JP3631645B2

JP3631645B2 - Millimeter wave radar module

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Publication number: JP3631645B2
Application number: JP32827799A
Authority: JP
Inventors: 平士郎河岸
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1999-11-18
Filing date: 1999-11-18
Publication date: 2005-03-23
Anticipated expiration: 2019-11-18
Also published as: JP2001141802A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミリ波帯域で用いられ、ミリ波の送信部にＮＲＤガイドを使用した自動車等用のミリ波レーダーモジュールであって、パワー制御を行うことによって出力電力を一定に保持するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ミリ波の送信部に非放射性誘電体線路（ＮｏｎＲａｄｉａｔｉｖｅＤｉｅｌｅｃｔｒｉｃｗａｖｅｇｕｉｄｅで、以下、ＮＲＤガイドという）を用いたミリ波レーダーモジュールのブロック回路図を図２に示す。上記ＮＲＤガイドは、図３に示すように、一対の平行平板導体１，１の間隔をλ／２（λは使用周波数において空気中での高周波信号（電磁波）の波長）とすることにより、外部から誘電体線路２へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路２中に高周波信号を伝送させるものである。
【０００３】
図２において、２１は、ガンダイオードとバラクタダイオードから構成される電圧制御発振器（ＶＣＯ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）であり、２２は、ＮＲＤガイドの２本の誘電体線路３，４を図４のようにカップラ型に構成して信号電力を分配する分配器、２３は、送信時と受信時とで信号の伝送方向を切り換えるサーキュレーター、２４はミリ波の送受信用アンテナ、２５は中間周波数（ＩＦ：ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）出力を得るためのミキサーである。なお、図４において、矢印は信号の伝搬方向、波線形の矢印は空間伝搬する信号をそれぞれ示し、Ｌは結合長を表わす。
【０００４】
上記電圧制御発振器２１は図８，図９に示すような構成であり、これらの図において、３２は、ガンダイオード３３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、３３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、３４は、金属部材３２の一側面に設置され、ガンダイオード３３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路３４ａを形成した配線基板、３５は、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、３６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路３６ａを設けた金属ストリップ共振器、３７は、金属ストリップ共振器３６により共振した高周波信号を電圧制御発振器２１外へ導く誘電体線路である。
【０００５】
さらに、誘電体線路３７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード３０を装荷した配線基板３８を設置している。このバラクタダイオード３０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路３７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード３０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路３７中を伝搬するＬＳＭ_０１モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード３０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード３０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、３９は、バラクタダイオード３０と誘電体線路３７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【０００６】
また図９に示すように、配線基板３８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路４０が形成され、チョーク型バイアス供給線路４０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード３０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路４０のバラクタダイオード３０との接続部には、接続用の電極３１が形成されている。
【０００７】
そして、ガンダイオード３３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器３６を通して誘電体線路３７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード３０部で反射されてガンダイオード３３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード３０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【０００８】
また、図２のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。電圧制御発振器２１の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、図５（ａ）の実線で示すように電圧振幅の時間変化が三角波となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、電圧制御発振器２１の出力周波数偏移を図５（ａ）の縦軸のように偏移させる。そして、送受信用アンテナ２４より出力信号（電波）を放射した場合、図５（ｂ）のように送受信用アンテナ２４の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、図５（ｂ）の点線に示される反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー２５の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、図５（ａ）の実線と点線の周波数差が出力される。
【０００９】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆｉｆ＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Ｆｉｆ：ＩＦ出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００１０】
一般に、ＦＭＣＷ方式のミリ波レーダーにおいて、ターゲット方向での分解能は１ｍ程度必要であり、この分解能を得るためには、ｒ＝ｃ／２Δｆ（ｒ：距離分解能，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という式から１５０ＭＨｚの周波数変化が必要である。実際には、電圧制御発振器２１のフリーランでの発振周波数にばらつきがある為、必要な周波数変化の帯域は、量産性を考慮して最低でも５００ＭＨｚ程度必要である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイドの誘電体線路や図２の分配器２２には特有の周波数特性があり、所望の帯域でその周波数特性を完全にフラットとすること、即ち或る帯域で送信波の強度を一定レベルに保つことは困難であった。また、一般的に電圧制御発振器２１には温度特性があり、温度が上昇するとその発振器出力が低下する。これらの周波数特性、温度特性から、送受信用アンテナ２４から出力される出力電力は一定とはならず、数ｄＢの偏差が現れるという問題点があり、従って従来ミリ波レーダーモジュールでは送信出力（パワー）の精度の良い制御ができなかった。
【００１２】
また、図２の従来例において、ＭＭＩＣ（ＭｉｃｒｏｗａｖｅＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）を用いたミリ波レーダーモジュールも提案されているが、車載用の７７ＧＨｚ帯域のＭＭＩＣは量産性が悪く高価である。またＭＭＩＣを用いた場合、ＮＲＤ型ガイドとの接続が難しいためコプレナー線路等が用いられるが、高周波信号の損失が７７ＧＨｚ帯域において大きいため実用上問題がある。
【００１３】
本発明は、上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、送信部に起因する周波数特性、温度特性により変動する送信出力、即ち送信出力偏差を抑制し、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現するとともに、低損失のものとすることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明のミリ波レーダーモジュールは、高周波ダイオードから出力された高周波信号を、バイアス電圧印加方向が前記高周波信号の電界方向に合致するように前記高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する電圧制御発振器と、サーキュレーターとショットキーダイオードが設けられた反射器とからなり、前記電圧制御発振器から出力され前記サーキュレータに入力された前記送信用のミリ波信号を、制御電圧信号がバイアス電圧として入力される前記ショットキーダイオードにより検波して消費するかまたは反射して出力することにより、その減衰比を前記制御電圧信号が増大すると減衰特性も増大するように制御して、前記送信用のミリ波信号の信号強度を所定レベルに維持して出力するように動作する可変減衰器と、前記送信用のミリ波信号を前記可変減衰器側および前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とが入力され中間周波信号を生成するミキサー側に分配する第１の分配器と、入力されたミリ波信号をショットキーダイオードで検波し直流化して検波電圧信号として出力し、入力された前記ミリ波信号の入力電力が増大すると前記検波電圧信号も増大する検波器と、前記可変減衰器から出力された前記ミリ波信号の一部を、送受信用アンテナ側および前記検波器側に分配する第２の分配器と、前記検波器により前記出力用のミリ波信号の一部を直流化して得られた前記検波電圧信号と基準電圧信号とを比較することにより、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より大きい場合には利得制御信号を上げて前記可変減衰器の前記減衰比を上げ、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より小さい場合には前記利得制御信号を下げて前記可変減衰器の前記減衰比を下げるように前記減衰比を制御する前記制御電圧信号を出力する比較器とを具備して成り、前記電圧制御発振器・第１の分配器・可変減衰器・第２の分配器および検波器は、それぞれ前記ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に配設した誘電体線路を信号伝送線路として具備することを特徴とする。
【００１５】
本発明は、上記構成により、送信部に起因する周波数特性、温度特性による送信出力偏差を抑制し、所望の帯域で送信波の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現することができ、その結果ミリ波レーダーの探知距離の低下を防いでその性能を維持することができ、さらには損失の小さいものとすることができる。
【００１６】
前記誘電体線路はＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体から成ることを特徴とする。これにより、従来のアルミナセラミックス等よりも低比誘電率のセラミックス等からなる誘電体線路を用いることで低損失のものとでき、また低比誘電率ではあるが伝搬モードのＬＳＭモードの電磁波がＬＳＥモードへ変換され易いテフロン等よりもさらに低損失となる。よって、伝送損失が少なく、かつ安価で高い形状精度の誘電体線路を作製することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明のミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１は、本発明のミリ波レーダーモジュールの一実施形態を示すブロック回路図である。図１において、１１は高周波ダイオードとしてのガンダイオードと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）とを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、高周波ダイオードより発振した高周波信号を、バイアス電圧印加方向が高周波信号の伝搬方向に垂直な方向（電界方向）に合致するように高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号を発振する。また、１２は第１の分配器、１３は可変減衰器、１４は第２の分配器（カップラー）、１５はサーキュレーター、１６は送受信用アンテナ、１７は検波器、１８は電圧比較器、１９はミキサーである。なお、電圧制御発振器１１の基本構成は図８，図９のものと同様であり、その詳細な説明は省略する。
【００１８】
電圧制御発振器１１で三角波の入力により周波数変調された発振器出力は、第１の分配器１２で分配され、可変減衰器１３，カップラー１４，サーキュレーター１５を通り、送受信用アンテナ１６より出力される。ターゲットからの反射波は送受信用アンテナ１６で受信され、サーキュレーター１５を通り、ミキサー１９で第１の分配器１２からの電圧制御発振器１１の出力（ミリ波信号の一部で分配波）と混合され、受信波と分配波との周波数差が出力される。
【００１９】
カップラー１４の構造は第１の分配器１２と同じであり、図４に示すように、空間的に電磁結合した２本の誘電体線路３，４から成る。カップラー１４では間隔（結合長）Ｌを第１の分配器１２よりも広げ、その結合度を弱くし、分配比を低くしたものである。分配された送信信号（ミリ波信号）の電力の一部は、検波器１７でショットキーダイオードにより検波され、直流電圧となって出力され、電圧比較器１８で基準電圧と比較された後、その出力を可変減衰器１３にフィードバックし、その出力を一定に保つように制御される。
【００２０】
以下に、上記の利得制御について詳細に説明する。検波器１７においては、例えばその入力電力と検波電圧信号Ｖｄｅｔとの間には、入力電力が増大すると検波電圧信号Ｖｄｅｔも一定の関係で増大する正の相関関係を有するものとする。また、可変減衰器１３においても、例えば制御電圧信号Ｖｃと減衰特性との間には、制御電圧信号Ｖｃが増大すると減衰特性も増大する正の相関関係を有するものとする。
【００２１】
一方、電圧比較器１８は、検波電圧信号Ｖｄｅｔが例えばプラス（＋）側に、出力電力設定の基準となる基準電圧信号Ｖｒｅｆがマイナス（−）側に入力される。この基準電圧信号Ｖｒｅｆは、例えばこのミリ波レーダーモジュールの回路の電源電圧（例えば５Ｖ）を抵抗で分圧する等の方法により所望の設定値の電圧（例えば２．５Ｖ）とされる。また、一般に検波電圧信号Ｖｄｅｔは基準電圧信号Ｖｒｅｆに比べてかなり小さいので、オペアンプ等により２．５Ｖ程度になるように増幅する。
【００２２】
そして、検波電圧信号Ｖｄｅｔと基準電圧信号Ｖｒｅｆとの関係がＶｄｅｔ＞Ｖｒｅｆの場合、すなわち送信信号の電力が設定より大きい場合にはその出力である利得制御信号Ｖｃを上げ、それにより可変減衰器１３の減衰比を上げて送信信号の電力を小さくする。他方、Ｖｄｅｔ＜Ｖｒｅｆの場合、すなわち送信信号の電力が設定より小さい場合にはその出力である利得制御信号Ｖｃを下げ、それにより可変減衰器１３の減衰比を下げて送信信号の電力を大きくする。このようにして、常にＶｄｅｔ＝Ｖｒｅｆとなるように利得制御信号Ｖｃを調整することによって、ミリ波レーダーモジュールの送信出力が一定となるように制御するループを構成している。
【００２３】
次に可変減衰器１３について説明する。可変減衰器１３は図６のようにサーキュレーターと反射器とから構成される。図６において、６１は、入力用の誘電体線路５１の一端に設けられた送信信号（ミリ波）の入力ポート、６２は、反射用の誘電体線路５２の一端に設けられた反射ポート、６３は、出力用の誘電体線路５３の一端に設けられた出力ポートである。また、６４は、誘電体線路５１，５２，５３を往き来する信号を誘電体線路５１，５２，５３間で結合させるとともに、サーキュレーターとして機能するフェライト、６５は、インピーダンス整合用のエアギャップ、６６は、ショットキーダイオードをマウントするためのダイオードマウント（ダイオード設置用基板）、６６ａはショットキーダイオード、６７はアルミナ（Ａｌ_２Ｏ_３）セラミックス等からなるインピーダンス整合用の高比誘電率（比誘電率１０程度以上）の誘電体薄板、６８は負荷抵抗である。
【００２４】
この可変減衰器１３において、ショットキーダイオード６６ａに順方向にバイアス電圧を印加した場合、入力ポート６１から入力されたミリ波はショットキーダイオード６６ａにて検波され、負荷抵抗６８にて消費される。無バイアスあるいは逆方向バイアス時には不整合状態となり、ミリ波はショットキーダイオード６６ａで反射し、サーキュレーターを介して出力ポート６３から出力される。この可変減衰器１３の特性は、図７のように順方向バイアス電圧の増加に伴い減衰比が大きくなる。例えば、図７において順方向バイアス電圧が０〜５Ｖとすると、比較器１８によって制御可能となる。
【００２５】
このようにして、ショットキーダイオード６６ａのバイアス電圧として利得制御信号Ｖｃを入力することにより、利得制御信号Ｖｃが大きい場合（Ｖｄｅｔ＞Ｖｒｅｆの場合）減衰比を大きくして送信出力を下げ、利得制御信号Ｖｃが小さい場合（Ｖｄｅｔ＜Ｖｒｅｆの場合）減衰比を小さくして送信出力を上げるという制御を行うことが可能となる。
【００２６】
本発明において、電圧制御発振器１１，第１の分配器１２，可変減衰器１３，第２の分配器１４および検波器１７をＮＲＤガイドより構成するが、以下にＮＲＤガイドの詳細な構成について説明する。
【００２７】
図８，図９の電圧制御発振器１１において、チョーク型バイアス供給線路３４ａおよび帯状導体３５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００２８】
また、帯状導体３５は金属部材３２の表面から所定間隔をあけて金属部材３２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード素子３３間に架け渡されている。即ち、帯状導体３５の一端はチョーク型バイアス供給線路３４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体３５の他端はガンダイオード素子３３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体３５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００２９】
そして、金属部材３２は、ガンダイオード素子３３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレス），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材３２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００３０】
また、誘電体線路３７の材料は、コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ_２Ｏ_３・５ＳｉＯ_２）セラミックス等のＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体が好ましく、その他アルミナ（Ａｌ_２Ｏ_３）セラミックス，ガラスセラミックス等を用いてもよい。これらは高周波帯域において低損失であるが、特にＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体はより低損失なものが作製できる。
【００３１】
図８の構成において、金属ストリップ共振器３６を省き、ガンダイオード素子３３と誘電体線路３７とを直接電磁結合させ、かつ帯状導体３５を共振器として機能させることもできる。この場合、ガンダイオード素子３３と誘電体線路３７との間隔は１．０ｍｍ程度以下が好ましく、１．０ｍｍを超えると損失を小さくして電磁的結合が可能な最大離間幅を超える。またこの場合、チョーク型バイアス供給線路３４ａは、幅の広い線路の長さと幅の狭い線路の長さとがそれぞれ略λ／４の広狭線路から成り、また帯状導体３５の長さは略｛（３／４）＋ｎ｝λ（ｎは０以上の整数）とするのが良い。さらに、この帯状導体３５の長さは略３λ／４〜略｛（３／４）＋３｝λが良く、略｛（３／４）＋３｝λを超えると帯状導体３５が長くなり、撓み、捩じれ等が生じ易くなり、個々の高周波ダイオード発振器間で発振周波数等の特性のばらつきが大きくなるとともに、種々の共振モードが発生して、所望の発振周波数と異なる周波数の信号が発生するという問題が生じる。より好ましくは、略３λ／４，略｛（３／４）＋１｝λである。
【００３２】
また、略｛（３／４）＋ｎ｝λとしたのは、｛（３／４）＋ｎ｝λから多少ずれていても共振は可能だからである。例えば、帯状導体３５を｛（３／４）＋ｎ｝λよりも１０〜２０％程度長く形成しても良く、その場合、帯状導体３５の接するチョーク型バイアス供給線路３４ａの１パターン目の長さλ／４のうち一部が共振に寄与すると考えられるからである。従って、帯状導体３５の長さは｛（３／４）＋ｎ｝λ±２０％程度の範囲内で変化させることができる。
【００３３】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３４】
また本発明のガンダイオード素子３３等の高周波ダイオードとしては、インパット（ｉｍｐａｔｔ：ｉｍｐａｃｔｉｏｎｉｓａｔｉｏｎａｖａｌａｎｃｈｅｔｒａｎｓｉｔｔｉｍｅ）・ダイオード，トラパット（ｔｒａｐａｔｔ：ｔｒａｐｐｅｄｐｌａｓｍａａｖａｌａｎｃｈｅｔｒｉｇｇｅｒｅｄｔｒａｎｓｉｔ）・ダイオード等のミリ波ダイオードが好適に使用される。
【００３５】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体１は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，ＳＵＳ（ステンレス），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３６】
上記のＮＲＤガイドに関する構成は、電圧制御発振器１１ばかりでなく、第１の分配器１２，可変減衰器１３，第２の分配器１４，検波器１７にも適用されることはいうまでもない。
【００３７】
また、図４に示す構造の第１の分配器１２，第２の分配器１４は、コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ_２Ｏ_３・５ＳｉＯ_２）セラミックス，アルミナ（Ａｌ_２Ｏ_３）セラミックス等の高周波に対して低損失の誘電体材料からなり、直線状の誘電体線路３とそれに電磁結合するように近接配置された弧状の誘電体線路４とから構成される。第１の分配器１２の結合長（間隔）Ｌは、３ｄＢの分配比となるため、例えば７７ＧＨｚ帯においてコーディエライトセラミックスを用いた場合１．２５ｍｍ程度とする。一方、第２の分配器１４の結合長（間隔）Ｌは、１０ｄＢの分配比とすると、例えば７７ＧＨｚ帯においてコーディエライトセラミックスを用いた場合２．２５ｍｍ程度とする。
【００３８】
次に、検波器１７について説明する。図１０は検波器１７を示し、（ａ）は検波器１７の斜視図、（ｂ）検波器１７用のショットキーダイオード９３ａの平面図である。同図において、８１は入力用の誘電体線路、９１は入力ポート、９２はインピーダンス整合用の高比誘電率（比誘電率１０程度以上）のアルミナセラミックス等からなる誘電体薄板、９３はショットキーダイオード９３ａをマウントするためのダイオードマウントである。第２の分配器１４で分岐されたミリ波信号の一方は、入力ポート９１から入力され、誘電体線路８１中を伝搬しショットキーダイオード９３ａで検波され直流化されて比較器（コンパレータ）１８に入力される。
【００３９】
本発明において、誘電体線路はＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体、具体的にはコーディエライトセラミックス等から成ることが好ましい。上記焼結体は比誘電率４．５〜８程度が良い。比誘電率をこの範囲に限定したのは、比誘電率が４．５未満の場合、伝搬モードのＬＳＭモードの電磁波のＬＳＥモードへの変換が大きくなるからである。また、比誘電率が８を超えると、５０ＧＨｚ以上の周波数で使用する際、誘電体線路の幅を非常に細くしなければならず、加工が困難になって形状精度が劣化し、強度の点でも問題が生じる。
【００４０】
また誘電体線路の材料として、使用周波数５０〜９０ＧＨｚでのＱ値が１０００以上である、Ｍｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分としたセラミックスを用いるのが良い。これは、近年におけるミリ波帯に含まれる５０〜９０ＧＨｚで使用される誘電体線路として、十分な低損失性を実現するものである。
【００４１】
そして、誘電体線路の組成および組成比は、モル比組成式をｘＭｇＯ・ｙＡｌ_２Ｏ_３・ｚＳｉＯ_２と表した時に、ｘ＝１０〜４０モル％，ｙ＝１０〜４０モル％，ｚ＝２０〜８０モル％，ｘ＋ｙ＋ｚ＝１００モル％を満足するのがよい。
【００４２】
本発明の誘電体線路の材料であるセラミックス（誘電体磁器組成物）の主成分の組成比を前記範囲に限定したのは、次の理由による。即ち、ＭｇＯのモル％を示すｘを１０〜４０モル％としたのは、１０モル％未満では良好な焼結体が得られず、また４０モル％を超えると比誘電率が大きくなるからである。特にｘは、６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から１５〜３５モル％が望ましい。
【００４３】
また、Ａｌ_２Ｏ_３のモル％を示すｙを１０〜４０モル％としたのは、Ａｌ_２Ｏ_３量ｙが１０モル％よりも小さい場合には良好な焼結体が得られず、４０モル％を超えると比誘電率が大きくなるからである。Ａｌ_２Ｏ_３量を示すｙは、６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から１７〜３５モル％が望ましい。
【００４４】
ＳｉＯ_２のモル％ｚを２０〜８０モル％としたのは、ｚが２０モル％よりも小さい場合には比誘電率が大きくなり、８０モル％を超えると良好な焼結体が得られずＱ値が低下するからである。ＳｉＯ_２量を示すｚは６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から３０〜６５モル％が望ましい。
【００４５】
これらＭｇＯ，Ａｌ_２Ｏ_３，ＳｉＯ_２のモル％を示すｘ，ｙ，ｚは、ＥＰＭＡ（ＥｌｅｃｔｒｏｎＰｒｏｂｅＭｉｃｒｏＡｎａｌｙｓｉｓ）法，ＸＲＤ（Ｘ−ｒａｙＤｉｆｆｒａｃｔｉｏｎ：Ｘ線回折）法等の分析方法で特定できる。
【００４６】
また、本発明の誘電体線路用のセラミックス（誘電体磁器組成物）は、主結晶相がコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ_２Ｏ_３・５ＳｉＯ_２）であり、他の結晶相としてムライト（３Ａｌ_２Ｏ_３・２ＳｉＯ_２），スピネル（ＭｇＯ・Ａｌ_２Ｏ_３），プロトエンスタタイト｛メタ珪酸マグネシウム（ＭｇＯ・ＳｉＯ_２）を主成分とするステアタイトの一種｝，クリノエンスタタイト｛メタ珪酸マグネシウム（ＭｇＯ・ＳｉＯ_２）を主成分とするステアタイトの一種｝，フォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ_２），クリストバライト｛珪酸（ＳｉＯ_２）の一種｝，トリジマイト｛珪酸（ＳｉＯ_２）の一種｝，サファリン（Ｍｇ，Ａｌの珪酸塩の一種）等が析出する場合があるが、組成によってその析出相が異なる。なお、本発明の誘電体磁器組成物ではコーディエライトのみからなる結晶相であってもよい。
【００４７】
本発明の誘電体線路用の誘電体磁器組成物は、以下のようにして製造する。原料粉末として、例えばＭｇＣＯ_３粉末，Ａｌ_２Ｏ_３粉末，ＳｉＯ_２粉末を用い、これらを所定割合で秤量し、湿式混合した後乾燥し、この混合物を大気中において１１００〜１３００℃で仮焼した後、粉砕し粉末状とする。得られた粉末に適量の樹脂バインダを加えて成形し、この成形体を大気中１３００〜１４５０℃で焼成することにより得られる。
【００４８】
原料粉末中に含まれるＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの各元素は、それぞれ酸化物，炭酸塩，酢酸塩等の無機化合物、もしくは有機金属等の有機化合物のいずれであってもよく、焼成により酸化物となるものであれば良い。
【００４９】
なお、本発明の誘電体磁器組成物の主成分は、Ｍｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とし、５０〜９０ＧＨｚでのＱ値を１０００以上であるという特性を損なわない範囲で、上記元素以外に、粉砕ボールや原料粉末の不純物が混入したり、焼結温度範囲の制御、機械的特性向上を目的に他の成分を含有させても良い。例えば、希土類元素化合物、Ｂａ，Ｓｒ，Ｃａ，Ｎｉ，Ｃｏ，Ｉｎ，Ｇａ，Ｔｉ等の酸化物、ならびに窒化ケイ素等の窒化物などの非酸化物である。これらは単独または複数種が含まれていても良い。
【００５０】
かくして、本発明は、送信部の各種部品の周波数特性、温度特性により変動するミリ波信号の送信出力、即ち送信出力偏差を抑制し、所望の帯域でミリ波信号の送信出力の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーの探知距離の低下を防ぎその性能を高いレベルに維持でき、さらには損失の小さいものとし得るという作用効果を有する。
【００５１】
例えば、本発明のコーディエライトセラミックスからなる誘電体線路を用いたＮＲＤ型ガイドによるミリ波レーダーモジュールの場合、０．１ｄＢ／ｃｍというきわめて低損失のものが実現できた。
【００５２】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。
【００５３】
【発明の効果】
本発明のミリ波レーダーモジュールによれば、高周波ダイオードから出力された高周波信号を、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する電圧制御発振器と、サーキュレーターとショットキーダイオードが設けられた反射器とからなり、電圧制御発振器から出力されサーキュレータに入力された送信用のミリ波信号を、制御電圧信号がバイアス電圧として入力されるショットキーダイオードにより検波して消費するかまたは反射して出力することにより、その減衰比を制御電圧信号が増大すると減衰特性も増大するように制御して、送信用のミリ波信号の信号強度を所定レベルに維持して出力するように動作する可変減衰器と、送信用のミリ波信号を可変減衰器側および送信用のミリ波信号の一部と受信波とが入力され中間周波信号を生成するミキサー側に分配する第１の分配器と、入力されたミリ波信号をショットキーダイオードで検波し直流化して検波電圧信号として出力し、入力されたミリ波信号の入力電力が増大すると検波電圧信号も増大する検波器と、可変減衰器から出力されたミリ波信号の一部を、送受信用アンテナ側および検波器側に分配する第２の分配器と、検波器により出力用のミリ波信号の一部を直流化して得られた検波電圧信号と基準電圧信号とを比較することにより、検波電圧信号が基準電圧信号より大きい場合には利得制御信号を上げて可変減衰器の減衰比を上げ、検波電圧信号が基準電圧信号より小さい場合には利得制御信号を下げて可変減衰器の減衰比を下げるように減衰比を制御する制御電圧信号を出力する比較器とを具備して成り、電圧制御発振器・第１の分配器・可変減衰器・第２の分配器および検波器は、それぞれミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に配設した誘電体線路を信号伝送線路として具備することから、送信部の各種部品の周波数特性や温度特性による送信用のミリ波信号の送信出力偏差を抑制し、送信用のミリ波信号の送信出力の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現でき、その結果、送信出力の変動によるミリ波レーダーの探知距離の低下を防ぎ、その性能を高いレベルに維持でき、さらには低損失のものとし得るという作用効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のミリ波レーダーモジュールのブロック回路図である。
【図２】従来のミリ波レーダーモジュールのブロック回路図である。
【図３】ＮＲＤガイドの基本構成を示す斜視図である。
【図４】本発明のミリ波レーダーモジュール用の第１の分配器，第２の分配器（カップラー）の基本構成を示す平面図である。
【図５】ＦＭＣＷ方式のレーダーの原理を示し、（ａ）は時間軸方向に三角波となるように周波数変調されたミリ波信号の送信波（実線）と受信波（破線）のグラフ、（ｂ）はＦＭＣＷ方式のレーダーの原理を説明するブロック図である。
【図６】本発明のミリ波レーダーモジュール用の可変減衰器の斜視図である。
【図７】可変減衰器のショットキーダイオードの順方向バイアス電圧と減衰比との関係を示すグラフである。
【図８】本発明の電圧制御発振器の斜視図である。
【図９】図８の電圧制御発振器における周波数変調用のバラクダダイオード部の平面図である。
【図１０】本発明のミリ波レーダーモジュール用の検波器を示し、（ａ）は検波器の斜視図、（ｂ）は検波器用のショットキーダイオードの平面図である。
【符号の説明】
１１：電圧制御発振器
１２：第１の分配器
１３：可変減衰器
１４：第２の分配器（カップラー）
１５：サーキュレーター
１６：送受信用アンテナ
１７：検波器
１８：電圧比較器
１９：ミキサー
６１：入力ポート
６２：反射ポート
６３：出力ポート
６４：フェライト
６６ａ：ショットキーダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a millimeter-wave radar module for an automobile or the like that is used in a millimeter-wave band and uses an NRD guide for a millimeter-wave transmitter, and that maintains output power constant by performing power control.
[0002]
[Prior art]
FIG. 2 shows a block circuit diagram of a millimeter wave radar module that conventionally uses a nonradiative dielectric line (hereinafter referred to as an NRD guide) for a millimeter wave transmitter. As shown in FIG. 3, the NRD guide has a distance of λ / 2 between the pair of parallel plate conductors 1 and 1 (λ is the wavelength of a high-frequency signal (electromagnetic wave) in the air at the operating frequency). The high frequency signal is transmitted into the dielectric line 2 by eliminating noise from entering the dielectric line 2 and eliminating the radiation of the high frequency signal to the outside.
[0003]
In FIG. 2, 21 is a voltage controlled oscillator (VCO: Voltage Control Oscillator) composed of a Gunn diode and a varactor diode, and 22 is two dielectric lines 3 and 4 of the NRD guide as shown in FIG. A distributor configured to distribute signal power by being configured as a coupler, 23 is a circulator that switches a signal transmission direction between transmission and reception, 24 is a millimeter-wave transmission / reception antenna, and 25 is an intermediate frequency (IF). ) A mixer for obtaining output. In FIG. 4, an arrow indicates a signal propagation direction, a wave-shaped arrow indicates a signal propagating in space, and L indicates a coupling length.
[0004]
The voltage controlled oscillator 21 is configured as shown in FIGS. 8 and 9. In these drawings, 32 is a metal member such as a metal block for mounting (mounting) the Gunn diode 33, and 33 is a millimeter wave. A Gunn diode 34, which is a type of high-frequency diode that oscillates, is installed on one side of the metal member 32 and supplies a bias voltage to the Gunn diode 33 and functions as a low-pass filter that prevents high-frequency signal leakage. A wiring board on which a supply line 34a is formed, 35 is a strip conductor such as a metal foil ribbon that connects the choke-type bias supply line 34a and the upper conductor of the Gunn diode 33, and 36 is a metal strip for resonance on a dielectric substrate. The metal strip resonator 37 provided with the line 36 a is a high frequency signal resonated by the metal strip resonator 36. Which is a dielectric line that leads to the voltage controlled oscillator 21 outside.
[0005]
Further, a wiring board 38 loaded with a varactor diode 30 which is a frequency modulation diode and a kind of variable capacitance diode is installed in the middle of the dielectric line 37. The bias voltage application direction of the varactor diode 30 is a direction (electric field direction) perpendicular to the high-frequency signal propagation direction in the dielectric line 37 and parallel to the main surface of the parallel plate conductor. Further, the bias voltage application direction of the varactor diode 30 is LSM propagating in the dielectric line 37. ₀₁ This matches the electric field direction of the high-frequency signal of the mode, thereby electromagnetically coupling the high-frequency signal and the varactor diode 30 and changing the electrostatic capacity of the varactor diode 30 by controlling the bias voltage, thereby The frequency can be controlled. Reference numeral 39 denotes a dielectric plate having a high relative dielectric constant for impedance matching between the varactor diode 30 and the dielectric line 37.
[0006]
As shown in FIG. 9, a second choke type bias supply line 40 is formed on one main surface of the wiring board 38, and a beam lead type varactor diode 30 is arranged in the middle of the choke type bias supply line 40. . A connection electrode 31 is formed at a connection portion between the second choke-type bias supply line 40 and the varactor diode 30.
[0007]
The high frequency signal oscillated from the Gunn diode 33 is led to the dielectric line 37 through the metal strip resonator 36. Next, part of the high-frequency signal is reflected by the varactor diode 30 and returns to the Gunn diode 33 side. This reflected signal changes with the change in the capacitance of the varactor diode 30, and the oscillation frequency changes.
[0008]
Further, the millimeter wave radar module of FIG. 2 is an FMCW (Frequency Modulation Continuous Waves) system, and its operation principle is as follows. As shown by the solid line in FIG. 5 (a), an input signal whose voltage amplitude changes with time as a triangular wave is input to the modulation signal input MODIN terminal of the voltage controlled oscillator 21, the output signal is frequency-modulated, and voltage control is performed. The output frequency shift of the oscillator 21 is shifted as indicated by the vertical axis in FIG. When the output signal (radio wave) is radiated from the transmission / reception antenna 24 and the target is present in front of the transmission / reception antenna 24 as shown in FIG. The reflected wave (received wave) indicated by the dotted line in FIG. At this time, the frequency difference between the solid line and the dotted line in FIG. 5A is output to the IFOUT terminal on the output side of the mixer 25.
[0009]
By analyzing the frequency components such as the output frequency of the IFOUT terminal, Fif = 4R · fm · Δf / c (Fif: IF output frequency, R: distance, fm: modulation frequency, Δf: frequency shift width, c: The distance can be obtained from the relational expression (light speed).
[0010]
In general, in the FMCW millimeter-wave radar, the resolution in the target direction is required to be about 1 m. In order to obtain this resolution, r = c / 2Δf (r: distance resolution, Δf: frequency deviation width, c: A change in frequency of 150 MHz is necessary from the equation of light speed. Actually, since the oscillation frequency in the free run of the voltage controlled oscillator 21 varies, a necessary frequency change band is required to be at least about 500 MHz in consideration of mass productivity.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, the dielectric line of the NRD guide and the distributor 22 of FIG. 2 have a specific frequency characteristic, and the frequency characteristic is completely flat in a desired band, that is, the intensity of the transmission wave is constant in a certain band. It was difficult to keep the level. In general, the voltage controlled oscillator 21 has temperature characteristics, and when the temperature rises, the output of the oscillator decreases. From these frequency characteristics and temperature characteristics, the output power output from the transmitting / receiving antenna 24 is not constant, and there is a problem that a deviation of several dB appears. Therefore, the conventional millimeter wave radar module has a transmission output (power). Could not be controlled with high accuracy.
[0012]
In the conventional example of FIG. 2, a millimeter wave radar module using MMIC (Microwave Monolithic Integrated Circuit) has also been proposed. However, an in-vehicle 77 GHz band MMIC is poor in mass productivity and expensive. In addition, when the MMIC is used, a coplanar line or the like is used because it is difficult to connect to the NRD type guide, but there is a practical problem because the loss of the high frequency signal is large in the 77 GHz band.
[0013]
The present invention has been completed in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to suppress a transmission output that fluctuates depending on a frequency characteristic and a temperature characteristic caused by a transmission unit, that is, a transmission output deviation, and transmit in a millimeter wave radar module. The purpose is to achieve high-precision control of output and to achieve low loss.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The millimeter wave radar module of the present invention is a variable capacitance diode arranged in a propagation path of a high frequency signal such that a bias voltage application direction matches an electric field direction of the high frequency signal. By periodically controlling the bias voltage, it comprises a voltage-controlled oscillator that outputs a millimeter-wave signal for frequency modulation into a triangular wave, and a reflector provided with a circulator and a Schottky diode. The transmission millimeter-wave signal that is output and input to the circulator is detected by the Schottky diode to which a control voltage signal is input as a bias voltage and consumed or reflected and output, whereby the attenuation ratio Is controlled so that the attenuation characteristic increases as the control voltage signal increases. A variable attenuator that operates to maintain and output a signal intensity of the millimeter wave signal for transmission at a predetermined level, and the millimeter wave signal for transmission is connected to the variable attenuator side and the millimeter wave signal for transmission. A first distributor that receives a part of the received wave and generates an intermediate frequency signal and distributes it to the mixer side, and detects the input millimeter wave signal with a Schottky diode, converts it into a direct current, and outputs it as a detected voltage signal. A detector in which the detected voltage signal increases as input power of the input millimeter wave signal increases, and a part of the millimeter wave signal output from the variable attenuator is connected to the transmitting / receiving antenna side and the detector side The detected voltage signal by comparing the detected voltage signal obtained by converting a part of the output millimeter-wave signal into a direct current by the detector and the reference voltage signal. Before When the voltage is larger than the reference voltage signal, the gain control signal is increased to increase the attenuation ratio of the variable attenuator. When the detection voltage signal is smaller than the reference voltage signal, the gain control signal is decreased to decrease the variable attenuator. And a comparator for outputting the control voltage signal for controlling the attenuation ratio so as to lower the attenuation ratio of the voltage controlled oscillator, the first distributor, the variable attenuator, and the second distributor. Each of the detectors includes a dielectric line disposed as a signal transmission line between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal.
[0015]
With the above configuration, the present invention suppresses transmission output deviation due to frequency characteristics and temperature characteristics caused by the transmission unit, and maintains the transmission wave intensity at a constant level in a desired band, so that the transmission output of the millimeter wave radar module can be reduced. High-precision control can be realized, and as a result, the detection range of the millimeter wave radar can be prevented from being lowered and its performance can be maintained, and further, the loss can be reduced.
[0016]
The dielectric line is characterized by comprising a sintered body whose main component is a composite oxide of Mg, Al, and Si. As a result, it is possible to reduce the loss by using a dielectric line made of ceramics having a relative dielectric constant lower than that of conventional alumina ceramics and the like. The loss is even lower than that of Teflon which is easily converted to the mode. Therefore, it is possible to manufacture a dielectric line with low transmission loss, low cost, and high shape accuracy.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The millimeter wave radar module of the present invention will be described below. FIG. 1 is a block circuit diagram showing an embodiment of the millimeter wave radar module of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 11 denotes a voltage controlled oscillator (VCO) having a Gunn diode as a high frequency diode and a variable capacitance diode (varactor diode). A high frequency signal oscillated from the high frequency diode is propagated in a direction in which a bias voltage is applied. Millimeter-wave signal for transmission that is frequency-modulated into a triangular wave by periodically controlling the bias voltage of the variable-capacitance diodes arranged in the high-frequency signal propagation path so as to match the direction perpendicular to the direction (electric field direction) Oscillates. Also, 12 is a first distributor, 13 is a variable attenuator, 14 is a second distributor (coupler), 15 is a circulator, 16 is a transmission / reception antenna, 17 is a detector, 18 is a voltage comparator, and 19 is It is a mixer. The basic configuration of the voltage controlled oscillator 11 is the same as that shown in FIGS. 8 and 9, and a detailed description thereof will be omitted.
[0018]
The oscillator output frequency-modulated by the triangular wave input by the voltage controlled oscillator 11 is distributed by the first distributor 12, passes through the variable attenuator 13, the coupler 14, and the circulator 15, and is output from the transmitting / receiving antenna 16. The reflected wave from the target is received by the transmitting / receiving antenna 16, passes through the circulator 15, and is mixed with the output of the voltage controlled oscillator 11 from the first distributor 12 (distributed wave as a part of the millimeter wave signal) by the mixer 19. The frequency difference between the received wave and the distributed wave is output.
[0019]
The structure of the coupler 14 is the same as that of the first distributor 12 and is composed of two dielectric lines 3 and 4 spatially electromagnetically coupled as shown in FIG. In the coupler 14, the interval (coupling length) L is wider than that of the first distributor 12, the coupling degree is weakened, and the distribution ratio is lowered. A part of the power of the distributed transmission signal (millimeter wave signal) is detected by a detector 17 by a Schottky diode, outputted as a DC voltage, and compared with a reference voltage by a voltage comparator 18. The output is fed back to the variable attenuator 13 and controlled so as to keep the output constant.
[0020]
The above gain control will be described in detail below. In the detector 17, for example, it is assumed that the input voltage and the detected voltage signal Vdet have a positive correlation in which the detected voltage signal Vdet increases with a constant relationship when the input power increases. Also in the variable attenuator 13, for example, the control voltage signal Vc and the attenuation characteristic have a positive correlation in which the attenuation characteristic increases as the control voltage signal Vc increases.
[0021]
On the other hand, the voltage comparator 18 receives the detected voltage signal Vdet on the plus (+) side, for example, and the reference voltage signal Vref serving as a reference for setting the output power on the minus (−) side. The reference voltage signal Vref is set to a voltage having a desired setting value (for example, 2.5 V) by, for example, a method of dividing a power supply voltage (for example, 5 V) of the circuit of the millimeter wave radar module with a resistor. In general, the detection voltage signal Vdet is considerably smaller than the reference voltage signal Vref, so that it is amplified to about 2.5 V by an operational amplifier or the like.
[0022]
When the relationship between the detection voltage signal Vdet and the reference voltage signal Vref is Vdet> Vref, that is, when the power of the transmission signal is larger than the set value, the gain control signal Vc that is the output is increased, thereby the variable attenuator 13. The transmission signal power is reduced by increasing the attenuation ratio. On the other hand, when Vdet <Vref, that is, when the power of the transmission signal is smaller than the setting, the output gain control signal Vc is lowered, thereby reducing the attenuation ratio of the variable attenuator 13 and increasing the power of the transmission signal. . In this way, a loop for controlling the transmission output of the millimeter wave radar module to be constant by adjusting the gain control signal Vc so that Vdet = Vref is always established is configured.
[0023]
Next, the variable attenuator 13 will be described. The variable attenuator 13 includes a circulator and a reflector as shown in FIG. In FIG. 6, 61 is a transmission signal (millimeter wave) input port provided at one end of an input dielectric line 51, 62 is a reflection port provided at one end of a reflection dielectric line 52, and 63. Is an output port provided at one end of the output dielectric line 53. Reference numeral 64 denotes a ferrite that functions as a circulator while coupling signals coming and going through the dielectric lines 51, 52, and 53 between the dielectric lines 51, 52, and 53. Reference numeral 65 denotes an air gap for impedance matching. Is a diode mount (diode mounting substrate) for mounting a Schottky diode, 66a is a Schottky diode, and 67 is alumina (Al ₂ O ₃ ) A dielectric thin plate 68 having a high relative permittivity (relative permittivity of about 10 or more) for impedance matching made of ceramics, etc., 68 is a load resistance.
[0024]
In this variable attenuator 13, when a forward bias voltage is applied to the Schottky diode 66 a, the millimeter wave input from the input port 61 is detected by the Schottky diode 66 a and consumed by the load resistor 68. When there is no bias or reverse bias, a mismatched state occurs, and the millimeter wave is reflected by the Schottky diode 66a and output from the output port 63 via the circulator. As for the characteristics of the variable attenuator 13, the attenuation ratio increases as the forward bias voltage increases as shown in FIG. For example, when the forward bias voltage is 0 to 5 V in FIG.
[0025]
In this way, by inputting the gain control signal Vc as the bias voltage of the Schottky diode 66a, when the gain control signal Vc is large (when Vdet> Vref), the attenuation ratio is increased, the transmission output is lowered, and the gain control is performed. When the signal Vc is small (when Vdet <Vref), it is possible to perform control to increase the transmission output by reducing the attenuation ratio.
[0026]
In the present invention, the voltage controlled oscillator 11, the first distributor 12, the variable attenuator 13, the second distributor 14, and the detector 17 are configured by an NRD guide. The detailed configuration of the NRD guide will be described below. .
[0027]
In the voltage controlled oscillator 11 of FIGS. 8 and 9, the material of the choke bias supply line 34a and the strip conductor 35 is made of Cu, Al, Au, Ag, W, Ti, Ni, Cr, Pd, Pt, etc. Cu and Ag are preferable in that they have good electrical conductivity, low loss, and large oscillation output.
[0028]
The strip-shaped conductor 35 is electromagnetically coupled to the metal member 32 at a predetermined interval from the surface of the metal member 32, and is spanned between the choke-type bias supply line 34 a and the Gunn diode element 33. That is, one end of the strip conductor 35 is connected to one end of the choke-type bias supply line 34a by soldering or the like, and the other end of the strip conductor 35 is connected to the upper conductor of the Gunn diode element 33 by soldering or the like. The midway portion except for the 35 connecting portions is in a floating state.
[0029]
The metal member 32 may be a metal conductor because it also serves as an electrical ground (earth) for the Gunn diode element 33. The material is not particularly limited as long as the material is a metal (including alloy) conductor. , Brass (brass: Cu—Zn alloy), Al, Cu, SUS (stainless steel), Ag, Au, Pt, and the like. Also, the metal member 32 is a metal block made entirely of metal, an entire surface of an insulating base such as ceramics or plastic, or a part of which is plated with metal, or an entire surface of the insulating base or partially coated with a conductive resin material. It may be a thing.
[0030]
The material of the dielectric line 37 is cordierite (2MgO · 2Al ₂ O ₃ ・ 5SiO ₂ ) Sintered bodies mainly composed of composite oxides of Mg, Al, Si such as ceramics are preferred, and other alumina (Al ₂ O ₃ ) Ceramics, glass ceramics, etc. may be used. These have low loss in the high frequency band, but in particular, a sintered body mainly composed of a composite oxide of Mg, Al, and Si can be manufactured with lower loss.
[0031]
In the configuration of FIG. 8, the metal strip resonator 36 can be omitted, the Gunn diode element 33 and the dielectric line 37 can be directly electromagnetically coupled, and the strip conductor 35 can function as a resonator. In this case, the distance between the Gunn diode element 33 and the dielectric line 37 is preferably about 1.0 mm or less, and if it exceeds 1.0 mm, the loss is reduced and the maximum separation width capable of electromagnetic coupling is exceeded. In this case, the choke-type bias supply line 34a is composed of a wide line having a wide line and a narrow line having a length of approximately λ / 4, and the length of the strip conductor 35 is approximately {(3 / 4) + n} λ (n is an integer of 0 or more). Further, the length of the strip conductor 35 is preferably approximately 3λ / 4 to approximately {(3/4) +3} λ, and if it exceeds approximately {(3/4) +3} λ, the strip conductor 35 becomes long and is bent. There is a problem in that twisting or the like is likely to occur, and variation in characteristics such as oscillation frequency among individual high-frequency diode oscillators is increased, and various resonance modes are generated to generate signals having a frequency different from a desired oscillation frequency. Arise. More preferably, it is approximately 3λ / 4, approximately {(3/4) +1} λ.
[0032]
Further, the reason why it is substantially {(3/4) + n} λ is that resonance is possible even if it is slightly deviated from {(3/4) + n} λ. For example, the strip conductor 35 may be formed to be approximately 10 to 20% longer than {(3/4) + n} λ. In this case, the length of the first pattern of the choke-type bias supply line 34a with which the strip conductor 35 is in contact. This is because a part of λ / 4 is considered to contribute to resonance. Therefore, the length of the strip conductor 35 can be changed within a range of about {(3/4) + n} λ ± 20%.
[0033]
The high frequency band referred to in the present invention corresponds to a microwave band and a millimeter wave band of several tens to several hundreds GHz, and for example, a high frequency band of 30 GHz or higher, particularly 50 GHz or higher, and more preferably 70 GHz or higher is preferable.
[0034]
In addition, as the high-frequency diode such as the Gunn diode element 33 of the present invention, an impulse (transacted avalanche transit time) diode, a trapat (a trapped avalanche triggered transit) diode or the like is preferably used. The
[0035]
The parallel plate conductor 1 for NRD guide of the present invention is a conductor plate such as Cu, Al, Fe, SUS (stainless steel), Ag, Au, Pt, ceramics, resin, etc. in terms of high electrical conductivity and workability. These conductor layers may be formed on the surface of an insulating plate made of or the like.
[0036]
Needless to say, the configuration related to the NRD guide is applied not only to the voltage-controlled oscillator 11 but also to the first distributor 12, the variable attenuator 13, the second distributor 14, and the detector 17.
[0037]
The first distributor 12 and the second distributor 14 having the structure shown in FIG. 4 are cordierite (2MgO · 2Al ₂ O ₃ ・ 5SiO ₂ ) Ceramics, Alumina (Al ₂ O ₃ ) It is made of a dielectric material having a low loss with respect to a high frequency such as ceramics, and is composed of a linear dielectric line 3 and an arc-shaped dielectric line 4 disposed in close proximity so as to be electromagnetically coupled thereto. Since the coupling length (interval) L of the first distributor 12 has a distribution ratio of 3 dB, for example, when cordierite ceramics is used in the 77 GHz band, it is about 1.25 mm. On the other hand, the coupling length (interval) L of the second distributor 14 is about 2.25 mm when cordierite ceramics is used in the 77 GHz band, for example, when the distribution ratio is 10 dB.
[0038]
Next, the detector 17 will be described. FIG. 10 shows the detector 17, (a) is a perspective view of the detector 17, and (b) is a plan view of a Schottky diode 93 a for the detector 17. In the figure, 81 is a dielectric line for input, 91 is an input port, 92 is a dielectric thin plate made of alumina ceramics having a high relative dielectric constant (relative dielectric constant of about 10 or more) for impedance matching, and 93 is a Schottky. This is a diode mount for mounting the diode 93a. One of the millimeter wave signals branched by the second distributor 14 is input from the input port 91, propagates through the dielectric line 81, is detected by the Schottky diode 93 a, is converted to a direct current, and is supplied to the comparator (comparator) 18. Entered.
[0039]
In the present invention, the dielectric line is preferably made of a sintered body mainly composed of a composite oxide of Mg, Al, and Si, specifically cordierite ceramics. The sintered body preferably has a relative dielectric constant of about 4.5-8. The reason why the relative permittivity is limited to this range is that when the relative permittivity is less than 4.5, the conversion of the propagation mode LSM mode electromagnetic wave into the LSE mode becomes large. Also, if the relative dielectric constant exceeds 8, when using at a frequency of 50 GHz or more, the width of the dielectric line must be very thin, the processing becomes difficult, the shape accuracy deteriorates, and the strength point But problems arise.
[0040]
Further, as a material of the dielectric line, it is preferable to use ceramics whose main component is a composite oxide of Mg, Al, and Si having a Q value of 1000 or more at a use frequency of 50 to 90 GHz. This realizes sufficiently low loss as a dielectric line used at 50 to 90 GHz included in the millimeter wave band in recent years.
[0041]
The composition and composition ratio of the dielectric line are expressed by the molar ratio composition formula xMgO · yAl ₂ O ₃ ・ ZSiO ₂ X = 10-40 mol%, y = 10-40 mol%, z = 20-80 mol%, and x + y + z = 100 mol% should be satisfied.
[0042]
The reason why the composition ratio of the main component of the ceramic (dielectric ceramic composition) which is the material of the dielectric line of the present invention is limited to the above range is as follows. That is, x indicating the mol% of MgO is set to 10 to 40 mol% because a favorable sintered body cannot be obtained if it is less than 10 mol%, and the relative dielectric constant increases if it exceeds 40 mol%. is there. In particular, x is preferably 15 to 35 mol% from the viewpoint that the Q value at 60 GHz is 2000 or more.
[0043]
Al ₂ O ₃ The reason why y indicating 10% by mole is 10% to 40% by mole is Al ₂ O ₃ This is because when the amount y is less than 10 mol%, a good sintered body cannot be obtained, and when it exceeds 40 mol%, the relative dielectric constant increases. Al ₂ O ₃ Y indicating the amount is preferably 17 to 35 mol% from the viewpoint that the Q value at 60 GHz is 2000 or more.
[0044]
SiO ₂ The reason why the mol% z is 20 to 80 mol% is that when the z is less than 20 mol%, the relative dielectric constant increases, and when it exceeds 80 mol%, a good sintered body cannot be obtained and the Q value is obtained. This is because of a decrease. SiO ₂ Z indicating the amount is preferably 30 to 65 mol% from the viewpoint that the Q value at 60 GHz is 2000 or more.
[0045]
These MgO and Al ₂ O ₃ , SiO ₂ X, y, and z indicating the mol% of can be identified by an analysis method such as an EPMA (Electron Probe Micro Analysis) method or an XRD (X-ray Diffraction) method.
[0046]
In addition, the ceramic (dielectric ceramic composition) for dielectric lines of the present invention has cordierite (2MgO · 2Al) as the main crystal phase. ₂ O ₃ ・ 5SiO ₂ And mullite (3Al) as the other crystal phase ₂ O ₃ ・ 2SiO ₂ ), Spinel (MgO · Al ₂ O ₃ ), Protoenstatite {magnesium metasilicate (MgO · SiO ₂ ), A type of steatite whose main component is}, clinoenstatite {magnesium metasilicate (MgO · SiO ₂ ), Forsterite (2MgO · SiO) ₂ ), Cristobalite {silicic acid (SiO ₂ )}, Tridymite {silicic acid (SiO ₂ ), Safarin (a kind of Mg, Al silicate), and the like may precipitate, but the precipitation phase differs depending on the composition. The dielectric ceramic composition of the present invention may be a crystalline phase composed only of cordierite.
[0047]
The dielectric ceramic composition for dielectric lines of the present invention is manufactured as follows. As raw material powder, for example, MgCO ₃ Powder, Al ₂ O ₃ Powder, SiO ₂ Using powder, these are weighed at a predetermined ratio, wet-mixed and then dried. The mixture is calcined at 1100 to 1300 ° C. in the air and then pulverized to obtain a powder. It is obtained by adding an appropriate amount of a resin binder to the obtained powder and molding it, and firing this molded body at 1300 to 1450 ° C. in the atmosphere.
[0048]
Each element of Mg, Al, and Si contained in the raw material powder may be either an inorganic compound such as an oxide, carbonate, or acetate, or an organic compound such as an organic metal. If it becomes.
[0049]
The main component of the dielectric ceramic composition of the present invention is mainly composed of a composite oxide of Mg, Al, and Si, and within the range not impairing the characteristic that the Q value at 50 to 90 GHz is 1000 or more. In addition to the elements, impurities in the pulverized ball and raw material powder may be mixed, or other components may be included for the purpose of controlling the sintering temperature range and improving mechanical properties. For example, rare earth element compounds, oxides such as Ba, Sr, Ca, Ni, Co, In, Ga, and Ti, and non-oxides such as nitrides such as silicon nitride. These may be contained alone or in combination.
[0050]
Thus, the present invention suppresses the transmission output of the millimeter wave signal that fluctuates depending on the frequency characteristics and temperature characteristics of various parts of the transmission unit, that is, the transmission output deviation, and the intensity of the transmission output of the millimeter wave signal in a desired band is constant. Therefore, the detection distance of the millimeter wave radar can be prevented from being lowered and its performance can be maintained at a high level, and the loss and loss can be reduced.
[0051]
For example, in the case of a millimeter wave radar module using an NRD type guide using a dielectric line made of cordierite ceramics according to the present invention, an extremely low loss of 0.1 dB / cm can be realized.
[0052]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various change and improvement may be added in the range which does not deviate from the summary of this invention.
[0053]
【The invention's effect】
According to the millimeter wave radar module of the present invention, the high-frequency signal output from the high-frequency diode is transmitted from the variable-capacitance diode disposed in the propagation path of the high-frequency signal so that the bias voltage application direction matches the electric field direction of the high-frequency signal. It consists of a voltage-controlled oscillator that outputs a millimeter-wave signal for transmission that is frequency-modulated into a triangular wave by periodically controlling the bias voltage, and a reflector with a circulator and a Schottky diode. The transmission millimeter wave signal input to the circulator is detected and consumed by the Schottky diode to which the control voltage signal is input as a bias voltage, or reflected and output, so that the attenuation ratio is controlled by the control voltage signal. As the attenuation increases, the attenuation characteristic also increases so that the millimeter-wave signal for transmission A variable attenuator that operates to maintain the signal strength at a predetermined level and outputs a millimeter wave signal for transmission to the variable attenuator side and a part of the millimeter wave signal for transmission and the received wave are input to an intermediate frequency The first distributor that distributes the signal to the mixer side, and the input millimeter-wave signal is detected by a Schottky diode, converted to direct current, and output as a detected voltage signal, and the input power of the input millimeter-wave signal increases. Then, a detector for increasing the detection voltage signal, a second distributor for distributing a part of the millimeter wave signal output from the variable attenuator to the transmitting / receiving antenna side and the detector side, and for output by the detector. If the detected voltage signal is larger than the reference voltage signal by comparing the detected voltage signal obtained by converting a part of the millimeter wave signal to DC and the reference voltage signal, the gain control signal is increased to attenuate the variable attenuator. Raise the ratio, A comparator that outputs a control voltage signal for controlling the attenuation ratio so as to lower the attenuation ratio of the variable attenuator by lowering the gain control signal when the wave voltage signal is smaller than the reference voltage signal. The oscillator, the first distributor, the variable attenuator, the second distributor, and the detector are each a dielectric line disposed between parallel plate conductors disposed at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal. As a signal transmission line, the transmission output deviation of the millimeter wave signal for transmission due to the frequency characteristics and temperature characteristics of various parts of the transmitter is suppressed, and the intensity of the transmission output of the millimeter wave signal for transmission is at a certain level. Therefore, it is possible to control the transmission output of the millimeter-wave radar module with high accuracy.As a result, the detection range of the millimeter-wave radar due to fluctuations in the transmission output can be prevented and its performance can be maintained at a high level. In addition, it has the effect of being able to have a low loss.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram of a millimeter wave radar module of the present invention.
FIG. 2 is a block circuit diagram of a conventional millimeter wave radar module.
FIG. 3 is a perspective view showing a basic configuration of an NRD guide.
FIG. 4 is a plan view showing a basic configuration of a first distributor and a second distributor (coupler) for the millimeter wave radar module of the present invention.
FIG. 5 shows the principle of an FMCW radar, where (a) is a graph of a transmission wave (solid line) and a reception wave (dashed line) of a millimeter wave signal frequency-modulated so as to be a triangular wave in the time axis direction; ) Is a block diagram for explaining the principle of the FMCW radar.
FIG. 6 is a perspective view of a variable attenuator for the millimeter wave radar module of the present invention.
FIG. 7 is a graph showing a relationship between a forward bias voltage and an attenuation ratio of a Schottky diode of a variable attenuator.
FIG. 8 is a perspective view of a voltage controlled oscillator according to the present invention.
9 is a plan view of a varactor diode portion for frequency modulation in the voltage controlled oscillator of FIG. 8. FIG.
10A and 10B show a detector for a millimeter wave radar module according to the present invention, in which FIG. 10A is a perspective view of the detector, and FIG. 10B is a plan view of a Schottky diode for the detector.
[Explanation of symbols]
11: Voltage controlled oscillator
12: First distributor
13: Variable attenuator
14: Second distributor (coupler)
15: Circulator
16: Antenna for transmission and reception
17: Detector
18: Voltage comparator
19: Mixer
61: Input port
62: Reflection port
63: Output port
64: Ferrite
66a: Schottky diode

Claims

Periodically controlling the bias voltage of the variable capacitance diode arranged in the propagation path of the high frequency signal so that the bias voltage application direction matches the electric field direction of the high frequency signal for the high frequency signal output from the high frequency diode A voltage-controlled oscillator that outputs a millimeter-wave signal for transmission that is frequency-modulated into a triangular wave, and
A circulator and a reflector provided with a Schottky diode, and the millimeter wave signal for transmission that is output from the voltage controlled oscillator and input to the circulator, and the Schottky in which a control voltage signal is input as a bias voltage. By detecting with a diode and consuming or reflecting and outputting, the attenuation ratio is controlled so that the attenuation characteristic increases when the control voltage signal increases, and the signal intensity of the millimeter wave signal for transmission is increased. A variable attenuator that operates to maintain and output at a predetermined level ;
A first distributor that distributes the millimeter wave signal for transmission to the variable attenuator side and a mixer side that receives a part of the millimeter wave signal for transmission and a reception wave to generate an intermediate frequency signal;
A detector that detects the input millimeter wave signal with a Schottky diode, converts it into a direct current and outputs it as a detection voltage signal, and increases the detection voltage signal when the input power of the input millimeter wave signal increases,
A second distributor for distributing a portion of the millimeter wave signal output from the variable attenuator, the transmitting and receiving antenna side and the detector side,
By comparing the detected voltage signal and a reference voltage signal obtained by direct a part of the millimeter-wave signal for the output by the detector, wherein when the detected voltage signal is greater than the reference voltage signal The gain control signal is increased to increase the attenuation ratio of the variable attenuator, and when the detection voltage signal is smaller than the reference voltage signal, the gain control signal is decreased to decrease the attenuation ratio of the variable attenuator. become comprises a comparator for outputting the control voltage signal for controlling the damping ratio,
The voltage controlled oscillator, the first divider, the variable attenuator, the second divider, and the detector are arranged between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal. A millimeter-wave radar module comprising the dielectric line as a signal transmission line.

2. The millimeter wave radar module according to claim 1, wherein the dielectric line is made of a sintered body mainly composed of a composite oxide of Mg, Al, and Si.