JP3659480B2

JP3659480B2 - Circulator for non-radiative dielectric lines and millimeter wave transceiver using the same

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Publication number: JP3659480B2
Application number: JP2000076415A
Authority: JP
Inventors: 健岡村; 信樹平松; 浩紀喜井
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2000-03-17
Filing date: 2000-03-17
Publication date: 2005-06-15
Anticipated expiration: 2020-03-17
Also published as: JP2001267812A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれ、かつ複数の誘電体線路間で高周波信号の伝搬路を変換させるサーキュレータ、およびそれを用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させる非放射性誘電体線路（NonRadiative Dielectric Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１、１２との間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれるサーキュレータを図３に示す（従来例１；電子情報通信学会論文誌 C-I Vol.J73-C-I No.3 pp.87-94 １９９０年３月「非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回路」（米山）参照）。同図において、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはテフロン、ポリスチレン等から成る誘電体線路、２１は各誘電体線路２０ａ，２０ｂ，２０ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２２はモードサプレッサ２１の先端が接続され、周囲に誘電体線路２０ａ，２０ｂ，２０ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、２３はモードサプレッサ２１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図３では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体２３は、ＴＥＭ（Transverse ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００４】
そして、誘電体線路２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路２０ｂへ伝搬され、誘電体線路２０ｃへは伝搬しない。同様に、誘電体線路２０ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路２０ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。
【０００５】
また、上記サーキュレータおよび誘電体線路を設けたＮＲＤガイドにおいて、図４に示すように、モードサプレッサ３１の先端部の上下両面に、各々フェライト円板３２の板厚に等しい段差の段付き部３４を形成し、上下の段付き部３４にフェライト円板３２を各々係合させ、２枚のフェライト円板３２をモードサプレッサ３１で支持したことにより、フェライト円板３２の同心度を再現性よく、高精度に保証できるものが提案されている（従来例２；特開平９−１８６５０７号公報参照）。なお、図４において、３０ａ，３０ｂ，３０ｃは誘電体線路、３３はモードサプレッサ３１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイド用のサーキュレータは、上下に所定間隔をおいて同心状に平行配置された２枚のフェライト円板で主に構成されるが、従来例１（図３）のものでは２枚のフェライト円板２２を所定間隔でもって配置させる円筒状の誘電体スペーサ２４が必要である。また、誘電体スペーサ２４を用いた従来のサーキュレータでは、円筒状の誘電体スペーサ２４の厚さによる比誘電率の変化により、通過周波数帯域が狭帯域化するとともに周波数変動し、これにより通過周波数帯域の中心周波数がずれるといった問題が生じていた。
【０００７】
そこで、このような問題を解消するために、従来例２（図４）のようにモードサプレッサ３１の先端に段付き部３４を形成したものが提案されており、これによりサーキュレータの組立再現性が向上し、上下のフェライト円板３２の心ずれがないものとなり、各誘電体線路のポート間の正通過周波数の帯域特性は互いに等しく通過帯域の中心周波数に対して対称形をなす台形状になり、フラットな通過帯域特性が得られ、また中心周波数に対して対称形をなすアイソレーション特性も得られる。
【０００８】
しかしながら、サーキュレータに求められる特性としては、フラットな通過帯域特性以外に、高周波信号のサーキュレータ部での反射を小さくして、透過損失（挿入損失）を小さくすることが重要であり、この点については従来例２には言及されていない。
【０００９】
この透過損失を改善する構成として、誘電体線路のモードサプレッサの先端部を削り落としたようなステップを形成して、ステップ状のインピーダンス変換器を設けることにより、挿入損失およびアイソレーションを改善したものが提案されている｛従来例３；信学技報 MW83-135 pp.63-66（１９８４．米山、菅谷、西田）参照｝。しかし、この従来例３の構成では、５０ＧＨｚ帯域での１ｄＢ挿入損失の帯域幅は約１．５ＧＨｚ、この帯域内でのアイソレーションは最小値で２４ｄＢ、最大値で３０ｄＢ以上であり、挿入損失およびアイソレーションが改善される帯域幅が狭く、改善効果が不十分なものであった。また、誘電体線路の線路幅をステップ状に微細加工することは難しく、量産性に劣るという問題もあった。
【００１０】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難いため、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られるとともに、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広く、また製造が容易化されて量産性に優れたものとすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のサーキュレータは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、２枚のフェライト板を前記平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、前記２枚のフェライト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、該誘電体線路の先端に設けたＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、該モードサプレッサの先端に設けた、モードサプレッサと異なる幅を有するとともに幅が上下方向の中心部に向かって広くなっているインピーダンス整合部材とを介して接続したことを特徴とする。
【００１２】
本発明は、上記の構成により、誘電体線路と異なる幅のインピーダンス整合部材を設置することで、高周波信号の反射が小さくなり、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００１３】
また本発明において、好ましくは、前記モードサプレッサと前記インピーダンス整合部材との間に、前記モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことを特徴とする。
【００１４】
上記構成により、中間誘電体線路部材の長さを制御することでサーキュレータの動作周波数をコントロールすることができる。
【００１５】
さらに好ましくは、前記インピーダンス整合部材の先端に、上下方向に前記２枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、該段差部を前記２枚のフェライト板で挟むようにして前記インピーダンス整合部材を前記２枚のフェライト板に接続させたことを特徴とする。
【００１６】
このような構成により、モードサプレッサとフェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。
【００１７】
本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変調またはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信され第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの第３接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００１８】
本発明のミリ波送受信器は、上記構成により、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信波の一部がサーキュレータを介してミキサーへ混入する量が減少し、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。
【００１９】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変調されるかまたはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して送信用の前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２０】
本発明のミリ波送受信器は、このような構成により、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信アンテナで受信したミリ波信号がミリ波信号発振部へ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００２１】
上記本発明のミリ波送受信器において、前記第２の誘電体線路は、前記第３の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第３の誘電体線路に一端側が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させるように配置することもできる。この場合にも、上記と同様の作用効果を奏するものとなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１（ａ）は本発明のサーキュレータの斜視図、（ｂ）はインピーダンス整合部材５および中間誘電体線路部材４ｄ（４ｅ，４ｆ）の部分拡大平面図であり、同図において、４ａ，４ｂ，４ｃおよび４ｄ，４ｅ，４ｆは、テフロン，ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ₂Ｏ₃・５ＳｉＯ₂）セラミックス等から成る誘電体線路および中間誘電体線路部材、１は各誘電体線路４ａ，４ｂ，４ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２はモードサプレッサ１の先端が接続され、周囲に誘電体線路４ａ，４ｂ，４ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３はモードサプレッサ１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図１では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、５はモードサプレッサ１の先端に設置されたインピーダンス整合部材である。
【００２３】
このサーキュレータでは、誘電体線路４ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路４ｂへ伝搬され、誘電体線路４ｃへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路４ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。なお、フェライト円板２の主面に略垂直に印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転することはいうまでもない。
【００２４】
本発明において、２枚の同一形状のフェライト円板２は平行平板導体の内面に同心状に対向させて設置される。即ち、平行平板導体の内面にそれらの主面が接しかつ互いに対向して設けられている。また、場合によっては平行平板導体の内面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモードサプレッサ１の主面とは面一とされ、それらは平行平板導体の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
【００２５】
このフェライト円板２の厚さについては、自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍが良く、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのアイソレーションが劣化する。
【００２６】
また、フェライト円板２の直径は１〜３ｍｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
【００２７】
上記フェライト円板２の代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍ≧３かつｍ＝ｎ、またはｍ＝２nの整数）である。なお、フェライト円板２の主面に対して、平行平板導体の外側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることにより、フェライト円板２はサーキュレータとして機能する。
【００２８】
また本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｃは複数がフェライト円板２に対して略放射状に接続される。例えば、誘電体線路４ａ〜４ｃは、それらの伝送路方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されている。図１のものでは、誘電体線路４ａから誘電体線路４ｂ、誘電体線路４ｂから誘電体線路４ｃ、誘電体線路４ｃから誘電体線路４ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
【００２９】
本発明のインピーダンス整合部材５は、誘電体線路４ａ〜４ｃと略同じ線路幅のモードサプレッサ１と異なる幅を有するものであり、図１（ｂ）に示すようにモードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄの線路幅をＬ１、インピーダンス整合部材５の線路幅をＬ２とすると、０．５≦L２／Ｌ１≦２（Ｌ１≠Ｌ２）とするのが好ましい。L２／Ｌ１<０．５では、インピーダンス整合部材５の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２<L２／Ｌ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材５の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。L１＝Ｌ２では、図６のように高周波信号の反射が大きく、インピーダンスの整合をとるのが困難となる。
【００３０】
このようなインピーダンス整合部材５は、その断面形状は正方形、長方形等の矩形状のものであるが、図１１の正面図に示すように、その断面形状を、幅が上下方向で変化するような形状としてもよい。同図の（ａ），（ｂ）は断面形状が矩形状（方形状）のもの、（ｃ）は幅が上下方向の中心部に向かって直線的に狭くなったもの、（ｄ）は幅が上下方向の中心部に向かって曲線的に狭くなったもの、（ｅ）は幅が上下方向の中心部に向かって直線的に広くなったもの、（ｆ）は幅が上下方向の中心部に向かって曲線的に広くなったもの、（ｇ）は円形状のものである。そして、本発明においては、（ｅ）、（ｆ）の形状とする。
【００３１】
また、誘電体線路４ａ〜４ｃ，モードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの比誘電率をεｒ１、インピーダンス整合部材５の比誘電率をεｒ２とすると、上記実施形態ではεｒ１＝εｒ２であるが、以下のようにεｒ１≠εｒ２として高周波信号の透過損失を制御することもできる。この場合、−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ１≠εｒ２）とするのが好ましく、εｒ２−εｒ１<−１０では、インピーダンス整合部材５の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２０<εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材５の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。
【００３２】
また、インピーダンス整合部材５の伝送路方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。０．５ｍｍを超えると、アイソレーション特性が劣化する。
【００３３】
このインピーダンス整合部材５の材質は、比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミックス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ₂）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ・Ａｌ₂Ｏ₃）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ₂Ｏ₃・２ＳｉＯ₂）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ₃Ｎ₄）セラミックス等が良く、これらは誘電損失が小さく強度に優れる。
【００３４】
本発明において、好ましくは、インピーダンス整合部材５は、少なくともその先端に、上下方向に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差部６が設けられ、この段差部６を２枚のフェライト円板２で挟むようにして、２枚のフェライト円板２に接続される。即ち、上下方向での各段差部６の間隔を２枚のフェライト円板２の間隔に略等しくするものであり、インピーダンス整合部材５の上面および下面間の間隔を、２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔としている。好ましくは、モードサプレッサ１の先端の上下方向の両側にフェライト円板２の板厚に相当する段差部６がそれぞれ設けられ、段差部６に２枚のフェライト円板２が挿入、係合されていることが良い。この場合、２枚のフェライト円板２がインピーダンス整合部材５で支持されることになり、２枚のフェライト円板２間に誘電体スペーサ等を配置する必要がなくなる。また、２枚のフェライト円板２の同心度は、正確に決定され保持される。
【００３５】
また、図１の例ではインピーダンス整合部材５は平板状のものであるが、この場合インピーダンス整合部材５を、その側面形状が、凸型形状のものを横倒しにしたような形状として、上下に段差部６を有するものとしてもよい。即ち、インピーダンス整合部材５の先端のみに、上下方向に（上面および下面に）段差部６を設けてもよい。
【００３６】
本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｃおよび中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ₂Ｏ₃・５ＳｉＯ₂）セラミックス，アルミナ（Ａｌ₂Ｏ₃）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３７】
本発明の中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆは、その長さ、即ちフェライト円板２とモードサプレッサ１のストリップ線路導体３との間隔を制御することにより、サーキュレータの動作周波数を制御することができる。この中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの長さは０．１ｍｍ〜λ／２（３．０ｍｍ程度。ただし、λは高周波信号の波長）がよく、０．１ｍｍ未満では、サーキュレータの動作周波数の制御が困難であるとともに、強度的に弱いため取り扱いに注意を要し組み立て時の作業性が著しく悪くなる。λ／２（３．０ｍｍ程度）を超えると、サーキュレータの動作周波数の制御特性がλ／２毎に繰り返されることとなり、かつ高周波信号の損失が増大する。
【００３８】
また、中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆは、モードサプレッサ１の先端に接着剤で接着する、平行平板導体の一方の内面に接着剤で接着する、といった手段により設置することができる。
【００３９】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００４０】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４１】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダ等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００４２】
かくして、本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータは、モードサプレサと幅が異なるインピーダンス整合部材を設置することで、高周波信号の反射が小さくなるため、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００４３】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図７〜図１０は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示すものであり、図７は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図８は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図９はミリ波信号発振部の斜視図、図１０はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００４４】
図７において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部であり、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波ダイオード（高周波発生素子）近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波，正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４５】
５３は、高周波発生素子としてのガンダイオード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４は、第１，第３，第４の誘電体線路５３，５５，５７にそれぞれ接続される第１，第２，第３接続部（図示せず）を有する、フェライト円板から成る上記本発明のサーキュレータ、５５は、サーキュレータ５４の第２接続部に接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５６を有する第３の誘電体線路、５６は、第３の誘電体線路５５の先端をテーパー状とすることにより設けられた送受信アンテナである。
【００４６】
また５７は、送受信アンテナ５６で受信され第３の誘電体線路５５を伝搬してサーキュレータ５４の第３接続部より出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第４の誘電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。また、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第４の誘電体線路５７の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００４７】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられている。
【００４８】
図７のものにおいて、第１の誘電体線路５３の中途に、図１０に示したものと同様に構成したスイッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化することもできる。例えば、図１０のように、配線基板８８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途に半田実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。
【００４９】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図８のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部であり、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように第１の誘電体線路６３の高周波ダイオード近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波，正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００５０】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４は、第１，第３，第５の誘電体線路６３，６５，６７にそれぞれ接続される第１，第２，第３接続部（図示せず）を有する、フェライト円板から成る上記本発明のサーキュレータ、６５は、サーキュレータ６４の第２接続部に接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ６６を有する第３の誘電体線路、６６は、第３の誘電体線路６５の先端をテーパー状等にすることにより設けられた送信アンテナ、６７は、サーキュレータ６４の第３接続部に接続され、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部６７ａが先端に設けられた第５の誘電体線路である。
【００５１】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第４の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第４の誘電体線路６９の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられる。
【００５３】
この図８のものにおいて、第１の誘電体線路６３の中途に、図１０に示したものと同様に構成したスイッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化することもできる。例えば、図１０のように、配線基板８８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途に半田実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。
【００５４】
また、これらのミリ波レーダーモジュールにおいて、平行平板導体間の間隔は、ミリ波信号の空気中での波長であって、使用周波数での波長の２分の１以下となる。
【００５５】
図７，図８のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６２を図９，図１０に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００５６】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ₀₁モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００５７】
また図１０に示すように、配線基板８８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路９０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード８０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００５８】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００５９】
また、図７，図８のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency Modulation Cotinuous Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００６０】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００６１】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００６２】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００６３】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００６４】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダーに適用した場合にその探知距離を増大し得る（図７のもの）。また、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる（図８のもの）。
【００６５】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００６６】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータについて以下に説明する。図１のサーキュレータを以下のようにして構成した。平行平板導体として厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る３本の誘電体線路４ａ〜４ｃのそれぞれの先端にモードサプレッサ１を接続し、さらに各モードサプレッサ１の先端に比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る長さ１．２ｍｍの中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆを設置し、中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの先端部が２枚のフェライト円板２に接続されて、１２０°の等間隔で放射状になるように配置した。なお、モードサプレッサ１は、その内部に、λ／４チョークパターンが施されたＣｕ箔から成るストリップ線路導体３を配置することにより形成した。
【００６７】
このとき、モードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるようにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、インピーダンス整合部材５の上下に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差部６を設け、この段差部６を２枚のフェライト円板２で挟むように構成し、そして中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの先端部のインピーダンス整合部材５の上下方向の両側にフェライト円板２の板厚に相当する段差部６をそれぞれ設け、それらの段差部６に２枚のフェライト円板２が挿入、係合されるようにした。また、フェライト円板２の上下両端側の主面と、誘電体線路４ａ〜４ｃの上下両端側の主面とは、平行平板導体の内面に接するようにした。
【００６８】
このフェライト円板２の寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の磁石を設置した。またインピーダンス整合部材５は比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３８ｍｍ×幅０．６ｍｍ（Ｌ２／Ｌ１＝０．６／０．８＝０．７５）で、伝送方向の長さ（厚さ）は０．１ｍｍであった。従って、段差部６の段差は０．２１ｍｍとした。
【００６９】
上記構成のサーキュレータについて、スペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果を図５に示す。そして、比較例として、図４のものについて、モードサプレッサ３１の先端の上下を切り欠くようにして段差部３４を形成した以外は上記実施例と同様に構成したものを作製し、同様に透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果を図６に示す。
【００７０】
図５、図６より、図５の本実施例のものは透過特性｜Ｓ２１｜が全帯域にわたって−１〜−１．５ｄＢ程度と損失が小さく、アイソレーション｜Ｓ３１｜が最も高い部分で−３５ｄＢ程度、最も低い部分で−２５ｄｂ程度と、広い帯域にわたって良好な特性を示した。それに対し、図６の比較例では、透過特性｜Ｓ２１｜が全帯域にわたって−２〜−２．５ｄＢ程度であり、アイソレーション｜Ｓ３１｜が最も高い部分で−２０ｄＢ程度、最も低い部分で−１９ｄｂ程度となり、両特性とも劣化した。
【００７１】
本発明のサーキュレータは、ＮＲＤガイドにおいて、２枚のフェライト板を平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、２枚のフェライト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、誘電体線路の先端に設けたＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、モードサプレッサの先端に設けられモードサプレッサと異なる幅を有するとともに幅が上下方向の中心部に向かって広くなっているインピーダンス整合部材とを介して接続したことにより、モードサプレッサと異なる幅を有するインピーダンス整合部材で、高周波信号の反射が小さくなるため、より高周波帯域かつ広帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される。また、透過損失を小さくするために、誘電体線路の幅を制御する必要がなく、インピーダンス整合部材により透過特性を向上し得るので、製造が容易で作業性に優れ、量産に適したものとなる。
【００７２】
また好ましくは、モードサプレッサとインピーダンス整合部材との間に、モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことにより、中間誘電体線路部材の長さを制御することでサーキュレータの動作周波数をコントロールすることができる。
【００７３】
また本発明において、好ましくは、インピーダンス整合部材の先端に上下方向に２枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、段差部を２枚のフェライト板で挟むようにしてインピーダンス整合部材を２枚のフェライト板に接続させたことにより、誘電体スペーサ等が不要となりかつモードサプレッサとフェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。
【００７４】
また、本発明のミリ波送受信器は、本発明のサーキュレータを用いることにより、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信波の一部がサーキュレータを介してミキサーへ混入する量が減少し、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したミリ波送受信器は、本発明のサーキュレータを用いることにより、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信アンテナで受信したミリ波信号がミリ波信号発振部へ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータの一実施形態の斜視図、（ｂ）は（ａ）のインピーダンス整合部材部分の平面図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】従来のＮＲＤガイド用のサーキュレータの斜視図である。
【図４】従来のＮＲＤガイド用のサーキュレータの斜視図である。
【図５】本発明のサーキュレータについて、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果のグラフである。
【図６】図４の従来のサーキュレータについて、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果のグラフである。
【図７】本発明のミリ波レーダーモジュールの一実施形態の平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態の平面図である。
【図９】本発明のミリ波レーダーモジュール用の電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図１０】図９のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図１１】（ａ）〜（ｇ）は本発明のインピーダンス整合部材の各種実施形態を示すものであり、それらの正面図である。
【符号の説明】
１：モードサプレッサ
２：フェライト円板
３：ストリップ線路導体
４ａ，４ｂ，４ｃ：誘電体線路
４ｄ，４ｅ，４ｆ：中間誘電体線路部材
５：インピーダンス整合部材
６：段差部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a circulator that is incorporated in a non-radiative dielectric line type millimeter wave integrated circuit, a millimeter wave radar module, and the like and converts a propagation path of a high frequency signal between a plurality of dielectric lines, and a non-radiative using the circulator The present invention relates to a millimeter-wave transceiver having a dielectric line structure.
[0002]
[Prior art]
FIG. 2 shows a basic configuration of a conventional nonradiative dielectric waveguide (hereinafter referred to as an NRD guide) that transmits microwave or millimeter wave high-frequency signals. As shown in the figure, a rectangular dielectric line 13 having a rectangular cross section or the like is disposed between parallel plate conductors 11 and 12 arranged in parallel at a predetermined interval a. The interval a If a ≦ λ / 2 with respect to the wavelength λ of the high-frequency signal, the intrusion of noise from the outside to the dielectric line 13 is eliminated and the high-frequency signal is not radiated to the outside. A signal can be propagated. The wavelength λ of the high frequency signal is a wavelength in the air (free space) at the operating frequency.
[0003]
Fig. 3 shows a circulator built into such an NRD guide (conventional example 1: IEICE Transactions CI Vol.J73-CI No.3 pp.87-94 March 1990 "Non-radiative dielectric line "Used millimeter-wave integrated circuit" (Yoneyama)). In the figure, 20a, 20b, 20c are dielectric lines made of Teflon, polystyrene, etc., 21 is provided at the tip of each dielectric line 20a, 20b, 20c, and blocks LSE (Longitudinal Section Electric) mode electromagnetic waves. A mode suppressor 22 is connected to the tip of the mode suppressor 21 and two ferrite disks for a circulator in which dielectric lines 20a, 20b, and 20c are radially arranged around the periphery at intervals of 120 °, and 23 is a mode suppressor 21. Are strip line conductors made of Cu foil or the like, and block LSE mode electromagnetic waves whose electric field is perpendicular to the main surface of the parallel plate conductor (longitudinal direction in FIG. 3). The stripline conductor 23 is provided with a λ / 4 choke pattern in order to remove a TEM (Transverse ElectroMagnetic) mode.
[0004]
Then, the electromagnetic wave propagating through the dielectric line 20a is propagated to the dielectric line 20b with the wavefront rotated counterclockwise by the ferrite disk 22, and not propagated to the dielectric line 20c. Similarly, the electromagnetic wave that has propagated through the dielectric line 20b is propagated to the dielectric line 20c. In this way, the propagation path of the electromagnetic wave is converted.
[0005]
Further, in the NRD guide provided with the circulator and the dielectric line, as shown in FIG. 4, stepped portions 34 having steps equal to the plate thickness of the ferrite disc 32 are respectively provided on the upper and lower surfaces of the tip portion of the mode suppressor 31. The ferrite discs 32 are respectively engaged with the upper and lower stepped portions 34, and the two ferrite discs 32 are supported by the mode suppressor 31, so that the concentricity of the ferrite discs 32 can be improved with high reproducibility. A device that can guarantee the accuracy has been proposed (Conventional Example 2; see JP-A-9-186507). In FIG. 4, 30a, 30b, and 30c are dielectric lines, and 33 is a strip line conductor that is disposed inside the mode suppressor 31 and made of Cu foil or the like.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, the circulator for the NRD guide is mainly composed of two ferrite discs arranged concentrically in parallel at a predetermined interval in the vertical direction, but in the conventional example 1 (FIG. 3), two circulators are provided. A cylindrical dielectric spacer 24 in which the ferrite disks 22 are arranged at a predetermined interval is necessary. Further, in the conventional circulator using the dielectric spacer 24, the pass frequency band is narrowed and fluctuated due to the change of the relative dielectric constant due to the thickness of the cylindrical dielectric spacer 24. There has been a problem that the center frequency of the frequency shifts.
[0007]
Therefore, in order to solve such a problem, there has been proposed a method in which a stepped portion 34 is formed at the tip of the mode suppressor 31 as in the conventional example 2 (FIG. 4). As a result, the upper and lower ferrite disks 32 are not misaligned, and the band characteristics of the positive pass frequencies between the ports of each dielectric line are equal to each other and become trapezoids that are symmetrical with respect to the center frequency of the pass band. Thus, a flat passband characteristic can be obtained, and an isolation characteristic symmetric with respect to the center frequency can be obtained.
[0008]
However, as characteristics required for the circulator, it is important to reduce the reflection loss (insertion loss) of the high-frequency signal by reducing the reflection at the circulator part in addition to the flat passband characteristic. It is not mentioned in Conventional Example 2.
[0009]
As a configuration to improve this transmission loss, the insertion loss and isolation are improved by forming a step that cuts off the tip of the dielectric line mode suppressor and providing a stepped impedance converter. {Conventional example 3; see IEICE Technical Report MW83-135 pp.63-66 (1984. Yoneyama, Shibuya, Nishida)}. However, in the configuration of Conventional Example 3, the bandwidth of the 1 dB insertion loss in the 50 GHz band is about 1.5 GHz, and the isolation within this band is 24 dB at the minimum value and 30 dB or more at the maximum value. The bandwidth for improving the isolation was narrow and the improvement effect was insufficient. In addition, it is difficult to finely process the line width of the dielectric line in steps, and there is a problem in that it is inferior in mass productivity.
[0010]
Therefore, the present invention has been completed in view of the above circumstances, and its purpose is to improve the reproducibility of the assembly of the circulator and to prevent the misalignment of the two ferrite plates. In addition to being obtained stably, the bandwidth for improving the insertion loss and isolation characteristics of the high-frequency signal in a higher frequency band is remarkably wide, and the manufacturing is facilitated to be excellent in mass productivity.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The circulator for a non-radiative dielectric line according to the present invention has two ferrite plates opposed to the inner surface of the parallel plate conductor between parallel plate conductors arranged at intervals of one-half or less of the wavelength of the high frequency signal. A plurality of high frequency signal transmission dielectric lines arranged substantially radially with respect to the two ferrite plates, and a mode suppressor for blocking LSE mode electromagnetic waves provided at the ends of the dielectric lines; The mode suppressor is connected through an impedance matching member having a width different from that of the mode suppressor and increasing in width toward the center in the vertical direction.
[0012]
According to the present invention, by installing the impedance matching member having a width different from that of the dielectric line, the reflection of the high frequency signal is reduced and the insertion loss and the isolation characteristic of the high frequency signal are improved in a higher frequency band. Bandwidth is much wider.
[0013]
In the present invention, preferably, an intermediate dielectric line member having substantially the same width as that of the mode suppressor is interposed between the mode suppressor and the impedance matching member.
[0014]
With the above configuration, the operating frequency of the circulator can be controlled by controlling the length of the intermediate dielectric line member.
[0015]
More preferably, a stepped portion is provided at the tip of the impedance matching member in the vertical direction at an interval substantially equal to the interval between the two ferrite plates, and the impedance matching is performed by sandwiching the stepped portion between the two ferrite plates. A member is connected to the two ferrite plates.
[0016]
With this configuration, the position accuracy between the mode suppressor and the ferrite plate is improved, the assembly reproducibility of the circulator is improved, and the two ferrite plates are less likely to be misaligned, and the circulator characteristics are stabilized with good reproducibility. In addition, it is easy to manufacture and has excellent mass productivity.
[0017]
The millimeter wave transmitter / receiver of the present invention is the transmitter for transmission that is output from a high frequency generating element and is frequency-modulated or pulsed between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal for transmission. A first dielectric line for propagating a millimeter-wave signal, and a high-frequency signal output from the high-frequency generation element attached to the first dielectric line, and periodically modulating or pulsing the high-frequency signal. A millimeter-wave signal oscillating unit that outputs a reliable millimeter-wave signal and propagates through the first dielectric line is disposed close to the first dielectric line so that one end thereof is electromagnetically coupled, or the first A second dielectric line having one end joined to the dielectric line and propagating a part of the millimeter wave signal for transmission to the mixer side; and the millimeter wave signal for transmission of the first dielectric line The first connection is connected to the output end of A circulator, a third dielectric line that is connected to the second connection portion of the circulator, propagates the millimeter-wave signal for transmission, and has a transmission / reception antenna at a tip portion, and is received by the transmission / reception antenna, A fourth dielectric line for propagating a received wave that propagates through the dielectric line and is output from the third connection portion of the circulator to the mixer; the middle of the second dielectric line; and the fourth dielectric line A mixer unit that mixes a part of the millimeter wave signal for transmission and the received wave to generate an intermediate frequency signal by bringing the intermediate part close to each other and electromagnetically coupling or joining them. In the wave transceiver, the circulator is the circulator of the present invention.
[0018]
The millimeter wave transceiver according to the present invention improves the transmission loss and isolation characteristics of a millimeter wave signal in a higher frequency band and a wider bandwidth, and a part of the transmission wave is mixed into the mixer via the circulator. As a result, the detection distance can be increased when applied to a millimeter wave radar or the like.
[0019]
Also, the millimeter wave transceiver of the present invention is output from a high frequency generating element and frequency-modulated or pulsed between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of a millimeter wave signal for transmission. A first dielectric line that propagates the transmitted millimeter wave signal for transmission, and a high-frequency signal that is attached to the first dielectric line and that is output from the high-frequency generating element is periodically frequency-modulated, or A millimeter-wave signal oscillating unit that outputs a pulsed and transmitted millimeter-wave signal for transmission and propagates in the first dielectric line, and a proximity so that one end side is electromagnetically coupled to the first dielectric line A second dielectric line disposed at one end or joined to the first dielectric line to propagate a part of the millimeter wave signal to the mixer side; and the transmission of the first dielectric line. First at the output end of the reliable millimeter wave signal A circulator connected to the continuation section, a third dielectric line connected to the second connection section of the circulator to propagate the millimeter wave signal for transmission and having a transmitting antenna at the tip, and receiving at the tip An antenna and a fourth dielectric line each provided with a mixer at the other end, and the middle of the second dielectric line and the middle of the fourth dielectric line are brought into close proximity to be electromagnetically coupled or joined A millimeter wave transmitter / receiver provided with a mixer unit that mixes a part of the millimeter wave signal for transmission and the received wave to generate an intermediate frequency signal, wherein the circulator is the circulator of the present invention. It is characterized by being.
[0020]
With this configuration, the millimeter wave transceiver of the present invention improves the transmission loss and isolation characteristics of a millimeter wave signal in a higher frequency band and a wider bandwidth, and the millimeter wave signal received by the transmitting antenna becomes a millimeter wave signal. Therefore, when applied to the millimeter wave radar module, the noise of the received signal is reduced, the transmission characteristic of the millimeter wave signal is excellent, and the detection distance of the millimeter wave radar can be further increased.
[0021]
In the millimeter-wave transceiver of the present invention, the second dielectric line is arranged close to the third dielectric line so that one end side is electromagnetically coupled, or one end side of the third dielectric line is It is also possible to arrange such that a part of the millimeter wave signal is propagated to the mixer side by being joined. Even in this case, the same effects as described above can be obtained.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A circulator for an NRD guide according to the present invention and a millimeter wave radar module as a millimeter wave transceiver using the circulator will be described below. 1A is a perspective view of the circulator of the present invention, and FIG. 1B is a partially enlarged plan view of the impedance matching member 5 and the intermediate dielectric line member 4d (4e, 4f). 4c and 4d, 4e, 4f are Teflon, polystyrene, cordierite (2MgO.2Al ₂ O _Three ・ 5SiO ₂ ) Dielectric line and intermediate dielectric line member made of ceramics, etc. 1 is a mode suppressor provided at the tip of each dielectric line 4a, 4b, 4c and blocks LSE mode electromagnetic waves, 2 is the tip of mode suppressor 1 Are connected, and two ferrite discs for a circulator in which the dielectric lines 4a, 4b, 4c are radially arranged at intervals of 120 ° are arranged around the mode suppressor 1, and are made of Cu foil or the like. The LSE mode electromagnetic wave whose electric field is perpendicular to the main surface of the parallel plate conductor (longitudinal direction in FIG. 1). The stripline conductor 3 is provided with a λ / 4 choke pattern in order to remove the TEM mode. Reference numeral 5 denotes an impedance matching member installed at the tip of the mode suppressor 1.
[0023]
In this circulator, the electromagnetic wave propagating through the dielectric line 4a is propagated to the dielectric line 4b by rotating the wavefront counterclockwise by the ferrite disk 2 and does not propagate to the dielectric line 4c. Similarly, the electromagnetic wave propagating through the dielectric line 4b is propagated to the dielectric line 4c. In this way, the propagation path of the electromagnetic wave is converted. Needless to say, if the positions of the S and N poles of the DC magnetic field applied substantially perpendicularly to the main surface of the ferrite disk 2 are reversed, the rotation direction of the wave front of the high frequency signal is also reversed.
[0024]
In the present invention, two ferrite disks 2 having the same shape are disposed concentrically on the inner surface of a parallel plate conductor. That is, the main surfaces of the parallel plate conductors are provided in contact with each other and facing each other. Moreover, you may install in predetermined intervals from the inner surface of a parallel plate conductor depending on the case. In FIG. 1, the main surface of the two ferrite disks 2 and the main surface of the mode suppressor 1 are flush with each other, and they are in contact with the inner surface of the parallel plate conductor. Such a configuration is preferable in order to reduce the loss.
[0025]
As for the thickness of the ferrite disk 2, when a ferrite having a relative dielectric constant of 13 is used in the 77 GHz band used in a millimeter wave radar for automobiles, the thickness of the ferrite disk 2 is 0.15 to 0. 30 mm is good, and if it is less than 0.15 mm, the strength of the ferrite disk 2 is lowered and handling becomes difficult. If it exceeds 0.30 mm, the diameter of the circulator must be reduced in order to prevent the shift of the passband. If the diameter is reduced, the circulator isolation is deteriorated.
[0026]
Moreover, the diameter of the ferrite disk 2 is preferably 1 to 3 mm, and if it is less than 1 mm, the circulator isolation is deteriorated. If it exceeds 3 mm, it is necessary to reduce the thickness so that the pass band does not shift. Becomes less than 0.15 mm, making handling difficult.
[0027]
Instead of the ferrite disc 2, a regular polygonal ferrite plate may be used. In this case, if the number of connected dielectric lines is n (n is an integer of 2 or more), the planar shape is positive m. It is a square shape (m ≧ 3 and m = n or m = 2n). In addition, the ferrite disk 2 functions as a circulator by providing a magnet, an electromagnet, or the like that applies a DC magnetic field of about 355500 A / m from the outside of the parallel plate conductor to the main surface of the ferrite disk 2.
[0028]
In the present invention, a plurality of dielectric lines 4 a to 4 c are connected to the ferrite disk 2 in a substantially radial manner. For example, three dielectric lines 4a to 4c are arranged at equal intervals with an angle of 120 ° between the transmission line directions. In FIG. 1, three-way conversion from the dielectric line 4a to the dielectric line 4b, from the dielectric line 4b to the dielectric line 4c, and from the dielectric line 4c to the dielectric line 4a is possible. In addition, four can be provided at intervals of 90 °, and six can be provided at intervals of 60 °.
[0029]
The impedance matching member 5 of the present invention has a width different from that of the mode suppressor 1 having substantially the same line width as that of the dielectric lines 4a to 4c, and as shown in FIG. 1 (b), the mode suppressor 1 and the intermediate dielectric line. When the line width of the member 4d is L1, and the line width of the impedance matching member 5 is L2, it is preferable that 0.5 ≦ L2 / L1 ≦ 2 (L1 ≠ L2). L2 / L1 If it is <0.5, the transmission line width of the impedance matching member 5 becomes small and the handling thereof becomes difficult, so that the positional accuracy of the installation is lowered and the transmission loss for each product tends to vary. 2 <L2 / L1 makes it necessary to shorten the length of the impedance matching member 5 in the transmission direction for impedance matching, making it difficult to handle and reducing its shape accuracy, resulting in variations in transmission loss for each product. It becomes easy. When L1 = L2, the reflection of the high frequency signal is large as shown in FIG. 6, and it is difficult to achieve impedance matching.
[0030]
Such an impedance matching member 5 has a rectangular shape such as a square or a rectangle, but as shown in the front view of FIG. It is good also as a shape. (A), (b) of the same figure has a rectangular cross section (rectangular shape), (c) has a width narrowed linearly toward the center in the vertical direction, (d) has a width. Is narrowed in a curve toward the center in the vertical direction, (e) is linearly widened toward the center in the vertical direction, and (f) is a central part in the vertical direction. (G) is a circular shape. And in this invention, it is set as the shape of (e) and (f).
[0031]
Further, if the dielectric constants of the dielectric lines 4a to 4c, the mode suppressor 1 and the intermediate dielectric line members 4d to 4f are εr1, and the relative dielectric constant of the impedance matching member 5 is εr2, εr1 = εr2 in the above embodiment. However, the transmission loss of the high-frequency signal can also be controlled by setting εr1 ≠ εr2 as follows. In this case, it is preferable that −10 ≦ εr2−εr1 ≦ 20 (εr1 ≠ εr2), and εr2−εr1 In <-10, the transmission line width of the impedance matching member 5 becomes small and the handling becomes difficult, so that the positional accuracy of the installation is lowered, and the transmission loss for each product tends to vary. 20 <εr2−εr1 requires that the length of the impedance matching member 5 in the transmission direction be shortened for impedance matching, which makes it difficult to handle and reduces the shape accuracy, thereby varying the transmission loss for each product. It becomes easy.
[0032]
Further, the thickness of the impedance matching member 5 in the direction of the transmission path is preferably 0.05 to 0.5 mm. If the thickness is less than 0.05 mm, the handling becomes difficult and the shape accuracy decreases, and the transmission loss for each product. Tends to vary. If it exceeds 0.5 mm, the isolation characteristics deteriorate.
[0033]
The impedance matching member 5 is made of alumina ceramic having a relative dielectric constant of about 9.7, forsterite (2MgO.SiO2) having a relative dielectric constant of 7. ₂ ) Ceramics, Spinel with a relative dielectric constant of about 8 (MgO · Al ₂ O _Three ) Ceramics and other mullite (3Al ₂ O _Three ・ 2SiO ₂ ) Ceramics, silicon nitride (Si) _Three N _Four ) Ceramics etc. are good, and these have low dielectric loss and excellent strength.
[0034]
In the present invention, preferably, the impedance matching member 5 is provided with a step portion 6 at least at the tip thereof at an interval substantially equal to the interval between the two ferrite disks 2 in the vertical direction. It is connected to the two ferrite disks 2 so as to be sandwiched between the ferrite disks 2. That is, the interval between the step portions 6 in the vertical direction is made substantially equal to the interval between the two ferrite disks 2, and the interval between the upper surface and the lower surface of the impedance matching member 5 is set as the two ferrite disks 2. The interval is approximately equal to the interval. Preferably, stepped portions 6 corresponding to the thickness of the ferrite disc 2 are provided on both sides of the top end of the mode suppressor 1 in the vertical direction, and the two ferrite discs 2 are inserted into and engaged with the stepped portion 6. Good to be. In this case, the two ferrite disks 2 are supported by the impedance matching member 5, and it is not necessary to dispose a dielectric spacer or the like between the two ferrite disks 2. Further, the concentricity of the two ferrite disks 2 is accurately determined and maintained.
[0035]
Further, in the example of FIG. 1, the impedance matching member 5 has a flat plate shape. In this case, the impedance matching member 5 is shaped so that its side shape is a convex shape that lies on its side. The part 6 may be included. That is, the stepped portion 6 may be provided in the vertical direction (on the upper surface and the lower surface) only at the tip of the impedance matching member 5.
[0036]
In the present invention, the dielectric lines 4a to 4c and the intermediate dielectric line members 4d to 4f are made of a resin-based dielectric material such as Teflon or polystyrene, or cordierite (2MgO.2Al) having a low dielectric constant. ₂ O _Three ・ 5SiO ₂ ) Ceramics, Alumina (Al ₂ O _Three ) Ceramics such as ceramics and glass ceramics are preferable, and these have low loss in a high frequency band.
[0037]
The intermediate dielectric line members 4d to 4f of the present invention can control the operating frequency of the circulator by controlling the length thereof, that is, the distance between the ferrite disk 2 and the strip line conductor 3 of the mode suppressor 1. . The length of the intermediate dielectric line members 4d to 4f is preferably 0.1 mm to λ / 2 (about 3.0 mm, where λ is the wavelength of the high frequency signal). If the length is less than 0.1 mm, the operation frequency of the circulator is controlled. Is difficult, and since it is weak in strength, it must be handled with care and workability at the time of assembly is remarkably deteriorated. If it exceeds λ / 2 (about 3.0 mm), the control characteristics of the operating frequency of the circulator will be repeated every λ / 2, and the loss of high-frequency signals will increase.
[0038]
The intermediate dielectric line members 4d to 4f can be installed by means such as bonding to the tip of the mode suppressor 1 with an adhesive or bonding to one inner surface of the parallel plate conductor with an adhesive.
[0039]
The high frequency band referred to in the present invention corresponds to a microwave band and a millimeter wave band of several tens to several hundreds GHz, and for example, a high frequency band of 30 GHz or higher, particularly 50 GHz or higher, and more preferably 70 GHz or higher is preferable.
[0040]
The parallel plate conductor for the NRD guide of the present invention is Cu, Al, Fe, Ag, Au, Pt, SUS (stainless steel), brass (Cu—Zn alloy), etc. in terms of high electrical conductivity and workability. These conductor layers may be formed on the surface of a conductor plate or an insulating plate made of ceramics, resin or the like.
[0041]
The NRD guide of the present invention is used for a wireless LAN, a millimeter wave radar of an automobile, etc. by incorporating a high frequency diode such as a Gunn diode as a high frequency generating element. The vehicle is irradiated with millimeter waves, and the reflected wave is combined with the original millimeter wave to obtain an intermediate frequency signal. By analyzing this intermediate frequency signal, the distance to obstacles and other vehicles, and their moving speed Etc. can be measured.
[0042]
Thus, the NRC guide circulator of the present invention improves the insertion loss and isolation characteristics of the high frequency signal in a higher frequency band because the reflection of the high frequency signal is reduced by installing an impedance matching member having a width different from that of the mode suppressor. The bandwidth that is used is greatly increased.
[0043]
Next, a millimeter wave radar module as a millimeter wave transceiver according to the present invention will be described below. FIGS. 7 to 10 show the millimeter wave radar module of the present invention. FIG. 7 is a plan view of an integrated transmission antenna and reception antenna, and FIG. 8 is a plan view of an independent transmission antenna and reception antenna. FIG. 9 is a perspective view of the millimeter wave signal oscillating unit, and FIG. 10 is a perspective view of a wiring board provided with a variable capacitance diode (varactor diode) for the millimeter wave signal oscillating unit.
[0044]
In FIG. 7, 51 is one parallel plate conductor (the other is omitted) of the present invention, 52 is a voltage-controlled millimeter-wave signal oscillating unit provided at one end of the first dielectric line 53, and a bias voltage By periodically controlling the bias voltage of the variable capacitance diode disposed in the vicinity of the high frequency diode (high frequency generation element) of the first dielectric line 53 so that the application direction matches the electric field direction of the high frequency signal, a triangular wave, By using a sine wave or the like, it is output as a frequency-modulated millimeter wave signal for transmission.
[0045]
Reference numeral 53 denotes a first dielectric line for propagating a millimeter-wave signal obtained by modulating a high-frequency signal output from a high-frequency diode such as a Gunn diode as a high-frequency generating element, and 54 denotes first, third, and fourth dielectrics. The circulator 55 of the present invention comprising a ferrite disk having first, second and third connection portions (not shown) connected to the body lines 53, 55 and 57, respectively, is a second connection of the circulator 54. A third dielectric line that is connected to the unit and propagates a millimeter-wave signal and has a transmission / reception antenna 56 at the tip, and a transmission / reception provided by tapering the tip of the third dielectric line 55 It is an antenna.
[0046]
Reference numeral 57 denotes a fourth dielectric line that propagates the received wave that is received by the transmission / reception antenna 56 and propagates through the third dielectric line 55 and is output from the third connection portion of the circulator 54 to the mixer 59 side. A first dielectric line 53 is arranged close to one end side so as to be electromagnetically coupled, or one end is joined to the first dielectric line 53 to propagate a part of the millimeter wave signal to the mixer 59 side. The dielectric line 58a is a non-reflective terminal (terminator) provided at one end of the second dielectric line 58 opposite to the mixer 59. Further, M1 in the figure indicates that a part of the millimeter wave signal and the received wave are obtained by electromagnetically coupling or joining the middle of the second dielectric line 58 and the middle of the fourth dielectric line 57 close to each other. Is a mixer section that mixes the signals to generate an intermediate frequency signal.
[0047]
These various components are provided between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal.
[0048]
In FIG. 7, the millimeter wave signal can be pulsed by providing a switch having the same configuration as that shown in FIG. 10 in the middle of the first dielectric line 53. For example, as shown in FIG. 10, a second choke-type bias supply line 90 is formed on one main surface of the wiring substrate 88, and a beam lead type PIN diode or a Schottky barrier diode mounted in the middle is provided. Switch.
[0049]
As another embodiment of the millimeter wave radar module of the present invention, there is a type shown in FIG. 8 in which a transmitting antenna and a receiving antenna are made independent. In the figure, 61 is one parallel plate conductor (the other is omitted) of the present invention, 62 is a voltage-controlled millimeter-wave signal oscillating unit provided at one end of a first dielectric line 63, and a bias voltage The bias voltage of the variable capacitance diode arranged in the vicinity of the high-frequency diode of the first dielectric line 63 is periodically controlled so that the application direction matches the electric field direction of the high-frequency signal, so that a triangular wave, a sine wave, etc. Thus, a frequency-modulated millimeter-wave signal for transmission is output.
[0050]
63 denotes a first dielectric line that propagates a millimeter-wave signal obtained by frequency-modulating a high-frequency signal output from the high-frequency diode, and 64 denotes first, third, and fifth dielectric lines 63, 65, and 67. The circulator 65 of the present invention made of a ferrite disk having first, second, and third connection portions (not shown) connected to each other is connected to the second connection portion of the circulator 64, and the millimeter wave signal , A third dielectric line having a transmission antenna 66 at the distal end, 66 is a transmission antenna provided by tapering the tip of the third dielectric line 65, and 67 is a circulator 64. The fifth dielectric line is connected to the third connection part and is provided with a non-reflection termination part 67a for attenuating a millimeter-wave signal for transmission.
[0051]
In addition, 68 is disposed close to the first dielectric line 63 so that one end side is electromagnetically coupled, or one end is joined to the first dielectric line 63, and a part of the millimeter wave signal is transferred to the mixer 71 side. The second dielectric line 68a to be propagated is a non-reflective terminal provided at one end of the second dielectric line 68 opposite to the mixer 71, and 69 is a received wave received by the receiving antenna 70. This is a fourth dielectric line propagating to the mixer 71 side. Further, M2 in the figure indicates that a part of the millimeter wave signal and a received wave are obtained by electromagnetically coupling or joining the middle of the second dielectric line 68 and the middle of the fourth dielectric line 69 close to each other. And a mixer unit that generates an intermediate frequency signal.
[0052]
These various components are provided between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal.
[0053]
In FIG. 8, a millimeter wave signal can be pulsed by providing a switch having the same configuration as that shown in FIG. 10 in the middle of the first dielectric line 63. For example, as shown in FIG. 10, a second choke-type bias supply line 90 is formed on one main surface of the wiring board 88, and a beam lead type PIN diode or a Schottky barrier diode mounted in the middle is provided. Switch.
[0054]
In these millimeter wave radar modules, the interval between the parallel plate conductors is the wavelength of the millimeter wave signal in the air and is less than or equal to half the wavelength at the operating frequency.
[0055]
FIG. 9 and FIG. 10 show the millimeter wave signal oscillators 52 and 62 for the millimeter wave radar module of FIG. 7 and FIG. In these drawings, reference numeral 82 denotes a metal member such as a metal block for mounting (mounting) the Gunn diode 83, 83 denotes a Gunn diode that is a kind of high-frequency diode that oscillates millimeter waves, and 84 denotes a metal member 82. A wiring board 85 having a choke-type bias supply line 84a functioning as a low-pass filter for supplying a bias voltage to the Gunn diode 83 and preventing leakage of a high-frequency signal is provided on one side surface of the choke-type bias supply line 84a. A strip-shaped conductor such as a metal foil ribbon connecting the upper conductor of the Gunn diode 83, 86 is a metal strip resonator in which a resonant metal strip line 86 a is provided on a dielectric substrate, and 87 is a metal strip resonator 86. This is a dielectric line that guides the resonant high-frequency signal to the outside of the millimeter-wave signal oscillating unit.
[0056]
Further, a wiring board 88 loaded with a varactor diode 80 which is a frequency modulation diode and a kind of variable capacitance diode is installed in the middle of the dielectric line 87. The bias voltage application direction of the varactor diode 80 is a direction (electric field direction) perpendicular to the propagation direction of the high-frequency signal in the dielectric line 87 and parallel to the main surface of the parallel plate conductor. In addition, the bias voltage application direction of the varactor diode 80 is the LSM propagating in the dielectric line 87. ₀₁ This matches the electric field direction of the high-frequency signal of the mode, thereby electromagnetically coupling the high-frequency signal and the varactor diode 80, and changing the electrostatic capacity of the varactor diode 80 by controlling the bias voltage. The frequency can be controlled. Reference numeral 89 denotes a high dielectric constant dielectric plate for impedance matching between the varactor diode 80 and the dielectric line 87.
[0057]
As shown in FIG. 10, a second choke type bias supply line 90 is formed on one main surface of the wiring board 88, and a beam lead type varactor diode 80 is provided in the middle of the second choke type bias supply line 90. Be placed. A connection electrode 81 is formed at a connection portion between the second choke-type bias supply line 90 and the varactor diode 80.
[0058]
The high frequency signal oscillated from the Gunn diode 83 is led to the dielectric line 87 through the metal strip resonator 86. Next, part of the high-frequency signal is reflected by the varactor diode 80 and returns to the Gunn diode 83 side. This reflected signal changes with the change in the capacitance of the varactor diode 80, and the oscillation frequency changes.
[0059]
The millimeter wave radar module shown in FIGS. 7 and 8 is an FMCW (Frequency Modulation Cotinuous Waves) system, and its operation principle is as follows. An input signal whose voltage amplitude changes to a triangular wave, sine wave, etc. is input to the modulation signal input MODIN terminal of the millimeter wave signal oscillating unit, the output signal is frequency-modulated, and the output frequency of the millimeter wave signal oscillating unit The shift is shifted so that it becomes a triangular wave, a sine wave, or the like. When an output signal (transmission wave) is radiated from the transmission / reception antenna 56 and the transmission antenna 66, if there is a target in front of the transmission / reception antenna 56 and the transmission antenna 66, a time difference corresponding to the round-trip of the radio wave propagation speed is obtained. The reflected wave (received wave) returns. At this time, the frequency difference between the transmission wave and the reception wave is output to the IFOUT terminal on the output side of the mixers 59 and 71.
[0060]
By analyzing the frequency components such as the output frequency of the IFOUT terminal, Fif = 4R · fm · Δf / c (Fif: IF (Intermediate Frequency) output frequency, R: distance, fm: modulation frequency, Δf: frequency shift) The distance can be obtained from the relational expression of width, c: speed of light).
[0061]
In the millimeter wave signal oscillating portion of the present invention, the material of the choke type bias supply line 84a and the strip conductor 85 is made of Cu, Al, Au, Ag, W, Ti, Ni, Cr, Pd, Pt, etc. Ag is preferable in terms of good electrical conductivity, low loss, and high oscillation output.
[0062]
The strip conductor 85 is electromagnetically coupled to the metal member 82 at a predetermined interval from the surface of the metal member 82, and is spanned between the choke-type bias supply line 84 a and the Gunn diode element 83. That is, one end of the strip conductor 85 is connected to one end of the choke-type bias supply line 84a by soldering or the like, and the other end of the strip conductor 85 is connected to the upper conductor of the Gunn diode element 83 by soldering or the like. The midway part except for the connection part 85 is in a state of floating in the air.
[0063]
The metal member 82 serves as an electrical ground (earth) for the Gunn diode element 83, and may be a metal conductor. The material is not particularly limited as long as the material is a metal (including alloy) conductor. , Brass (brass: Cu—Zn alloy), Al, Cu, SUS (stainless steel), Ag, Au, Pt, and the like. The metal member 82 is a metal block made entirely of metal, a surface of an insulating base such as ceramics or plastic, which is partially metal-plated, or a surface of the insulating base which is partially or partially coated with a conductive resin material. It may be a thing.
[0064]
Thus, the millimeter wave radar module as a millimeter wave transceiver according to the present invention improves the transmission loss and isolation characteristics of a millimeter wave signal in a higher frequency band and a wider bandwidth, and as a result, when applied to a millimeter wave radar, The detection distance can be increased (as in FIG. 7). In addition, transmission loss and isolation characteristics of millimeter-wave signals are improved at higher frequencies and wider bandwidths, and transmission-use millimeter-wave signals do not enter the mixer via the circulator, resulting in noise in the received signal. And the detection distance increases, and the detection distance of the millimeter wave radar can be further increased (as shown in FIG. 8).
[0065]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the scope of the present invention.
[0066]
【Example】
The circulator for the NRD guide of the present invention will be described below. The circulator of FIG. 1 was configured as follows. Two parallel plates having a thickness of 6 mm are arranged as parallel plate conductors at an interval of 1.8 mm, and the cross-sectional shape is a rectangular shape of 1.8 mm (height) × 0.8 mm (width) between them, A mode suppressor 1 is connected to the tip of each of the three dielectric lines 4a to 4c made of cordierite ceramics having a relative dielectric constant of 4.8, and a cordy having a relative dielectric constant of 4.8 is connected to the tip of each mode suppressor 1. The intermediate dielectric line members 4d to 4f made of erite ceramics and having a length of 1.2 mm are installed, and the end portions of the intermediate dielectric line members 4d to 4f are connected to the two ferrite discs 2 and 120 ° They were arranged so as to be radial at equal intervals. The mode suppressor 1 was formed by disposing a stripline conductor 3 made of Cu foil provided with a λ / 4 choke pattern therein.
[0067]
At this time, the upper and lower surfaces of the mode suppressor 1 and the intermediate dielectric line members 4 d to 4 f were flush with the main surfaces of the two ferrite disks 2. That is, the two ferrite disks 2 are placed opposite to each other on the inner surface of the parallel plate conductor, and stepped portions 6 are provided above and below the impedance matching member 5 at an interval substantially equal to the interval between the two ferrite disks 2. The step portion 6 is configured to be sandwiched between two ferrite discs 2, and the thickness of the ferrite disc 2 is formed on both sides of the impedance matching member 5 at the tip of the intermediate dielectric line members 4 d to 4 f in the vertical direction. Are provided, and the two ferrite disks 2 are inserted into and engaged with the step portions 6. Moreover, the main surfaces of the upper and lower ends of the ferrite disk 2 and the main surfaces of the upper and lower ends of the dielectric lines 4a to 4c are in contact with the inner surface of the parallel plate conductor.
[0068]
The ferrite disk 2 has a diameter of 2.0 mm and a thickness of 0.21 mm, and magnets for applying a DC magnetic field of 355500 A / m are arranged above and below the ferrite disk 2. That is, a circular recess having a diameter of 12.5 mm and a depth of 5 mm is formed concentrically with the ferrite disk 2 in a portion corresponding to the ferrite disk 2 on the outer surface of the parallel plate conductor, and the thickness is 4.5 mm. A circular magnet having a diameter of 12.5 mm was installed. The impedance matching member 5 is made of cordierite ceramics having a relative dielectric constant of 4.8, and the cross-sectional shape in a plane perpendicular to the transmission direction is 1.38 mm high × 0.6 mm wide (L2 / L1 = 0.6). /0.8=0.75), and the length (thickness) in the transmission direction was 0.1 mm. Therefore, the step of the step portion 6 is set to 0.21 mm.
[0069]
FIG. 5 shows the results of measuring the transmission characteristic | S21 | and isolation | S31 | of a high-frequency signal in the high frequency band of 75 to 80 GHz using the spectrum analyzer for the circulator having the above configuration. And as a comparative example, the thing of the same structure as the said Example was produced about the thing of FIG. 4 except having formed the level | step-difference part 34 so that the upper and lower sides of the front-end | tip of the mode suppressor 31 might be notched, and transmission characteristics similarly FIG. 6 shows the result of measuring | S21 | and isolation | S31 |.
[0070]
5 and 6, the transmission characteristic | S21 | of the present embodiment of FIG. 5 has a small loss of about −1 to −1.5 dB over the entire band, and −35 dB at the highest isolation | S31 |. In the lowest part, about -25 db, good characteristics were exhibited over a wide band. On the other hand, in the comparative example of FIG. 6, the transmission characteristic | S21 | is about −2 to −2.5 dB over the entire band, the isolation | S31 | is about −20 dB at the highest portion, and −19 db at the lowest portion. Both characteristics deteriorated.
[0071]
In the NRD guide, the circulator according to the present invention is configured such that two ferrite plates are installed on the inner surface of a parallel plate conductor so as to face each other, and a plurality of high-frequency signal transmissions arranged substantially radially with respect to the two ferrite plates. A dielectric line is provided with a mode suppressor for blocking electromagnetic waves in the LSE mode provided at the tip of the dielectric line, and has a width different from that of the mode suppressor provided at the end of the mode suppressor and the width is widened toward the center in the vertical direction. Because the impedance matching member having a width different from that of the mode suppressor reduces the reflection of the high frequency signal by connecting through the impedance matching member, the insertion loss and isolation of the high frequency signal in a higher frequency band and a wider band. The characteristics are improved. In addition, it is not necessary to control the width of the dielectric line in order to reduce the transmission loss, and the transmission characteristics can be improved by the impedance matching member. Therefore, the manufacturing is easy, the workability is excellent, and the mass production is suitable. .
[0072]
Preferably, an intermediate dielectric line member having substantially the same width as the mode suppressor is interposed between the mode suppressor and the impedance matching member, so that the length of the intermediate dielectric line member is controlled to operate the circulator. The frequency can be controlled.
[0073]
In the present invention, preferably, a stepped portion is provided at the tip of the impedance matching member in the vertical direction at an interval substantially equal to the interval between the two ferrite plates, and the stepped portion is sandwiched between the two ferrite plates. Connecting to two ferrite plates eliminates the need for dielectric spacers, improves the positional accuracy between the mode suppressor and the ferrite plate, improves the assembly reproducibility of the circulator, and offsets the two ferrite plates. The circulator characteristics can be obtained stably with good reproducibility, and the production is facilitated and the mass productivity is excellent.
[0074]
The millimeter wave transceiver of the present invention improves the transmission loss and isolation characteristics of millimeter wave signals in a higher frequency band and a wider bandwidth by using the circulator of the present invention, and a part of the transmitted wave is a circulator. As a result, the detection distance can be increased when applied to a millimeter wave radar or the like. In addition, the millimeter wave transmitter / receiver in which the transmitting antenna and the receiving antenna of the present invention are independent uses the circulator of the present invention to improve the transmission loss and isolation characteristics of the millimeter wave signal in a higher frequency band and a wider bandwidth, Also, the millimeter wave signal received by the transmitting antenna is not mixed into the millimeter wave signal oscillating unit. Therefore, when applied to the millimeter wave radar module, the noise of the received signal is reduced, and the transmission characteristics of the millimeter wave signal are excellent. Radar detection range can be further increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a perspective view of an embodiment of a circulator for an NRD guide according to the present invention, and FIG. 1B is a plan view of an impedance matching member portion of FIG.
FIG. 2 is a perspective view showing a basic configuration of an NRD guide and partially seeing through the inside.
FIG. 3 is a perspective view of a conventional circulator for an NRD guide.
FIG. 4 is a perspective view of a conventional circulator for an NRD guide.
FIG. 5 is a graph showing the results of measuring transmission characteristics | S21 | and isolation | S31 | of a high-frequency signal for the circulator of the present invention.
6 is a graph showing the results of measuring transmission characteristics | S21 | and isolation | S31 | of a high-frequency signal for the conventional circulator of FIG.
FIG. 7 is a plan view of an embodiment of the millimeter wave radar module of the present invention.
FIG. 8 is a plan view of another embodiment of the millimeter wave radar module of the present invention.
FIG. 9 is a perspective view of a voltage-controlled millimeter-wave signal oscillating unit for the millimeter-wave radar module of the present invention.
10 is a perspective view of a wiring board provided with a varactor diode for the millimeter wave signal oscillation unit of FIG. 9;
FIGS. 11A to 11G show various embodiments of the impedance matching member of the present invention and are front views thereof.
[Explanation of symbols]
1: Mode suppressor
2: Ferrite disc
3: Stripline conductor
4a, 4b, 4c: Dielectric line
4d, 4e, 4f: Intermediate dielectric line member
5: Impedance matching member
6: Stepped part

Claims

Between the parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the high-frequency signal, two ferrite plates are placed opposite to each other on the inner surface of the parallel plate conductor, and with respect to the two ferrite plates A plurality of dielectric lines for high-frequency signal transmission arranged substantially radially, a mode suppressor for blocking electromagnetic waves of the LSE mode provided at the tip of the dielectric line, and a mode suppressor provided at the tip of the mode suppressor, A circulator for a non-radiative dielectric line, characterized in that the circulator is connected via an impedance matching member having different widths and widening toward the center in the vertical direction .

2. The circulator for a non-radiative dielectric line according to claim 1, wherein an intermediate dielectric line member having substantially the same width as that of the mode suppressor is interposed between the mode suppressor and the impedance matching member.

At the tip of the impedance matching member, a stepped portion is provided in the vertical direction at an interval substantially equal to the interval between the two ferrite plates, and the impedance matching member is placed in the 2 The circulator for a nonradiative dielectric line according to claim 1, wherein the circulator is connected to a single ferrite plate.

Between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal for transmission,
A first dielectric line for propagating the millimeter-wave signal for transmission transmitted from the high-frequency generating element and frequency-modulated or pulsed;
It is attached to the first dielectric line, the high frequency of the high frequency signal output from the generating element with or pulsed periodically frequency modulated output as a millimeter-wave signal for the transmitting the first dielectric waveguide A millimeter-wave signal oscillating unit that propagates inside,
Proximity is arranged so that one end side is electromagnetically coupled to the first dielectric line, or one end is joined to the first dielectric line, and a part of the millimeter wave signal for transmission is propagated to the mixer side A second dielectric line,
A circulator having a first connection connected to an output end of the millimeter wave signal for transmission of the first dielectric line;
A third dielectric line connected to the second connection part of the circulator, for propagating the millimeter wave signal for transmission, and having a transmission / reception antenna at a tip part;
A fourth dielectric line that propagates through the third dielectric line received by the transmitting / receiving antenna and propagates to the mixer side from the third connection part of the circulator;
By the second or bonding dielectric waveguide was midway between close the middle of the fourth dielectric waveguide of to electromagnetic coupling, a part of the millimeter-wave signal for the transmitting and the receiving wave a mixer that occur an intermediate frequency signal by mixing, in the provided millimeter wave transceiver,
The circulator is the circulator according to any one of claims 1 to 3, wherein the millimeter wave transceiver is characterized.

Between parallel plate conductors arranged at intervals of 1/2 or less of the wavelength of the millimeter wave signal for transmission,
A first dielectric line for propagating the transmission millimeter wave signal output from the high frequency generating element and frequency-modulated or pulsed;
The high-frequency signal attached to the first dielectric line and periodically modulated or pulsed from the high-frequency signal output from the high-frequency generating element is output as the transmitting millimeter-wave signal for transmission, and the first A millimeter wave signal oscillating unit that propagates through a dielectric line;
Second end is disposed close to the first dielectric line so that one end side is electromagnetically coupled, or one end is joined to the first dielectric line to propagate a part of the millimeter wave signal to the mixer side. A dielectric line of
A circulator having a first connection connected to an output end of the millimeter wave signal for transmission of the first dielectric line;
A third dielectric line connected to the second connection part of the circulator, for propagating the millimeter wave signal for transmission, and having a transmission antenna at a tip part;
A fourth dielectric line provided with a receiving antenna at the front end and a mixer at the other end;
A part of the millimeter wave signal for transmission and a reception wave are mixed by bringing the middle of the second dielectric line and the middle of the fourth dielectric line close to each other and electromagnetically coupling or joining them. a mixer that occur an intermediate frequency signal by, in the provided millimeter wave transceiver,
The circulator is the circulator according to any one of claims 1 to 3, wherein the millimeter wave transceiver is characterized.

The second dielectric line is arranged close to the third dielectric line so that one end side is electromagnetically coupled, or one end side is joined to the third dielectric line, and one of the millimeter wave signals 6. The millimeter wave transceiver according to claim 5, wherein the millimeter wave transceiver is arranged so as to propagate the part to the mixer side.