JP5156551B2 - FM-CW radar - Google Patents
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Description
本発明は、ガンダイオード及びバラクタダイオードにより構成された電圧制御型発振器(以下、「VCO」とも記す)とパッシブミキサで構成された周波数変調連続波(Frequency Modulated Continuous Wave、以下、「FM−CW」と記す)レーダに関する。 The present invention relates to a frequency-modulated continuous wave (hereinafter referred to as “FM-CW”) composed of a voltage-controlled oscillator (hereinafter also referred to as “VCO”) composed of a Gunn diode and a varactor diode and a passive mixer. It is related to radar.
目標対象物との距離及び/又は相対速度を計測するレーダとしてFM−CWレーダが使用されている。このFM−CWレーダは、簡単な構成を有する送受信回路と信号処理回路を備え、目標対象物との距離及び/又は相対速度を計測することができる。そのため、近年、自動車に搭載される衝突防止レーダとして多く使用されるようになっている。特許文献1は、FM−CWレーダの1例を開示する。
図10は、従来のFM−CWレーダの構成を示す図である。従来のFM−CWレーダは、三角波発生回路91と、電圧制御型発振器(VCO)92と、方向性結合器93と、送受信アンテナ装置94と、ミキサ95と、増幅器96と、信号処理回路97とを有する。
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a conventional FM-CW radar. A conventional FM-CW radar includes a triangular
三角波発生回路91は、変調電圧として三角波を発生する。三角波発生回路の代わりに、例えば、変調電圧としてのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を使用しても良い。電圧制御型発振器92は、三角波発生回路91から変調波として三角波を入力し、周波数変調された第1の信号を、方向性結合器93を通して送受信アンテナ装置94に出力する。
The triangular
送受信アンテナ装置94は、送信アンテナ装置94aと受信アンテナ装置94bとを備え、送信アンテナ装置94aから目標対象物に第1の信号を送信し、目標対象物によって反射された第2の信号を受信アンテナ装置94bを用いて受信し、ミキサ95に出力する。
The transmission /
ミキサ95は、方向性結合器93から出力される第1の信号と送受信アンテナ装置94から出力される第2の信号とを入力し、第1の信号と第2の信号との周波数の差を表すミキサ出力信号を、増幅器96を通して信号処理回路97に出力する。信号処理回路97は、ミキサ出力信号を処理して、目標対象物と送受信装置との間の距離と速度とを出力する。
The
従来のFM−CWレーダにおいて、電圧制御型発振器は、例えば、MMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)によって構成される。 In the conventional FM-CW radar, the voltage controlled oscillator is configured by, for example, an MMIC (monolithic microwave integrated circuit).
次に、FM−CWレーダ一般の動作について説明する。図11は、目標対象物と送受信アンテナとの距離Lでかつ目標対象物と送受信アンテナとの相対速度Vについて、FM−CWレーダの動作を示している。図11においては、三角波により変調する場合を例として説明している。 Next, general operation of the FM-CW radar will be described. FIG. 11 shows the operation of the FM-CW radar with respect to the distance L between the target object and the transmission / reception antenna and the relative velocity V between the target object and the transmission / reception antenna. In FIG. 11, a case where modulation is performed using a triangular wave is described as an example.
図11(a)の実線は、中心周波数f0、周波数変調幅Δf、三角波周期Tmの送信信号の周波数の時間変化を示す。図11(a)の点線は、目標対象物で反射された後に受信された受信波の周波数の時間変化を示す。受信信号は、電波の伝播速度cとすると、送信信号より時間(2・L)/c遅れる。また、図11(a)では、目標対象物が近づく場合について図示しているので、ドップラーシフトにより、受信信号の周波数が、送信信号の周波数より周波数値(2・f0・V)/cプラス側にシフトしている。 The solid line in FIG. 11A shows the time change of the frequency of the transmission signal having the center frequency f0, the frequency modulation width Δf, and the triangular wave period Tm. The dotted line in FIG. 11A shows the time change of the frequency of the received wave received after being reflected by the target object. The received signal is delayed by a time (2 · L) / c from the transmission signal when the propagation speed c of the radio wave is assumed. Further, FIG. 11A illustrates the case where the target object approaches, so that the frequency of the reception signal is higher than the frequency of the transmission signal by the Doppler shift (2 · f0 · V) / c plus side. Has shifted to.
送信信号と受信信号とは、ミキサに入力され、ミキサにおいて周波数変換される。そして、ミキサから図11(b)に示されるような周波数成分の信号(ビート信号)が出力される。図11(b)に示されるfb1とfb2はそれぞれ下記の式により表される。
fb1=(4・Δf・L)/(c・Tm)+(2・f0・V)/c
fb2=(4・Δf・L)/(c・Tm)−(2・f0・V)/c
The transmission signal and the reception signal are input to the mixer and frequency-converted in the mixer. A frequency component signal (beat signal) as shown in FIG. 11B is output from the mixer. Fb1 and fb2 shown in FIG. 11B are expressed by the following equations, respectively.
fb1 = (4 · Δf · L) / (c · Tm) + (2 · f0 · V) / c
fb2 = (4 · Δf · L) / (c · Tm) − (2 · f0 · V) / c
それぞれの式に示されるように、fb1とfb2は、目標対象物と送受信アンテナとの距離Lと目標対象物と送受信アンテナとの相対速度Vを含む式である。そこで、信号処理回路において、fb1とfb2に計測値を代入して計算すると、距離Lと相対速度Vを得ることができる。 As shown in the respective expressions, fb1 and fb2 are expressions including a distance L between the target object and the transmission / reception antenna and a relative speed V between the target object and the transmission / reception antenna. Therefore, the distance L and the relative speed V can be obtained by substituting the measurement values for fb1 and fb2 in the signal processing circuit.
FM−CWレーダにおいて、電圧制御型発振器をガンダイオードにより構成することにより、FM−CWレーダを76GHzで動作させることが可能となる。このように、FM−CWレーダを更に高い周波数で動作させると、回路モジュール、及び装置の小型化と信号の解像度の向上を図ることができる。 In the FM-CW radar, the FM-CW radar can be operated at 76 GHz by configuring the voltage controlled oscillator with a Gunn diode. As described above, when the FM-CW radar is operated at a higher frequency, the circuit module and the device can be reduced in size and the signal resolution can be improved.
しかしながら、FM−CWレーダの電圧制御型発振器をガンダイオードによって構成すると、以下の問題が生じる。図4に基づいてこの問題について説明する。図4は、ガンダイオードを備えた電圧制御型発振器の電源端子に変調電圧として三角波電圧を印加し、目標対象物がない場合にミキサ出力端子から出力されるミキサ出力電圧波形を計測した場合について、変調電圧波形(図4上側)とミキサ出力電圧波形(図4下側)とを示している。目標対象物が存在しない場合は、ミキサ出力端子からビート信号を含む波形は出力されないはずである。しかしながら、図4に示すように、ミキサ出力端子から、変調電圧に追随した波形(以下「変調波重畳信号」と記す)が出力されている。 However, when the voltage-controlled oscillator of the FM-CW radar is configured with a Gunn diode, the following problems occur. This problem will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows a case where a triangular wave voltage is applied as a modulation voltage to a power supply terminal of a voltage controlled oscillator including a Gunn diode, and a mixer output voltage waveform output from the mixer output terminal is measured when there is no target object. A modulation voltage waveform (upper side in FIG. 4) and a mixer output voltage waveform (lower side in FIG. 4) are shown. When the target object does not exist, a waveform including a beat signal should not be output from the mixer output terminal. However, as shown in FIG. 4, a waveform following the modulation voltage (hereinafter referred to as “modulated wave superimposed signal”) is output from the mixer output terminal.
FM−CWレーダにおいて、目標対象物がない場合に、変調波重畳信号が出力されると、目標対象物があると誤認する場合が生じる。また、遠距離にある目標対象物については、検出されるビート信号のレベルが小さくなるので、変調波重畳信号が発生すると、ビート信号と変調波重畳信号と分離することができなくなり、検出性能が低下する。それらの問題を解決することが課題となっていた。 In the FM-CW radar, if a modulated wave superimposed signal is output when there is no target object, it may be mistaken for the target object. In addition, for a target object at a long distance, the level of the detected beat signal is small, so that when the modulated wave superimposed signal is generated, the beat signal and the modulated wave superimposed signal cannot be separated, and the detection performance is improved. descend. Solving those problems has been an issue.
本発明は、このような課題を解決しようとするものであり、検出性能を向上し、より高い周波数で動作する小型のFM−CWレーダを提供することを目的とする。 The present invention is intended to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a small FM-CW radar that improves detection performance and operates at a higher frequency.
上記目的を達成するために、本発明のFM−CWレーダは、ガンダイオードとバラクタダイオードとを有し、周波数変調された第1の信号を出力する電圧制御型発振器と、目標対象物に前記第1の信号を送信し、前記目標対象物により反射された第2の信号を受信する送受信アンテナ装置と、ダイオードを有し、前記第1の信号と前記第2の信号とを入力し、前記第1の信号と前記第2の信号との周波数の差を表すミキサ出力信号を出力するパッシブミキサと、前記パッシブミキサを流れる電流の変化分を検出する電流検出回路と、検出された前記パッシブミキサを流れる電流の変化分に基づいて、前記ガンダイオードに電圧を変えて印加することにより、前記電圧制御型発振器の周波数変調された信号の出力電力を一定にする電圧印加回路と、を有することを特徴とする。 In order to achieve the above object, an FM-CW radar according to the present invention has a Gunn diode and a varactor diode, outputs a frequency-modulated first signal, and a first target object. A transmission / reception antenna device that transmits a first signal and receives a second signal reflected by the target object; a diode; and inputs the first signal and the second signal; A passive mixer that outputs a mixer output signal representing a frequency difference between the first signal and the second signal, a current detection circuit that detects a change in current flowing through the passive mixer, and the detected passive mixer A voltage application circuit for making the output power of the frequency-modulated signal of the voltage-controlled oscillator constant by changing the voltage applied to the Gunn diode based on the change in the flowing current , Characterized by having a.
本発明の好ましい実施形態のFM−CWレーダは、前記パッシブミキサを構成する前記ダイオードが、誘電体基板に表面実装されることを特徴とする。 The FM-CW radar according to a preferred embodiment of the present invention is characterized in that the diode constituting the passive mixer is surface-mounted on a dielectric substrate.
本発明の他の好ましい実施形態のFM−CWレーダは、方向性結合器を有し、前記電圧制御型発振器、前記パッシブミキサ、前記方向性結合器が、同一の誘電体基板に表面実装されることを特徴とする。 The FM-CW radar according to another preferred embodiment of the present invention has a directional coupler, and the voltage controlled oscillator, the passive mixer, and the directional coupler are surface-mounted on the same dielectric substrate. It is characterized by that.
本発明によれば、パッシブミキサを流れる電流の変化を検出し、パッシブミキサを流れる電流変化に応じて、ガンダイオードに印加する電圧を変えることにより、変調電圧と発信周波数との間の線形性を改善し、検出信号における変調波重畳信号の発生を抑制し、検出性能を向上することが可能なFM−CWレーダを提供することができる。 According to the present invention, the change in the current flowing through the passive mixer is detected, and the voltage applied to the Gunn diode is changed in accordance with the change in the current flowing through the passive mixer, so that the linearity between the modulation voltage and the oscillation frequency is increased. It is possible to provide an FM-CW radar that can be improved, suppress the generation of a modulated wave superimposed signal in the detection signal, and improve the detection performance.
また、本発明によれば、ガンダイオードにより構成されるFM−CWレーダにおいて検出性能を向上することができるので、FM−CWレーダをより高い周波数で動作させることが可能となる。さらに、表面実装型の素子を用いたり、それらの素子を同一誘電体基板に構成すると、それにともなって装置の小型化を実現するFM−CWレーダを提供することができる。 Further, according to the present invention, the detection performance can be improved in the FM-CW radar constituted by the Gunn diode, so that the FM-CW radar can be operated at a higher frequency. Furthermore, when surface-mount type elements are used or these elements are configured on the same dielectric substrate, an FM-CW radar that realizes downsizing of the apparatus can be provided.
以下、本発明のFM−CWレーダの実施の形態を図面により説明する。
図1は、本発明のFM−CWレーダの構成を示す図である。本発明のFM−CWレーダは、三角波発生回路11と、電圧制御型発振器(VCO)12と、方向性結合器13と、送受信アンテナ装置14と、ミキサ15と、増幅器16と、信号処理回路17とを有する。また、本発明のFM−CWレーダは、電流検出回路18と電圧印加回路19とを有する。
Embodiments of the FM-CW radar of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an FM-CW radar according to the present invention. The FM-CW radar of the present invention includes a triangular
三角波発生路回11は、変調電圧として三角波を発生する。三角波発生回路11の代わりに、例えば、変調電圧としてのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を使用しても良い。以下、三角波発生回路11を使用する場合を例として本発明を説明する。
The triangular
電圧制御型発振器12は、電圧印加回路19と接続されるガンダイオードと、三角波発生回路11と接続されるバラクタダイオードとを備え、三角波発生回路11から変調電圧として三角波を入力し、周波数変調された第1の信号を生成する。そして、電圧制御型発振器12は、生成された第1の信号を、方向性結合器13を通して送受信アンテナ装置14に出力する。
The voltage controlled
送受信アンテナ装置14は、送信アンテナ装置14aと受信アンテナ装置14bとを備え、送信アンテナ装置14aから目標対象物に第1の信号を送信し、目標対象物によって反射された第2の信号を受信アンテナ装置14bを用いて受信し、ミキサ15に出力する。図1に示されるように、送信アンテナ装置14aと受信アンテナ装置14bとを別個に設けて、送受信アンテナ装置14を構成しても良く、また、送受信兼用のアンテナ装置を設けて、送信アンテナ装置と受信アンテナ装置とを一体にして送受信アンテナ装置14を構成しても良い。
The transmission /
ミキサ15は、ダイオードを備え、パッシブミキサを構成する。ミキサ15は、ダイオードの代わりに、ダイオード機能を有する半導体素子を備えていても良い。ミキサ15は、方向性結合器13から出力される第1の信号と送受信アンテナ装置14から出力される第2の信号とを入力し、第1の信号と第2の信号との周波数の差を表すミキサ出力信号を、増幅器16を通して信号処理回路17に出力する。信号処理回路17は、ミキサ出力信号を処理して、目標対象物と送受信装置との間の距離と速度とを出力する。
The
電流検出回路18は、ミキサ15を流れる電流の変動分を検出する。電圧印加回路19は、電流検出回路18により検出されたミキサ15を流れる電流の変動分に基づいて、電圧を可変にして電圧制御型発振器12に印加し、電圧制御型発振器12の出力を一定にする。電流検出回路18と電圧印加回路19とそれらの行う動作については更に後で説明する。
The
本発明のFM−CWレーダにおいて、電圧制御型発振器(VCO)12と、ミキサ15と、方向性結合器13が、裏面に接地電極31を備える誘電体基板32上に形成され、マイクロストリップ線路で構成するようにしても良い。図2は、このように構成された実施形態の一例を斜め上から示す斜視図である。
In the FM-CW radar of the present invention, a voltage controlled oscillator (VCO) 12, a
電圧制御型発振器12は、表面実装型ガンダイオード33と表面実装型バラクタダイオード34で構成されている。電源端子36に電圧を変えて印加することにより、バラクタダイオード34の容量値が変化し、共振器の共振周波数が変化することにより、電圧制御型発振器12の発信周波数を変調することができる。電圧制御型発振器12の出力は、方向性結合器13に接続される。
The voltage-controlled
方向性結合器13は、ブランチラインカプラ38で構成されている。方向性結合器13の出力は、送信端子43とミキサ15とに接続される。ミキサ15は、ショットキーバリアダイオード39a、39bとラットレース回路41とを備えシングルバランスミキサを構成する。ミキサ15は、方向性結合器13と受信端子44とを入力とし、IF端子45を出力とする。
The
図3は、電圧制御型発振器12の電源端子36に0〜10Vの変調電圧を印加した場合の電圧制御型発振器(VCO)12の出力電力とミキサ15を流れるミキサ電流との関係を示す図である。図3に示されるように、変調電圧が増加すると、電圧制御型発振器12の出力電力が増加し、それとともに、ミキサ電流も増加する。これは、ミキサ15が、ショットキーバリアダイオード39a、39bで構成されるパッシブ・ミキサであるために、電圧制御型発振器12から出力される電力の増減により、バイアス点が変動するためである。ここで、ミキサ15を流れるミキサ電流とは、図2において、ショットキーバリアダイオード39a、ラットレース回路41、ショットキーバリアダイオード39bを流れる電流をいう。
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the output power of the voltage controlled oscillator (VCO) 12 and the mixer current flowing through the
電圧制御型発振器12、方向性結合器13、ミキサ15を構成する各要素を表面実装することにより、配線接続のバラツキを低減し、高周波特性を向上することができる。特に、ミキサ15を構成するダイオード39a、39bを表面実装することにより、配線接続のバラツキを低減し、高周波特性を向上する顕著な効果を得ることができる。
By surface-mounting each element constituting the voltage controlled
また、電圧制御型発振器12、方向性結合器13、ミキサ15を構成する各要素を同一の誘電体基板32に表面実装することにより、装置の小型化が可能になる。
Further, by mounting the elements constituting the voltage controlled
発明が解決しようとする課題の欄において説明したように、図4は、電圧制御型発振器12の電源端子36に変調電圧として三角波電圧を印加した場合について、変調電圧と、目標対象物がない場合にIF出力端子45から出力されるミキサの出力電圧波形を示す。目標対象物がない場合にIF出力端子45にビート信号が出力されないはずである。しかしながら、図4に示すように、IF出力端子45から、変調波電圧に追随した波形を含む変調波重畳信号が出力される。この原因は、電圧制御型発振器12の出力電力が変調時に増減すると、それに追随して、ミキサ15を流れるミキサ電流が増減し、これによりミキサ電流の変動成分がIF出力端子45から出力されるためである。
As described in the section of the problem to be solved by the invention, FIG. 4 shows a case where a triangular wave voltage is applied as a modulation voltage to the
FM−CWレーダにおいて、目標対象物がない場合に、変調波重畳信号が出力されると、目標対象物があると誤認する場合が生じる。また、遠距離にある目標対象物については、検出されるビート信号のレベルが小さくなるので、変調波重畳信号が出力されると、ビート信号と変調波重畳信号と分離することができなくなり、検出性能が低下する。 In the FM-CW radar, if a modulated wave superimposed signal is output when there is no target object, it may be mistaken for the target object. In addition, for a target object at a long distance, since the level of the detected beat signal is small, if the modulated wave superimposed signal is output, the beat signal and the modulated wave superimposed signal cannot be separated and detected. Performance decreases.
次に、本発明により、電流検出回路18と電圧印加回路19のフィードバック動作により変調波重畳信号の発生が抑制されることを説明する。
Next, it will be described that the generation of the modulation wave superimposed signal is suppressed by the feedback operation of the
図5は、電圧制御型発振器(VCO)12について、横軸にガンダイオード印加電圧、縦軸にVCO12の出力電力を取り、変調電圧をパラメータとして変化させて、ガンダイオード印加電圧とVCO12の出力電力との関係を示す図である。ガンダイオード印加電圧のどの値においても、変調電圧を増加させると、VCO12の出力電力が単調に増加する。
FIG. 5 shows the voltage-controlled oscillator (VCO) 12 with the horizontal axis representing the Gunn diode applied voltage and the vertical axis representing the
次に、例えば、変調電圧0Vで、ガンダイオード印加電圧が3.7Vとする。ガンダイオード印加電圧を一定の値3.7Vとして、変調電圧を増加すると、VCO12の出力電力は、単調に増加する。他方、変調電圧の増加に応じて、ガンダイオード印加電圧を下げていくと、VCO12の出力電力を一定に保つことができる。ミキサ15を流れるミキサ電流が、VCO12の出力電力の増加に応じて、増加する。そこで、ミキサ15を流れるミキサ電流の増加に合わせて、ガンダイオード印加電圧を下げる。このフィードバック動作が、ミキサ電流がある一定値、例えば、3mAになるまで続けられる。変調電圧が減少する場合にも、変調電圧が増加する場合と同様の動作が行われる。このフィードバック動作が、電流検出回路18と電圧印加回路19によって行われる。
Next, for example, the modulation voltage is 0V, and the Gunn diode applied voltage is 3.7V. When the Gunn diode applied voltage is set to a constant value of 3.7 V and the modulation voltage is increased, the output power of the
図6は、電流検出回路18と電圧印加回路19の構成を示す図である。電流検出回路18は、検出抵抗52と、オペアンプ54を有する差動増幅器53を備える。そして、電流検出回路18は、ミキサ15と接続される。電圧印加回路19は、オペアンプ56を有する差動増幅器55と、ガンダイオード23に電圧を印加するMOSFET58とを備える。そして、電圧印加回路19は、ガンダイオード23と接続される。
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the
電流検出回路18の構成と動作について説明する。ミキサ15と電源端子51との間に、検出抵抗52が接続され、電源端子51に負電圧が印加される。ミキサ15を流れるミキサ電流の電流変化に応じて、検出抵抗52の電圧降下の値が変化する。検出抵抗52で検出された電圧降下の値は、差動増幅器53に入力された後に増幅されて、電圧印加回路19に出力される。
The configuration and operation of the
次に、電圧印加回路19の構成と動作について説明する。電流検出回路18の差動増幅器53によって増幅された増幅信号と、リファレンス電圧端子25に印加された電圧信号は、電圧印加回路19の差動増幅器55に入力された後に増幅されて出力される。差動増幅器55から出力された信号は、電源端子59とガンダイオード23との間に接続されたMOSFET58のゲートに印加される。差動増幅器55から出力された信号は、MOSFET58のゲート電圧を変化させる。
Next, the configuration and operation of the
電流検出回路18と電圧印加回路19のフィードバック動作により、電圧制御型発振器12の出力がある一定値になり、それにともなってミキサ15を流れるミキサ電流値も、ある一定値となる。このミキサ15を流れるミキサ電流値は、リファレンス電圧端子25に印加された電圧値によって定められる。
As a result of the feedback operation of the
図7は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作の前後の変調電圧と電圧制御型発振器(VCO)の出力電力との関係を示す図である。図7の点線は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作を行っていない従来の変調電圧と電圧制御型発振器の出力電力との関係を示す。また、図7の実線は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作を行った後の本発明の変調電圧と電圧制御型発振器の出力電力との関係を示す。図7の実線に示すように、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作を行った後は、変調電圧に対して、電圧制御型発振器の出力電力がフラットな特性を示すようになっており、変調電圧に対して、電圧制御型発振器の出力電力が一定となり、出力特性が改善している。
FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the modulation voltage before and after the feedback operation by the
図8は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作の前後の変調電圧と電圧制御型発振器(VCO)の発信周波数との関係を示す図である。図8の丸点は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作を行っていない従来の変調電圧と電圧制御型発振器の発信周波数の値を示し、点線は丸点の値の線形近似線を示す。また、図8の四角点は、電流検出回路18と電圧印加回路19によるフィードバック動作を行った後の本発明の変調電圧と電圧制御型発振器の発信周波数の値を示し、実線は四角点の値の線形近似線を示す。フィードバック動作を行う前の従来の点線によって表される線形近似線の線形性を表す指標は、8.6%であるのに対し、フィードバック動作を行った後の線形性を表す指標は、3.6%で、フィードバック動作によって変調電圧と電圧制御型発振器の発信周波数との間の線形性が向上している。なお、線形性を表す指標は、|線形近似の値−測定値|/変形幅により定められる。
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the modulation voltage before and after the feedback operation by the
図9は、変調電圧をパラメータとして、ガンダイオードの印加電圧と電圧制御型発振器(VCO)の発信周波数との関係を示す図である、パラメータに変調電圧を取って、本発明の動作を説明する図である。ここで変調電圧は、バラクタダイオードの印加電圧を示す。図8及び図5を参照しながら、この図9を用いて、本発明のフィードバック動作について説明する。 FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the applied voltage of the Gunn diode and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator (VCO) using the modulation voltage as a parameter. The operation of the present invention will be described by taking the modulation voltage as a parameter. FIG. Here, the modulation voltage indicates the voltage applied to the varactor diode. The feedback operation of the present invention will be described with reference to FIGS. 8 and 5 and FIG.
図8の中のフィードバック動作を行っていない従来の変調電圧と電圧制御型発振器の発信周波数との関係を示すプロットについて、0Vと10V付近で線形近似線との乖離が大きい。すなわち、0V付近では、線形近似線に比較して実測値の増加が小さく、8〜10V付近では、線形近似線に比較して実測値の増加が逆に大きくなっている。 In the plot showing the relationship between the conventional modulation voltage not performing the feedback operation in FIG. 8 and the oscillation frequency of the voltage-controlled oscillator, the deviation from the linear approximation line is large around 0V and 10V. That is, in the vicinity of 0V, the increase in the actual measurement value is small compared to the linear approximation line, and in the vicinity of 8 to 10V, the increase in the actual measurement value is conversely large compared to the linear approximation line.
例えば、図5に示す電圧制御型発振器においては、変調電圧0Vの時にガンダイオード印加電圧を3.7Vに設定し、変調電圧の増加に合わせてガンダイオード印加電圧を減少させるフィードバック動作をしている。 For example, in the voltage controlled oscillator shown in FIG. 5, when the modulation voltage is 0V, the Gunn diode applied voltage is set to 3.7V, and a feedback operation is performed to decrease the Gunn diode applied voltage as the modulation voltage increases. .
これを図9について説明すると、変調電圧0Vでガンダイオード印加電圧3.7Vから変調電圧の増加に合わせて、左斜め上方向に周波数が変化していくことになる。したがって、変調電圧0V付近では周波数の増加分が増加し、変調電圧10V付近では周波数の増加分が逆に減少するので、線形性を改善する動作が行われる。
This will be described with reference to FIG. 9. With the modulation voltage of 0V, the frequency changes diagonally upward to the left as the modulation voltage increases from the Gunn diode applied voltage of 3.7V. Accordingly, the increase in frequency increases near the modulation voltage 0V, and the increase in frequency decreases conversely near the
11:三角波発生回路、12:電圧制御型発振器(VCO)、13:方向性結合器、14:送受信アンテナ装置、14a:送信アンテナ装置、14b:受信アンテナ装置、15:ミキサ、16:増幅器、17:信号処理回路、18:電流検出回路、19:電圧印加回路、23:ガンダイオード、25:リファレンス電圧端子、31:裏面接地電極、32:誘電体基板、33:表面実装型ガンダイオード、34:表面実装型バラクタダイオード、35:電源端子、36:電源端子、37:ヴィアホール、38:ブランチラインカプラ、39a、39b:表面実装型ショットキーバリアダイオード、41:ラットレース回路、42:電源端子、43:送信端子、44:受信端子、45:IF出力端子、51:電源端子、52:検出抵抗、53:差動増幅器、54:オペアンプ、55:差動増幅器、56:オペアンプ、58:MOSFET、59:電源端子、91:三角波発生回路、92:電圧制御型発振器(VCO)、93:方向性結合器、94:送受信アンテナ装置、94a:送信アンテナ装置、94b:受信アンテナ装置、95:ミキサ、96:増幅器、97:信号処理回路 11: Triangular wave generation circuit, 12: Voltage controlled oscillator (VCO), 13: Directional coupler, 14: Transmission / reception antenna device, 14a: Transmission antenna device, 14b: Reception antenna device, 15: Mixer, 16: Amplifier, 17 : Signal processing circuit, 18: Current detection circuit, 19: Voltage application circuit, 23: Gunn diode, 25: Reference voltage terminal, 31: Back ground electrode, 32: Dielectric substrate, 33: Surface mount type Gunn diode, 34: Surface mount type varactor diode, 35: power supply terminal, 36: power supply terminal, 37: via hole, 38: branch line coupler, 39a, 39b: surface mount type Schottky barrier diode, 41: rat race circuit, 42: power supply terminal, 43: transmission terminal, 44: reception terminal, 45: IF output terminal, 51: power supply terminal, 52: detection resistor, 53: difference Amplifier: 54: operational amplifier, 55: differential amplifier, 56: operational amplifier, 58: MOSFET, 59: power supply terminal, 91: triangular wave generation circuit, 92: voltage controlled oscillator (VCO), 93: directional coupler, 94: Transmission / reception antenna device, 94a: transmission antenna device, 94b: reception antenna device, 95: mixer, 96: amplifier, 97: signal processing circuit
Claims (3)
目標対象物に前記第1の信号を送信し、前記目標対象物により反射された第2の信号を受信する送受信アンテナ装置と、
ダイオードを有し、前記第1の信号と前記第2の信号とを入力し、前記第1の信号と前記第2の信号との周波数の差を表すミキサ出力信号を出力するパッシブミキサと、
前記パッシブミキサを流れる電流の変化分を検出する電流検出回路と、
検出された前記パッシブミキサを流れる電流の変化分に基づいて、前記ガンダイオードに電圧を変えて印加することにより、前記電圧制御型発振器の周波数変調された信号の出力電力を一定にする電圧印加回路と、
を有することを特徴とするFM−CWレーダ。 A voltage controlled oscillator having a Gunn diode and a varactor diode and outputting a frequency-modulated first signal;
A transmitting / receiving antenna device for transmitting the first signal to a target object and receiving a second signal reflected by the target object;
A passive mixer having a diode, inputting the first signal and the second signal, and outputting a mixer output signal representing a frequency difference between the first signal and the second signal;
A current detection circuit for detecting a change in current flowing through the passive mixer;
A voltage application circuit for making the output power of the frequency-modulated signal of the voltage controlled oscillator constant by changing the voltage applied to the Gunn diode based on the detected change in the current flowing through the passive mixer When,
An FM-CW radar characterized by comprising:
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