は、検出された実回転速度ωと基準速度ωTH1とを比較するようにしてもよい。そして、前者(ω)が後者(ωTH1)未満である場合、2シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者(ω)が後者(ωTH1)以上である場合、2シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。 In the first embodiment, the rotational speed is derived by estimation. However, when the rotational speed ω is detected by actual measurement, the detected actual rotational speed ω and the reference speed ω TH1 may be compared. Good. If the former (ω) is less than the latter (ω TH1 ), it is determined that phase current detection by the two-shunt method is possible, while if the former (ω) is greater than or equal to the latter (ω TH1 ), two shunts It is determined that the phase current cannot be detected by the method.
また、U相及びV相電流値iu2及びiv2を検出する際、タイミングTpにて電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をサンプリングすると述べたが、電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をサンプリングするタイミングは、全下アーム(9u、9v及び9w)が全てオンとなっている期間中の、タイミングTp以外のタイミングであってもよい。タイミングTp以外のタイミングで電流センサSN2及びSN3のアナログ出力信号をサンプリングする場合は、全下アームがオンとなる期間の長さと上記の時間Tmin1との大小関係に基づいて、2シャント方式による相電流検出の可否を判断することができる。 In addition, when the U-phase and V-phase current values i u2 and i v2 are detected, the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 are sampled at the timing Tp. However, the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 are sampled. The timing to perform may be a timing other than the timing Tp during the period in which all the lower arms (9u, 9v, and 9w) are all on. When sampling the analog output signals of the current sensors SN2 and SN3 at a timing other than the timing Tp, based on the magnitude relationship between the length of the period during which all the lower arms are turned on and the time Tmin1 , the phase by the two-shunt method is used. Whether or not current detection is possible can be determined.
また、選択部23により電流検出部21が選択される可能性がないと判断される期間中においては、電流値iu1及びiv1を検出するためのA/D変換を休止するようにしてもよい。同様に、選択部23により電流検出部22が選択される可能性がないと判断される期間中においては、電流値iu2及びiv2を検出するためのA/D変換を休止するようにしてもよい。 Further, the A / D conversion for detecting the current values i u1 and i v1 may be suspended during the period when the selection unit 23 determines that the current detection unit 21 is not likely to be selected. Good. Similarly, the A / D conversion for detecting the current values i u2 and i v2 is suspended during the period when the selection unit 23 determines that the current detection unit 22 is not likely to be selected. Also good.
<<第2実施例>>
次に、本発明に係る第2実施例を説明する。第2実施例に係るモータ駆動システムのブロック図は、図16に示すそれと同じであり、第2実施例において特に記述しない事項に関しては、第1実施例に記載の事項が、矛盾なき限り、第2実施例に係るモータ駆動システムに対しても適用される。
<< Second Example >>
Next, a second embodiment according to the present invention will be described. The block diagram of the motor drive system according to the second embodiment is the same as that shown in FIG. 16. Regarding matters not particularly described in the second embodiment, the matters described in the first embodiment are the same as long as there is no contradiction. The present invention is also applied to the motor drive system according to the second embodiment.
第1実施例では、2シャント方式を主たる電流検出方式として用いているが、第2実施例では、1シャント方式を主たる電流検出方式として用いる。これに伴い、第1実施例と第2実施例との間で、選択部23の動作が異なる。第2実施例に係る選択部23の動作を説明する。   In the first embodiment, the two-shunt method is used as the main current detection method, but in the second embodiment, the one-shunt method is used as the main current detection method. Accordingly, the operation of the selection unit 23 differs between the first embodiment and the second embodiment. An operation of the selection unit 23 according to the second embodiment will be described.
第2実施例において、選択部23は、原則として、1シャント方式に基づく電流検出部21からの電流値iu1及びiv1をU相及びV相電流値iu及びivとして座標変換器24に出力する。そして、1シャント方式が不得手とする低速回転時において、2シャント方式を補完的に利用する。 In the second embodiment, in principle, the selection unit 23 converts the current values i u1 and i v1 from the current detection unit 21 based on the one shunt method into the U-phase and V-phase current values i u and i v and the coordinate converter 24. Output to. The two-shunt method is used in a complementary manner at the time of low-speed rotation, which is not good for the one-shunt method.
具体的には例えば、高速及び中速と低速とを切り分ける基準速度ωTH2を予め設定しておき、ω*又はωeとωTH2とを比較する。回転速度ωが実測によって検出されている場合は、ωとωTH2を比較する。そして、ω*、ωe又はωがωTH2以上である場合、1シャント方式によって良好に相電流検出が可能であると判断して電流検出部21を選択すると共に電流検出部21からの電流値iu1及びiv1を最終的に検出されたU相及びV相電流値iu及びivとして取り扱う。一方、ω*、ωe又はωがωTH2未満である場合、1シャント方式による相電流検出が困難であると判断して電流検出部22を選択すると共に電流検出部22からの電流値iu2及びiv2を最終的に検出されたU相及びV相電流値iu及びivとして取り扱う。 Specifically, for example, a reference speed ω TH2 for separating high speed, medium speed, and low speed is set in advance, and ω * or ω e and ω TH2 are compared. When the rotational speed ω is detected by actual measurement, ω and ω TH2 are compared. Then, omega *, if omega e or omega is omega TH2 or more, first current value from the current detector 21 as well as selecting the current detecting unit 21 determines that it is possible to satisfactorily phase current detected by the shunt method i u1 and i v1 are treated as the finally detected U-phase and V-phase current values i u and i v . On the other hand, omega *, if omega e or omega is less than omega TH2, the current value from the current detector 22 with the phase current detection by the single shunt system selects the current detecting section 22 judges that it is difficult i u2 And i v2 are treated as the finally detected U-phase and V-phase current values i u and i v .
尚、1シャント方式によってiu及びivを検出している期間中において、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となることを回避すべく、第1実施例で述べたような、PWM信号又は電圧指令値の補正を実行することも可能である。また、1シャント方式によってiu及びivを検出している期間中であって且つ2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となる期間においては、第1実施例で述べたように、その期間直前に電流制御部27から得られたvγ*及びvδ*を座標変換器28に与え続けるようにしてもよいし、過去に検出したiu及びivから現時点のiu及びivを求めるようにしてもよいし、キャリア周波数を低減するようにしてもよい。 In order to avoid that the voltage difference between the two phases falls below the lower limit threshold V LIM during the period when i u and iv are detected by the one shunt method, the PWM signal as described in the first embodiment is used. Alternatively, correction of the voltage command value can be executed. Further, during the period in which i u and iv are detected by the one shunt method and the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM, as described in the first embodiment, the period The vγ * and vδ * obtained from the current control unit 27 immediately before may be continuously supplied to the coordinate converter 28, or the current i u and i v may be obtained from i u and i v detected in the past. Alternatively, the carrier frequency may be reduced.
1シャント方式を用いた場合、高速及び中速領域では良好なる相電流検出が可能であるが、低速領域において相電流検出が困難となる。一方、2シャント方式では、1シャント方式が不得手とする低速領域においても確実に相電流検出ができる。これを考慮し、上述の如く、高速及び中速領域において1シャント方式が用いられ且つ低速領域において2シャント方式が用いられるよう、1シャント方式と2シャント方式を切り替え使用する。これにより、運転範囲の拡大が図られる。但し、1シャント方式を主として用いた場合、上述の補正等の特殊対応が必要となる分、デメリットも生じうる。故に、第2実施例の方法よりも、第1実施例の方法の方が望ましい。   When the single shunt method is used, good phase current detection is possible in the high speed and medium speed regions, but phase current detection is difficult in the low speed region. On the other hand, the two-shunt method can reliably detect the phase current even in a low speed region where the one-shunt method is not good. Considering this, as described above, the 1-shunt method and the 2-shunt method are switched and used so that the 1-shunt method is used in the high-speed and medium-speed regions and the 2-shunt method is used in the low-speed region. Thereby, the operation range is expanded. However, when the single shunt method is mainly used, there is a disadvantage that special measures such as the correction described above are required. Therefore, the method of the first embodiment is preferable to the method of the second embodiment.
<<変形等>>
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈1〜注釈6を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
<< Deformation, etc. >>
As modifications or annotations of the above-described embodiment, notes 1 to 6 are described below. The contents described in each comment can be arbitrarily combined as long as there is no contradiction.
[注釈1]
2シャント方式を用いる場合において、キャリ信号CSの信号レベルが最大となるタイミングTpにて電流センサSN1の出力信号をサンプリングする例を述べたが、キャリ信号CSの信号レベルが最小となるタイミングT0又はT7にて電流センサSN1の出力信号をサンプリングすることによりU相及びV相電流値が検出されるように、モータ駆動システムの構成を変形しても良い。
[Note 1]
In the case of using the two-shunt method, the example in which the output signal of the current sensor SN1 is sampled at the timing Tp at which the signal level of the carry signal CS is maximized has been described. The configuration of the motor drive system may be modified so that the U-phase and V-phase current values are detected by sampling the output signal of the current sensor SN1 at T7.
[注釈2]
ベクトル制御を行う上述のモータ駆動システムでは、dq軸が推定されている。即ち、U相軸を基準としたd軸の位相(即ち、θ)を推定され、d軸電流及びq軸電流と一致すべきγ軸電流及びδ軸電流が夫々γ軸電流指令値及びδ軸電流指令値に追従するようにフィードバック制御がなされる。しかしながら、推定される軸はdq軸と異なっていてもよい。例えば、特開2007−259686号公報に記載されているようなdm軸及びqm軸を定義して、その公報に記載されている方法に従って、モータ電流をdm軸成分及びqm軸成分に分解し、その分解によって得られた各成分をそれらの指令値に追従させるベクトル制御を実行することも可能である。
[Note 2]
In the above-described motor drive system that performs vector control, the dq axis is estimated. That is, the d-axis phase (that is, θ) with respect to the U-phase axis is estimated, and the γ-axis current and the δ-axis current that should coincide with the d-axis current and the q-axis current are the γ-axis current command value and the δ-axis, respectively. Feedback control is performed so as to follow the current command value. However, the estimated axis may be different from the dq axis. For example, by defining a dm axis and a qm axis as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-259686, the motor current is decomposed into a dm axis component and a qm axis component according to the method described in the publication, It is also possible to execute vector control for causing each component obtained by the decomposition to follow their command values.
[注釈3]
上述のモータ駆動システムでは、回転速度及び回転子位置を推定によって導出しているが、回転子位置に応じた信号を出力する回転子位置センサ(ホール素子、レゾルバ等)の出力信号に基づいて、それらを導出するようにしてもよい。
[Note 3]
In the motor drive system described above, the rotational speed and the rotor position are derived by estimation. Based on the output signal of the rotor position sensor (Hall element, resolver, etc.) that outputs a signal corresponding to the rotor position, They may be derived.
[注釈4]
上述の各種の指令値(iγ*、iδ*など)や状態量(iγ、iδなど)を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置(3又は3a)内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
[Note 4]
A method for deriving all the values to be derived, including the above-described various command values (iγ * , iδ *, etc.) and state quantities (iγ, iδ, etc.) is arbitrary. That is, for example, they may be derived by calculation in the motor control device (3 or 3a), or may be derived from preset table data.
[注釈5]
モータ制御装置(3又は3a)の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア(プログラム)を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置を実現する場合、モータ制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア(プログラム)ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置を形成することも可能である。
[Note 5]
Part or all of the functions of the motor control device (3 or 3a) are realized by using software (program) incorporated in a general-purpose microcomputer, for example. When a motor control device is realized using software, a block diagram showing a configuration of each part of the motor control device represents a functional block diagram. Of course, it is also possible to form the motor control device not by software (program) but only by hardware or by a combination of software and hardware.
[注釈6]
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字(γなど)は、明細書において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。
[Note 6]
The following points should be noted in this specification and the drawings. In the drawings, Greek letters (such as γ) expressed as so-called subscripts can be expressed as standard characters that are not subscripts in the specification. The difference between the subscript and the standard character in this Greek letter should be ignored.
本発明は、家電用圧縮機や車載用空調機など、モータが用いられるあらゆる電気機器に適用可能である。   The present invention can be applied to all electric devices in which a motor is used, such as a compressor for home appliances and an air conditioner for vehicle installation.
本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体概略構成図である。1 is an overall schematic configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention. 図1のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。It is a figure which shows the typical example of the three-phase alternating current voltage applied to the motor of FIG. 図1のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。It is the figure which showed as a table | surface the relationship between the electricity supply pattern with respect to the motor of FIG. 1, and each electricity supply pattern and bus-line current. 図1のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the voltage level of each phase voltage and carrier signal in the motor of FIG. 1, and the waveform of the PWM signal and bus current according to the relationship. 図4の各タイミングにおける、図1の電機子巻線周辺の等価回路図である。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram around the armature winding of FIG. 1 at each timing of FIG. 4. 図1のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ(モード)及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。It is the figure which showed the phase of the electric current detected in the combination (mode) and level combination of each phase voltage in the motor of FIG. 1 in each combination as a table | surface. 図4に、実際に観測される母線電流の波形を追加した図である。It is the figure which added the waveform of the bus current actually observed to FIG. 1シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the electric current detection limit by 1 shunt electric current detection system. 全下アームがオンの時における電流の流れの例を、図1に付記した図である。It is the figure which added to FIG. 1 the example of the flow of an electric current when all the lower arms are ON. 2シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である(デッドタイムを無視した場合)。It is a figure for demonstrating the electric current detection limit by a 2 shunt electric current detection system (when dead time is disregarded). 2シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である(デッドタイムを無視した場合)。It is a figure for demonstrating the electric current detection limit by a 2 shunt electric current detection system (when dead time is disregarded). 2シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である(デッドタイムを考慮した場合)。It is a figure for demonstrating the current detection limit by a 2 shunt electric current detection system (when considering dead time). 2シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である(デッドタイムを考慮した場合)。It is a figure for demonstrating the current detection limit by a 2 shunt electric current detection system (when considering dead time). 図1のモータの解析モデル図である。It is an analysis model figure of the motor of FIG. 本発明の第1実施例に係るモータ駆動システムの動作フローチャートである。It is an operation | movement flowchart of the motor drive system which concerns on 1st Example of this invention. 本発明の第1実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。1 is a detailed block diagram of a motor drive system according to a first embodiment of the present invention. 2シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。It is a whole block diagram of the conventional motor drive system which employ | adopted the 2 shunt electric current detection system. 1シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。It is a whole block diagram of the conventional motor drive system which employ | adopted 1 shunt electric current detection system. 従来技術に係り、1シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令(パルス幅)の補正例を示す図である。It is a figure which shows the example of a correction | amendment of the voltage command (pulse width) at the time of employ | adopting a 1 shunt electric current detection system concerning a prior art.
符号の説明Explanation of symbols
1 モータ
2 インバータ
3、3a モータ制御装置
4 直流電源
6 回転子
7 固定子
7u、7v、7w 電機子巻線
21 1シャント電流検出部
22 2シャント電流検出部
23 選択部
SN1〜SN3 電流センサ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 2 Inverter 3, 3a Motor control apparatus 4 DC power supply 6 Rotor 7 Stator 7u, 7v, 7w Armature winding 21 1 Shunt current detection part 22 2 Shunt current detection part 23 Selection part SN1-SN3 Current sensor

Claims (6)

  1. 三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記モータの各相に流れる相電流を検出する第1の電流検出手段と、
    前記モータの各相における相電流が個別に流れる配線に対して設けられた電流センサを用いて、前記相電流を検出する第2の電流検出手段と、
    前記第1及び第2の電流検出手段の内、選択された一方の電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記モータを制御する制御手段と、を備えた
    ことを特徴とするモータ制御装置。
    A first current detection means for detecting a phase current flowing in each phase of the motor from an output current of the DC power supply flowing between an inverter driving a three-phase motor and a DC power supply;
    Second current detection means for detecting the phase current using a current sensor provided for a wiring through which a phase current in each phase of the motor flows individually;
    Control means for controlling the motor via the inverter based on a detection result of one of the first and second current detection means selected from the current detection means. Motor control device.
  2. 前記第1及び第2の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備え、
    前記選択手段は、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断し、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断した場合に前記第2の電流検出手段を選択する
    ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
    A selection unit for selecting one of the first and second current detection units;
    The selection means determines whether or not the phase current can be detected by the second current detection means, and when it is determined that the phase current can be detected by the second current detection means, the second current is detected. The motor control apparatus according to claim 1, wherein a detection unit is selected.
  3. 前記選択手段は、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報に基づいて、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する
    ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
    3. The motor according to claim 2, wherein the selection unit determines whether the phase current can be detected by the second current detection unit based on information indicating a voltage applied to the motor by the inverter. Control device.
  4. 前記選択手段は、前記モータの回転速度が所定の基準速度よりも遅い場合に、前記第2の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断する
    ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
    The selection means determines that the phase current can be detected by the second current detection means when the rotational speed of the motor is slower than a predetermined reference speed. The motor control apparatus described.
  5. 前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報、または、前記モータの回転速度を表す情報に基づいて、前記第1及び第2の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備えた
    ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
    The apparatus further comprises selection means for selecting one of the first and second current detection means based on information representing the voltage applied to the motor by the inverter or information representing the rotation speed of the motor. The motor control device according to claim 1.
  6. 三相式のモータと、
    前記モータを駆動するインバータと、
    前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項1〜請求項5の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
    ことを特徴とするモータ駆動システム。
    A three-phase motor,
    An inverter for driving the motor;
    A motor drive system comprising: the motor control device according to claim 1, wherein the motor is controlled by controlling the inverter.
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