JP3619984B2 - ２線式伝送器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２線式伝送器に関するものであり、特に回路の動作を確保するために所定の一定電圧値に制限すること、並びに一つの回路でアナログ又はデジタルの信号に切り替えることができるようにした２線式伝送器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術における第一の具体例の２線式伝送器は、図８に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２とから構成されている。
【０００３】
電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４には供給電圧Ｖ０２が供給される構成になっている。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２を構成する端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【０００４】
この伝送線ｌ１、ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流す構成となっている。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２に必要な最小電源である。
【０００５】
測定制御回路１２は、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生させる帰還抵抗Ｒ１と、測定した物理量に対応する信号電圧ＶＳ１に帰還電圧Ｖｆ１が一致するように伝送電流Ｉｏを制御して一次電圧Ｖ２を発生することができる電流制御手段、即ち、電流制御回路１５と、一次電圧Ｖ２を流入する一次電流Ｉ２と逆関数関係を保持しながら直線的に一定の二次電圧Ｖｄ１（定電圧）に変換する絶縁手段、即ち、絶縁回路１６と、この二次電圧Ｖｄ１を供給して物理量を測定し、この測定した物理量に基づいた信号電圧ＶＳ１を生成する信号処理手段、即ち、信号処理回路１７とから構成されている。
【０００６】
このような構成からなる測定制御回路の接続状態は、先ず、伝送線Ｌ１、Ｌ２に接続する端子Ｔ１’、Ｔ２’は、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路と、この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間に、電流制御回路１５が並列に接続され、一次電圧Ｖ２を発生する。この電流制御回路１５は絶縁回路１６を並列に接続する。又、この絶縁回路１６は信号処理回路１７を並列に接続する。ここで、帰還抵抗Ｒ１は、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生させ、又、電流制御回路１５は伝送電流Ｉｏを制御して一次電圧Ｖ２を発生することができる。
【０００７】
このような電流制御回路１５は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点との間に並列に接続したコンデンサＣ１と、並列に接続したダイオードＤＺ１と、やはり、並列に接続したトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ、ダイオードＤＺ２の直列回路とから構成されている。
【０００８】
トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ３を介して演算増幅器ＯＰ３の出力端子に接続されている。この演算増幅器ＯＰ３の出力端子と抵抗Ｒ３との間から抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【０００９】
演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）は、帰還抵抗Ｒ１に発生した帰還電圧Ｖｆ１が抵抗Ｒ５を介して印加され、同時に信号処理回路１７で測定した物理量に基づいて生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ７を介して印加されるように、それぞれが接続されている。一方、反転入力端子（−側）には、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。
【００１０】
絶縁回路１６の入力端子Ｔ７、Ｔ８には一次電圧Ｖ２が印加され、図示しないトランスによって信号を絶縁する。そして、その出力端子Ｔ７’、Ｔ８’には二次電圧である定電圧Ｖｄ１が出力され、端子Ｔ９、Ｔ１０を介して信号処理回路１７の電源電圧として供給する構成になっている。
【００１１】
信号処理回路１７は、所定の場所で発生しているカルマン渦の数、即ち、測定することができる物理量を抽出するセンサ１８で測定した物理量を所定の信号に変換し、この信号を電圧に変換した信号電圧ＶＳ１を生成する。この信号電圧ＶＳ１は抵抗Ｒ７を介して演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）に印加される。又、信号処理回路１７とトランジスタＱ１と端子Ｔ１’の中間点（ａ点）との間には、受信用通信回路１９を接続している。更に、信号処理回路１７と、帰還電圧Ｖｆ１を介した抵抗Ｒ５との間には、送信用通信回路２０を接続している。
【００１２】
このような構成からなる２線式伝送器は、電源供給回路１１に供給する電源電圧を小なくする事が出来る構成になっている。即ち、演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）は、信号処理回路１７のセンサ１８で検出した渦信号などの物理量に対応して生成された信号電圧ＶＳ１と帰還電圧Ｖｆ１とが印加して、これ等の電圧の絶対値が等しくなるようにトランジスタＱ２のベースに出力電圧をコントロールしてコレクタ電流を変化させる。このコレクタ電流が変化すると、トランジスタＱ１のベース電流が変化し、その内部抵抗を変える。トランジスタＱ１を介して流れる電流が多くなり、絶縁回路１６で消費されない電流分はトランジスタＱ５とダイオードＤＺ２で構成されている直列回路を介してバイパスする。このようにして信号電圧ＶＳ１に対応した伝送電流Ｉｏのみを負荷抵抗１４に供給することができる。ここで、一次電圧Ｖ２の値が小さい時には、ダイオードＤＺ２が導通しないのでトランジスタＱ５とダイオードＤＺ２で構成された直列回路に電流がバイパスされない。これにより、絶縁回路１６は一次電圧Ｖ２の値が小さいときでも正常に動作するようにしている。
【００１３】
この絶縁回路１６の入力端子Ｔ７、Ｔ８に印加される一次電圧Ｖ２とこの入力端子Ｔ７、Ｔ８に流入する一次電流Ｉ２との関係は逆関数関係にあり、例えば、一次電圧Ｖ２が１１Ｖの時は一次電流Ｉ２が３．２ｍＡであり、一次電圧Ｖ２が７Ｖの時は一次電流Ｉ２は５．１ｍＡである。尚、一次電圧Ｖ２が７Ｖの時は一次電流Ｉ２が５．１ｍＡに増加するが、このとき伝送電流Ｉｏが最大の２０ｍＡなので問題は生じない。このようにして、伝送電流Ｉｏに伴って一次電圧Ｖ２を変化させることによって、伝送電流Ｉｏの変化範囲に収めた動作をするようにコントロールする。
【００１４】
例えば、電源１３の電圧１２Ｖ、ＤＺ１＝９Ｖ、負荷抵抗＝２５０Ω、帰還抵抗＝５０Ωである時において、伝送電流Ｉｏが最小の４ｍＡの時は、供給電圧Ｖ０２＝１０．８Ｖ、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥ＝１．８Ｖにおいては通信は可能である。伝送電流Ｉｏが最大の２０ｍＡの時は、供給電圧Ｖ０２＝６Ｖ、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥが略０Ｖであり、通信はできない。
【００１５】
次に、従来技術における第二の具体例の２線式伝送器について説明する。２線式伝送器は、図９に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ａとから構成されている。
【００１６】
電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この電源供給回路１１の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ａの出力端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【００１７】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流す構成となっている。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２Ａで最小限必要な電源である。
【００１８】
測定制御回路１１Ａは、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生する帰還抵抗Ｒ１と、測定した物理量に対応する信号電圧ＶＳ１に帰還電圧Ｖｆ１が一致するように伝送電流Ｉｏを制御してこの伝送電流Ｉｏに関連する一次電圧Ｖ２を発生する電流制御手段、即ち、電流制御回路１５Ａと、一次電圧Ｖ２を供給して物理量を測定し、この測定した物理量に応じた信号周波数ＳＦを生成する信号処理手段、即ち、信号処理回路１７Ａと、この信号周波数ＳＦに対応した信号電圧ＶＳ１を生成するｆ／Ｖ変換手段（周波数／電圧変換手段）、即ち、ｆ／Ｖ変換回路２６と、この信号電圧ＶＳ１をデジタルのパルス信号にして出力するパルス信号出力手段、即ち、パルス信号出力回路２５とから構成されている。
【００１９】
このような構成からなる測定制御回路１１Ａにおける接続状態は、先ず、端子Ｔ１’、Ｔ２’は、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路を構成する。この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点との間には、電流制御回路１５Ａが並列に接続し、一次電圧Ｖ２を発生する。又、トランジスタＱ１による直列回路と端子Ｔ１’、Ｔ２’との間には、パルス信号ＰＬＳを発生させるパルス信号出力回路２５を並列に接続してある。
【００２０】
パルス信号出力回路２５は、所定の条件の元でパルス信号ＰＬＳを発生させるもので、その一方の電源ＶＣＣはジャンパＪ３を介して端子Ｔ１’に接続し、他方の電源ＶＥＥは端子Ｔ２’に接続してある。入力信号であるセットパルス信号ＳＰＬＳは、ジャンパＪ６を介して信号処理回路１７Ａから入力する構成となっている。
【００２１】
電流制御回路１５Ａは、帰還電圧Ｖｆ１によって負荷抵抗１４に供給する伝送電流Ｉｏをコントロールする演算増幅器ＯＰ４と、この演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）は、基準電圧ＶＲＥＦをジャンパＪ５、抵抗Ｒ５とを介し、並びに帰還電圧Ｖｆ１を抵抗Ｒ６を介し、並びに信号処理回路１７Ａからの信号電圧ＶＳ１を抵抗Ｒ４を介して、それぞれ接続されている。演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子（−側）は抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。
【００２２】
信号処理回路１７Ａは、測定流量に対応して発生するカルマン渦の数、即ち、測定することができる物理量を抽出するセンサ１８を備えており、このセンサ１８で抽出された物理量に基づいた信号周波数ＳＦはジャンパＪ２を介してｆ／Ｖ変換回路２６に入力され、このｆ／Ｖ変換回路２６により変換された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）の一部入力になる。同時に、信号周波数ＳＦはジャンパＪ６を介してセットパルス信号ＳＰＬＳをパルス信号出力回路２５に入力するように接続されている。
【００２３】
又、信号処理回路１７Ａと端子Ｔ１’との間（ａ点）にはジャンパＪ１を介在させて受信用通信回路２７が、信号処理回路１７Ａと帰還抵抗Ｒ２との間には、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１を介して送信用通信回路２８を接続してある。又、この送受信用通信回路２７、２８において、信号処理回路１７Ａ側でない方はジャンパＪ４を介して端子Ｔ４に接続されている。
【００２４】
このような構成において、アナログ出力を得る場合と、パルス出力を得る場合は、ジャンパＪ１〜Ｊ６の切替えにより行う。
【００２５】
アナログ出力を得る場合は、ジャンパＪ１、Ｊ２をショートさせる。そうすると、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦは、１Ｋｈｚ〜５Ｋｈｚの信号となる。これをｆ／Ｖ変換回路２６で周波数に比例した信号電圧ＶＳ１に変更する。演算増幅器ＯＰ４は、
信号電圧ＶＳ１／抵抗Ｒ４＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０
になるように伝送電流Ｉｏをコントロールする。又、伝送線Ｌ１、Ｌ２から通信を行うため、ジャンパＪ１をショートし通信信号を受信用通信回路２７に接続することによって通信が可能になる。
【００２６】
一方、パルス出力を得る場合は、ジャンパＪ３〜Ｊ６をショートさせる。そうすると、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦは、例えば１パルス信号あたり１ｍ３というように重み付けされたパルス信号を出力することができる。ジャンパＪ２はオープンなので、ｆ／Ｖ変換回路２６の出力側の信号電圧ＶＳ１はゼロボルトである。ジャンパＪ５がショートなので伝送電流Ｉｏは、
ＶＳ１／Ｒ４（ＶＳ１はゼロボルト）＋基準電圧ＶＲＥＦ／抵抗Ｒ５＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０
で決まる。
【００２７】
このようにして、２線式伝送回路を安定に動作させる電流、実際は１０ｍＡ程度、を確保することができるのである。尚、パルス出力を得るように設定した場合は、ジャンパＪ１がショートしているとパルス信号出力回路２５からの信号、即ち、トランジスタＱ１と端子Ｔ１’との間（ａ点）の信号がノイズとなり通信不能になる。従って、ジャンパＪ４をショートして、端子Ｔ４から通信を行う。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術における第一の具体例の２線式伝送器においては、通常の一次電圧Ｖ２には安定化のためにコンデンサが接続されている。従って、トランジスタＱ１が導通状態にあると、電源側からみた端子Ｔ１’、Ｔ２’間の交流のインピーダンスが小さくなり、通信を行おうとした場合、波形が歪み、又は小さくなり、通信が正常にできなくなるという問題がある。
【００２９】
又、上述した第二の具体例の２線式伝送器においては、アナログ出力とパルス出力に切り替えるのに多数のジャンパの結線が必要で操作が複雑であると共にハードが煩雑になるという問題がある。
【００３０】
従って、負荷抵抗に供給する伝送電流を制御する一次電流が大きくなっても測定制御手段が正常に動作して通信ができるようにすること、並びに、アナログ出力／パルス出力の切替えが簡単にできるようにした回路構成に解決しなければならない課題を有する。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明に係る２線式伝送器は、負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、前記測定制御手段は、伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御して一次電圧を発生することができる電流制御手段と、前記一次電圧を流入する一次電流と逆関数関係を保持しながら直線的に一定の二次電圧に変換する絶縁手段と、該二次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に基づいた信号電圧を生成する信号処理手段と、前記一次電圧が低下してきた時に、前記電流制御手段が動作できる電圧値に前記一次電圧を制限するリミッタ手段と、からなる。
【００３２】
又、他の２線式伝送器は、負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、前記測定制御手段は、前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生する帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御してこの伝送電流に関連する一次電圧を発生する電流制御手段と、前記一次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に応じた信号周波数を生成する信号処理手段と、該信号周波数に対応した信号電圧を生成するｆ／Ｖ変換手段と、該信号電圧をパルス信号にして出力するパルス信号出力手段と、前記信号周波数をアナログ出力又はパルス出力に切り替えるためのコネクタ及び切替え手段と、からなる。
【００３３】
このように、測定制御手段側に一次電流が大きくなっても一次電圧を制限するリミッタ手段を設けたことにより、電源供給手段側からみた交流インピーダンスが小さくなっても通信ができないという問題を回避することができ、安定した電源供給を行うことができるようになる。
【００３４】
又、アナログ出力とパルス出力との切り替えをコネクタで行うようにしたことにより、一つの回路において切り替えをワンタッチで行うことができるようになる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に係る２線式伝送器における実施の形態を図面を参照して説明する。尚、従来技術で説明したものと同じものには同一符号を付与して説明する。
【００３６】
本発明に係る第一の実施の形態の２線式伝送器は、図１に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ｂとから構成されている。
【００３７】
このような構成からなる電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成する。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ｂの出力端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。また、端子Ｔ１、Ｔ２の間には通信装置３０が接続されている。
【００３８】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流される。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏは測定制御回路１２Ｂで必要な最小電源である。
【００３９】
測定制御回路１２Ｂは、端子Ｔ１’、Ｔ２’の間に、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ２がそれぞれ直列に接続した回路を構成し、負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間には、電流制御手段、即ち、電流制御回路１５Ｂが並列に接続され、一次電圧Ｖ２を生成する構成となっている。
【００４０】
電流制御回路１５Ｂは、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路に、トランジスタＱ３のエミッタ・ベース・コレクタ、トランジスタＱ４のコレクタ・ベース・エミッタを直列に接続した直列回路を、並列に接続した構成となっている。このトランジスタＱ３のベースには、一次電圧Ｖ２に基づいて基準電圧ＶＲＥＦを作成するレギュレータ３１が抵抗Ｒ６を介して接続している。トランジスタＱ４のベースには、演算増幅器ＯＰ２の出力端子が抵抗Ｒ５を介して接続されている。又、トランジスタＱ２のベースには、演算増幅器ＯＰ１の出力端子が接続されている。演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−側）には、レギュレータ３１の基準電圧ＶＲＥＦを抵抗Ｒ１０とＲ１１で分圧した分電圧ＶＣが入力され、非反転入力端子（＋側）には一次電圧Ｖ２を抵抗Ｒ８とＲ９で分圧した電圧が入力されている。ここで、レギュレータ３１、抵抗Ｒ６、トランジスタＱ３とでリミッタ手段を構成し、一次電圧Ｖ２が低下した時に、所定値に制限する機能を有する。
【００４１】
演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）は、帰還抵抗Ｒ１に発生した帰還電圧Ｖｆ１が抵抗Ｒ１２を介して、並びに信号処理回路１７で生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ７を介して、それぞれが接続され、両者の加算された電圧が印加される構成となっている。一方、反転入力端子（−側）には、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）が接続されている。
【００４２】
絶縁回路１６の端子Ｔ７、Ｔ８には一次電圧Ｖ２が印加され、図示しないトランスによって信号を絶縁する。そして、その端子Ｔ７’、Ｔ８’には二次電圧である定電圧Ｖｄ１が出力され、端子Ｔ９、Ｔ１０を介して信号処理回路１７の電源電圧として供給する構成となっている。
【００４３】
この絶縁回路１６は、端子Ｔ７’、Ｔ８’に二次電圧として定電圧Ｖｄ１を出力するが、この場合にこの入力端子Ｔ７、Ｔ８の一次電圧Ｖ２と一次電流（出力電流）Ｉ２との関係は、逆関数関係になるように構成されている。この点については後述する。
【００４４】
信号処理回路１７の内部には、測定すべき物理量、例えば、カルマン渦の数を検出して電気信号に変換するセンサ１８を備え、電気信号に変換された信号電圧ＶＳ１は抵抗Ｒ７を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）に印加される。又、信号処理回路１７と端子Ｔ１’との間には受信用通信回路１９が接続されている。更に信号処理回路１７と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）との間には、送信用通信回路２０を接続した構成となっている。
【００４５】
次に、以上のように構成された測定制御回路１２Ｂの動作について説明する。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）には、信号処理回路１７のセンサ１８で検出した渦信号等の物理量に対応する信号電圧ＶＳ１と帰還電圧Ｖｆ１とが加算されて印加され、これ等の電圧が等しくなるようにトランジスタＱ２のベースに出力電圧ＶＣ１を印加して、そのコレクタ電流を変化させる。このトランジスタＱ２のコレクタ電流は、トランジスタＱ１のベース電流を変化させて、その内部抵抗を変化させることによって、一次電圧Ｖ２及び一次電流Ｉ２をコントロールして絶縁回路１６に供給する。
【００４６】
即ち、絶縁回路１６に供給される出力電流Ｉ２は、演算増幅器ＯＰ１により、
（信号電圧ＶＳ１＋帰還電圧Ｖｆ１＝０）
となるようにコントロールされる。
【００４７】
ここで、絶縁回路１６に供給される一次電圧Ｖ２のうち、絶縁回路１６で消費されない電流分は、レギュレータ３１によりコントロールされるトランジスタＱ３と演算増幅器ＯＰ２によりコントロールされるトランジスタＱ４とにより形成される直列回路を介してバイパスされる。
【００４８】
演算増幅器ＯＰ２はトランジスタＱ４に対して、
（（一次電圧Ｖ２−分電圧ＶＣ）／抵抗Ｒ８）＝（（信号電圧ＶＳ１−分電圧ＶＣ）／抵抗Ｒ９）
となるように制御して、バイパスする一次電圧Ｖ２をコントロールする。
【００４９】
これは、一次電流Ｉ２が大きく負荷抵抗１４に供給する供給電圧Ｖ０２が小さくなると、一次電圧Ｖ２も小さくなる。即ち、一次電圧Ｖ２と一次電流Ｉ２との関係は逆関数関係になるように構成されている。その結果としてトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間に電位差を残すことができる。
【００５０】
一方、トランジスタＱ３及び抵抗Ｒ６からなるリミッタ手段は、演算増幅器ＯＰ２がトランジスタＱ４をコントロールした電流をバイパスしようとしても、
（一次電圧Ｖ２＝基準電圧ＶＲＥＦ＋トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ）
の条件を満足すると、トランジスタＱ３をオフにして一次電圧Ｖ２の低下を防止して制限する。従って、一次電圧Ｖ２は（基準電圧ＶＲＥＦ＋トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ）以下になる事はない。つまり、不必要に一次電圧Ｖ２を小さくし過ぎることはなく、絶縁回路１６より電源側の回路、具体的には演算増幅器ＯＰ１やＯＰ２の動作を確保することができる。
【００５１】
更に、この点について詳細に検討すると、図２に示すように、出力電流Ｉ２と一次電圧Ｖ２との関係をリミッタ手段（トランジスタＱ３と抵抗Ｒ６）の有無を比較して説明する。条件として、電源電圧は１２Ｖ、帰還抵抗Ｒ１は５０Ω、基準電圧ＶＲＥＦは３．４Ｖ、負荷抵抗１４は２５０Ω、一次電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２が４ｍＡで９Ｖ、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは０．６Ｖとする。
【００５２】
先ず、リミッタ手段を設けない場合には、▲１▼に示すように、一次電流Ｉ２が大きくなり１６ｍＡ、２０ｍＡ近傍になっても一次電圧Ｖ２はこの一次電流Ｉ２の増加に逆比例して直線的に小さくなる。これに反して、本願発明に係るリミッタ手段を備えると、先ず、▲３▼に示すように、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧は一次電流Ｉ２が１６ｍＡを過ぎた時点で抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ３によるリミッタ手段により制限され、トランジスタＱ３がオフ状態となり、バイパスが阻止される。そのため、帰還抵抗Ｒ１を介した帰還電圧Ｖｆ１との均衡をとるように演算増幅器ＯＰ１が動作し、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間の内部抵抗が上昇し、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間の内部抵抗が少なくなる。即ち、▲２▼に示すように、一次電流Ｉ２が１６ｍＡを超えた時点から抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ３によるリミッタ手段によりバイパスが阻止されると共にトランジスタＱ１の導通状態がよくなることにより、一次電圧はリミッタ手段によりプロットされた一次電流Ｉ２が略１６ｍＡを超えたあたりから一定の電圧になり、その値は略４Ｖである。このようにして一次電圧Ｖ２を不要に小さ過ぎることなく測定制御回路１２Ｂの特に電源側の演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２等の回路の動作を確保することができるのである。
【００５３】
一方、このようにリミッタ手段により一次電圧Ｖ２が一定電圧に保持されることによる絶縁回路１６への影響は、図３に示すように、先ず▲１▼に示す一次電圧Ｖ２が略９Ｖ近傍の時に一次電流Ｉ２が略４ｍＡであり、一次電流Ｉ２が略１６ｍＡまで一次電圧Ｖ２は直線的に減少し、一次電圧Ｖ２が略４Ｖ以降は一次電流Ｉ２が増加しても４Ｖを保持する。このような関係のある一次電流Ｉ２と一次電圧Ｖ２が絶縁回路１６に供給されると、▲２▼に示すように、一次電圧Ｖ２が略９Ｖ近傍から直線的に絶縁回路１６に供給される時に、絶縁回路１６で消費する電流は４ｍＡから８ｍＡと増加し、一次電圧Ｖ２が略４Ｖの一定値になると消費電流は略８ｍＡを保持することができ、一次電圧Ｖ２が不要に小さ過ぎることなく、絶縁回路１６の動作を確保することができるのである。
【００５４】
次に、本願発明に係る第二の実施の形態の２線式伝送器について、図４を参照して説明する。
【００５５】
第二の実施の形態の２線式伝送器は、図４に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ｃとから構成されている。
【００５６】
このような構成において電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ｃの端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【００５７】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流される。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２Ｃで必要な最小限の電源である。
【００５８】
測定制御回路１２Ｃは、端子Ｔ１’、Ｔ２’間に、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路と、この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間に、並列に接続した電流制御手段、即ち、一次電圧Ｖ２を発生させる電流制御回路１５Ｂと、カルマン渦等を測定するセンサ１８を備えた信号処理回路１７Ａと、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦを信号電圧ＶＳ１に変換するｆ／Ｖ変換回路２６と、コネクタ３５によってアナログ／デジタル信号に切り替える切替え手段、即ち、切替え回路３６とから構成されている。
【００５９】
又、トランジスタＱ１による直列回路と端子Ｔ１’、Ｔ２’との間には、パルス信号ＰＬＳを発生させるパルス信号出力回路２５がコネクタ３５を介して接続してある。
【００６０】
パルス信号出力回路２５は、所定の条件でデジタル信号であるパルス信号ＰＬＳを発生させるもので、その一方の電源端子はコネクタ３５の、ピン１及びピン２（アナログの場合）、又は、ピン２及びピン３（パルスの場合）を介して端子Ｔ１’に接続できるようにして電源電圧ＶＣＣを供給するようになっている。他方の電源端子ＶＥＥは端子Ｔ２’に接続してある。又、信号処理回路１７Ａで生成された信号周波数ＳＦに基づいて、端子Ｔ３’にパルス信号ＰＬＳを出力する構成となっている。このパルス信号出力回路２５は、図７に示すように、電源ＶＣＣ、ＶＥＥとの間にトランジスタＱ２０、２１を直列に接続し、このトランジスタＱ２０、Ｑ２１に、抵抗Ｒ２２、トランジスタＱ２２のコレクタ・ベース・エミッタを並列に接続してある。抵抗Ｒ２２とトランジスタＱ２２のコレクタとの中間点は抵抗２１を介してトランジスタＱ２０、Ｑ２１のベースに接続した構成となっている。このトランジスタのＱ２２のベースにはセットパルス信号ＳＰＬＳを入力するようになっており、トランジスタＱ２０、Ｑ２１のエミッタの中間点がパルス信号ＰＬＳの出力となる。
【００６１】
このような構成からなるパルス信号出力回路２５の動作は、先ずセットパルス信号ＳＰＬＳがＨＩＧＨで入力すると、トランジスタＱ２２がオンする。トランジスタＱ２２がオンすると電源ＶＣＣからＶＥＥ方向に電流が流れ、トランジスタＱ２０のベース電位が下がるため、トランジスタＱ２１がオンし、トランジスタＱ２０がオフし、パルス信号ＰＬＳがＬＯＷになる。セットパルス信号ＳＰＬＳがＬＯＷで入力するとトランジスタＱ２２がオフし、トランジスタＱ２０、Ｑ２１のベース電位が上昇し、トランジスタＱ２０をオンにすると共に、トランジスタＱ２１をオフする。トランジスタＱ２０をオンすることによって電源ＶＣＣがパルス信号ＰＬＳ側に流れ、ＨＩＧＨにする。このようにして、セットパルス信号ＳＰＬＳがＨＩＧＨの時は、パルス信号ＰＬＳはＬＯＷに、セットパルス信号ＳＰＬＳがＬＯＷの時は、パルス信号ＰＬＳはＨＩＧＨにコントロールすることができるのである。
【００６２】
電流制御回路１５Ｂは、帰還電圧Ｖｆ１と一次電圧Ｖ２をコントロールする演算増幅器ＯＰ４を備え、この演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）は、非反転バッファＵ５及び抵抗Ｒ５を介してパルス出力であるパルスモードＳＰ、並びに抵抗Ｒ６及び帰還抵抗Ｒ１を介して帰還電圧Ｖｆ１、並びに抵抗Ｒ４を介して信号処理回路１７Ａからの信号電圧ＶＳ１のそれぞれが加算されて入力される。演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子（−側）は抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）に接続されている。
【００６３】
信号処理回路１７Ａは、カルマン渦の数等の測定流量に対応する電圧信号に変換するセンサ１８を備えており、その出力側の信号周波数ＳＦは所定周波数を電圧に変換するｆ／Ｖ変換回路２６に入力される。このｆ／Ｖ変換回路２６で生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ５の非反転入力端子（＋側）の一部入力になる。又、信号周波数ＳＦはアナログ出力ＳＡがＨＩＧＨの時にゲートを介してセットパルス信号ＳＰＬＳをパルス信号出力回路２５に入力する。又、信号周波数ＳＦはパルス出力ＳＰがＬＯＷの時にゲートＵ４を介してｆ／Ｖ変換回路２６に入力され、所定の電圧に変換された信号電圧ＶＳ１を出力する。
【００６４】
ここで、切替え回路３６で生成されるパルス出力ＳＰとアナログ出力ＳＡは、コネクタ３５のピン１、２、３の接続状態によってＨＩＧＨ／ＬＯＷになるものであり、アナログ出力ＳＡの場合はコネクタ３５のピン１、２をショートすることによりトランジスタＱ６がオンになり、アナログ出力ＳＡはＨＩＧＨレベルになり、パルス出力ＳＰはＬＯＷレベルになる。パルス出力の場合は、コネクタ３５のピン２、３をショートさせることにより、トランジスタＱ６がオフになり、アナログ出力ＳＡはＬＯＷレベルになり、パルス出力ＳＰはＨＩＧＨレベルになる。
【００６５】
又、信号処理回路１７Ａと端子Ｔ１’との間にはコネクタ３５のピン１、２を介在させて受信用通信回路２７が、信号処理回路１７Ａと帰還抵抗Ｒ１との間には、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ７を介して送信用通信回路２８が、それぞれ接続されている。この送受信用通信回路２７、２８の信号処理回路１７Ａ側でない方は端子Ｔ４に接続されている。
【００６６】
このような構成からなる測定制御回路１２Ｃは、アナログ出力とパルス出力とではコネクタ３５の接続状態をワンタッチで替えることにより行うことができる。
【００６７】
先ず、アナログ出力の場合は、図４及び図５に示すように、ゲートＵ３の出力がＬＯＷレベルを固定し、パルス信号出力回路２５には信号は行かない。ゲートＵ４は、信号周波数ＳＦに等しい信号電圧ＶＳ１を出力する。この時、ｆ／Ｖ変換回路２６で周波数に比例した信号電圧ＶＳ１を出力する。ゲートＵ５は、ＬＯＷレベルを出力するので、演算増幅器ＯＰ４は、信号ＶＳ１／抵抗Ｒ４＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０となるように、一次電圧Ｖ２、一次電流Ｉ２をコントロールする。又、コネクタ３５のピン１、２間がショートされているので、受信用通信回路２７に接続されているため伝送線Ｌ１、Ｌ２から通信を行うことができる。従って、図５に示すように、信号処理回路１７Ａからの信号は端子Ｔ１’、Ｔ２’に入力され、伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して負荷に供給することができる。
【００６８】
パルス出力の場合は、図４及び図６に示すように、ゲートＵ３は信号周波数ＳＦに等しい信号を出力する。ゲートＵ４はＨＩＧＨレベルを固定して出力し、ｆ／Ｖ変換回路２６の出力ＶＳ１は０である。ゲートＵ５の出力は、ＨＩＧＨなので、一次電流Ｉ２は（基準電圧ＶＲＥＦ／抵抗Ｒ５＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０）にすることにより、回路を安定に動作させるための電流を確保することができるのである。従って、図６に示すように、信号処理回路１７Ａからの信号は端子Ｔ１’、Ｔ２’を介して伝送線Ｌ１、Ｌ２に供給されると共に、端子Ｔ３’を介して端子Ｔ１、Ｔ３に接続されているカウンタ３７に出力することができるのである。
【００６９】
又、パルス出力の場合は、通信は端子Ｔ４から行なう。コネクタ３５のピン１、２間がオープンなので、パルス信号出力回路２５からのノイズの影響を受けることがないため通信不能となることはない。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る２線式伝送器においては、負荷に供給する伝送電流をコントロールする電流制御手段の動作を確保するために一次電圧を所定値に制限するリミッタ手段を設けたことにより、一次電流が大きくなっても電源側の端子間Ｔ１’〜Ｔ２’のインピーダンスが小さくなることを防止して通信を正常に維持することができるという効果がある。
【００７１】
又、リミッタ手段を設けたことにより、一次電流が最小（４ｍＡ）の時であっても、一次電圧を一定値に制限することができるため、設計の自由度を拡大させることができるという効果もある。
【００７２】
更に、アナログ出力／パルス出力の切替えを一つのコネクタで行うようにしたことにより、同一回路を使用したアナログ出力／パルス出力の切り替えはワンタッチで行うことができ操作性を向上させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係る第一の実施例における２線式伝送器の略示的なブロック図である。
【図２】同リミッタ手段を設けた場合と設けない場合における一次電圧Ｖ２と一次電流Ｉ２との関係を示したグラフである。
【図３】同リミッタ手段による一次電圧Ｖ２と絶縁回路における消費電流との関係を示したグラフである。
【図４】本願発明に係る第二の実施例における２線式伝送器の略示的なブロック図である。
【図５】同アナログ出力の場合の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図６】同デジタル出力の場合の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図７】同パルス出力回路の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図８】従来技術における２線式伝送器であって、第一の実施例に対応した２線式伝送器の回路図である。
【図９】従来技術における２線式伝送器であって、第二の実施例に対応した２線式伝送器の回路図である。
【符号の説明】
１１；電源供給回路（電源供給手段）、１２；測定制御回路（測定制御手段）、１２Ａ；測定制御回路（測定制御手段）、１２Ｂ；測定制御回路（測定制御手段）、１３；電源（直流電源）、１４；負荷抵抗、１５；電流制御回路（電流制御手段）、１５Ａ；電流制御回路（電流制御手段）、１５Ｂ；電流制御回路（電流制御手段）、１６；絶縁回路（絶縁手段）、１７；信号処理回路（信号処理手段）、１７Ａ；信号処理回路（信号処理手段）、１８；センサ、１９；受信用通信回路、２０；送信用通信回路、２５；パルス信号出力回路（パルス信号出力手段）、２６；ｆ／Ｖ変換回路（ｆ／Ｖ変換手段）、２７；受信用通信回路、２８；送信用通信回路、３０；通信装置、３１；レギュレータ、３５；コネクタ、３６；切替え回路（切替え手段）、３７；カウンタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、２線式伝送器に関するものであり、特に回路の動作を確保するために所定の一定電圧値に制限すること、並びに一つの回路でアナログ又はデジタルの信号に切り替えることができるようにした２線式伝送器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術における第一の具体例の２線式伝送器は、図８に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２とから構成されている。
【０００３】
電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４には供給電圧Ｖ０２が供給される構成になっている。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２を構成する端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【０００４】
この伝送線ｌ１、ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流す構成となっている。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２に必要な最小電源である。
【０００５】
測定制御回路１２は、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生させる帰還抵抗Ｒ１と、測定した物理量に対応する信号電圧ＶＳ１に帰還電圧Ｖｆ１が一致するように伝送電流Ｉｏを制御して一次電圧Ｖ２を発生することができる電流制御手段、即ち、電流制御回路１５と、一次電圧Ｖ２を流入する一次電流Ｉ２と逆関数関係を保持しながら直線的に一定の二次電圧Ｖｄ１（定電圧）に変換する絶縁手段、即ち、絶縁回路１６と、この二次電圧Ｖｄ１を供給して物理量を測定し、この測定した物理量に基づいた信号電圧ＶＳ１を生成する信号処理手段、即ち、信号処理回路１７とから構成されている。
【０００６】
このような構成からなる測定制御回路の接続状態は、先ず、伝送線Ｌ１、Ｌ２に接続する端子Ｔ１’、Ｔ２’は、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路と、この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間に、電流制御回路１５が並列に接続され、一次電圧Ｖ２を発生する。この電流制御回路１５は絶縁回路１６を並列に接続する。又、この絶縁回路１６は信号処理回路１７を並列に接続する。ここで、帰還抵抗Ｒ１は、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生させ、又、電流制御回路１５は伝送電流Ｉｏを制御して一次電圧Ｖ２を発生することができる。
【０００７】
このような電流制御回路１５は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点との間に並列に接続したコンデンサＣ１と、並列に接続したダイオードＤＺ１と、やはり、並列に接続したトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ、ダイオードＤＺ２の直列回路とから構成されている。
【０００８】
トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ３を介して演算増幅器ＯＰ３の出力端子に接続されている。この演算増幅器ＯＰ３の出力端子と抵抗Ｒ３との間から抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【０００９】
演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）は、帰還抵抗Ｒ１に発生した帰還電圧Ｖｆ１が抵抗Ｒ５を介して印加され、同時に信号処理回路１７で測定した物理量に基づいて生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ７を介して印加されるように、それぞれが接続されている。一方、反転入力端子（−側）には、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。
【００１０】
絶縁回路１６の入力端子Ｔ７、Ｔ８には一次電圧Ｖ２が印加され、図示しないトランスによって信号を絶縁する。そして、その出力端子Ｔ７’、Ｔ８’には二次電圧である定電圧Ｖｄ１が出力され、端子Ｔ９、Ｔ１０を介して信号処理回路１７の電源電圧として供給する構成になっている。
【００１１】
信号処理回路１７は、所定の場所で発生しているカルマン渦の数、即ち、測定することができる物理量を抽出するセンサ１８で測定した物理量を所定の信号に変換し、この信号を電圧に変換した信号電圧ＶＳ１を生成する。この信号電圧ＶＳ１は抵抗Ｒ７を介して演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）に印加される。又、信号処理回路１７とトランジスタＱ１と端子Ｔ１’の中間点（ａ点）との間には、受信用通信回路１９を接続している。更に、信号処理回路１７と、帰還電圧Ｖｆ１を介した抵抗Ｒ５との間には、送信用通信回路２０を接続している。
【００１２】
このような構成からなる２線式伝送器は、電源供給回路１１に供給する電源電圧を小なくする事が出来る構成になっている。即ち、演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋側）は、信号処理回路１７のセンサ１８で検出した渦信号などの物理量に対応して生成された信号電圧ＶＳ１と帰還電圧Ｖｆ１とが印加して、これ等の電圧の絶対値が等しくなるようにトランジスタＱ２のベースに出力電圧をコントロールしてコレクタ電流を変化させる。このコレクタ電流が変化すると、トランジスタＱ１のベース電流が変化し、その内部抵抗を変える。トランジスタＱ１を介して流れる電流が多くなり、絶縁回路１６で消費されない電流分はトランジスタＱ５とダイオードＤＺ２で構成されている直列回路を介してバイパスする。このようにして信号電圧ＶＳ１に対応した伝送電流Ｉｏのみを負荷抵抗１４に供給することができる。ここで、一次電圧Ｖ２の値が小さい時には、ダイオードＤＺ２が導通しないのでトランジスタＱ５とダイオードＤＺ２で構成された直列回路に電流がバイパスされない。これにより、絶縁回路１６は一次電圧Ｖ２の値が小さいときでも正常に動作するようにしている。
【００１３】
この絶縁回路１６の入力端子Ｔ７、Ｔ８に印加される一次電圧Ｖ２とこの入力端子Ｔ７、Ｔ８に流入する一次電流Ｉ２との関係は逆関数関係にあり、例えば、一次電圧Ｖ２が１１Ｖの時は一次電流Ｉ２が３．２ｍＡであり、一次電圧Ｖ２が７Ｖの時は一次電流Ｉ２は５．１ｍＡである。尚、一次電圧Ｖ２が７Ｖの時は一次電流Ｉ２が５．１ｍＡに増加するが、このとき伝送電流Ｉｏが最大の２０ｍＡなので問題は生じない。このようにして、伝送電流Ｉｏに伴って一次電圧Ｖ２を変化させることによって、伝送電流Ｉｏの変化範囲に収めた動作をするようにコントロールする。
【００１４】
例えば、電源１３の電圧１２Ｖ、ＤＺ１＝９Ｖ、負荷抵抗＝２５０Ω、帰還抵抗＝５０Ωである時において、伝送電流Ｉｏが最小の４ｍＡの時は、供給電圧Ｖ０２＝１０．８Ｖ、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥ＝１．８Ｖにおいては通信は可能である。伝送電流Ｉｏが最大の２０ｍＡの時は、供給電圧Ｖ０２＝６Ｖ、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥが略０Ｖであり、通信はできない。
【００１５】
次に、従来技術における第二の具体例の２線式伝送器について説明する。２線式伝送器は、図９に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ａとから構成されている。
【００１６】
電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この電源供給回路１１の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ａの出力端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【００１７】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流す構成となっている。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２Ａで最小限必要な電源である。
【００１８】
測定制御回路１１Ａは、伝送電流Ｉｏに比例する帰還電圧Ｖｆ１を発生する帰還抵抗Ｒ１と、測定した物理量に対応する信号電圧ＶＳ１に帰還電圧Ｖｆ１が一致するように伝送電流Ｉｏを制御してこの伝送電流Ｉｏに関連する一次電圧Ｖ２を発生する電流制御手段、即ち、電流制御回路１５Ａと、一次電圧Ｖ２を供給して物理量を測定し、この測定した物理量に応じた信号周波数ＳＦを生成する信号処理手段、即ち、信号処理回路１７Ａと、この信号周波数ＳＦに対応した信号電圧ＶＳ１を生成するｆ／Ｖ変換手段（周波数／電圧変換手段）、即ち、ｆ／Ｖ変換回路２６と、この信号電圧ＶＳ１をデジタルのパルス信号にして出力するパルス信号出力手段、即ち、パルス信号出力回路２５とから構成されている。
【００１９】
このような構成からなる測定制御回路１１Ａにおける接続状態は、先ず、端子Ｔ１’、Ｔ２’は、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路を構成する。この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点との間には、電流制御回路１５Ａが並列に接続し、一次電圧Ｖ２を発生する。又、トランジスタＱ１による直列回路と端子Ｔ１’、Ｔ２’との間には、パルス信号ＰＬＳを発生させるパルス信号出力回路２５を並列に接続してある。
【００２０】
パルス信号出力回路２５は、所定の条件の元でパルス信号ＰＬＳを発生させるもので、その一方の電源ＶＣＣはジャンパＪ３を介して端子Ｔ１’に接続し、他方の電源ＶＥＥは端子Ｔ２’に接続してある。入力信号であるセットパルス信号ＳＰＬＳは、ジャンパＪ６を介して信号処理回路１７Ａから入力する構成となっている。
【００２１】
電流制御回路１５Ａは、帰還電圧Ｖｆ１によって負荷抵抗１４に供給する伝送電流Ｉｏをコントロールする演算増幅器ＯＰ４と、この演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）は、基準電圧ＶＲＥＦをジャンパＪ５、抵抗Ｒ５とを介し、並びに帰還電圧Ｖｆ１を抵抗Ｒ６を介し、並びに信号処理回路１７Ａからの信号電圧ＶＳ１を抵抗Ｒ４を介して、それぞれ接続されている。演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子（−側）は抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。
【００２２】
信号処理回路１７Ａは、測定流量に対応して発生するカルマン渦の数、即ち、測定することができる物理量を抽出するセンサ１８を備えており、このセンサ１８で抽出された物理量に基づいた信号周波数ＳＦはジャンパＪ２を介してｆ／Ｖ変換回路２６に入力され、このｆ／Ｖ変換回路２６により変換された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）の一部入力になる。同時に、信号周波数ＳＦはジャンパＪ６を介してセットパルス信号ＳＰＬＳをパルス信号出力回路２５に入力するように接続されている。
【００２３】
又、信号処理回路１７Ａと端子Ｔ１’との間（ａ点）にはジャンパＪ１を介在させて受信用通信回路２７が、信号処理回路１７Ａと帰還抵抗Ｒ２との間には、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１を介して送信用通信回路２８を接続してある。又、この送受信用通信回路２７、２８において、信号処理回路１７Ａ側でない方はジャンパＪ４を介して端子Ｔ４に接続されている。
【００２４】
このような構成において、アナログ出力を得る場合と、パルス出力を得る場合は、ジャンパＪ１〜Ｊ６の切替えにより行う。
【００２５】
アナログ出力を得る場合は、ジャンパＪ１、Ｊ２をショートさせる。そうすると、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦは、１Ｋｈｚ〜５Ｋｈｚの信号となる。これをｆ／Ｖ変換回路２６で周波数に比例した信号電圧ＶＳ１に変更する。演算増幅器ＯＰ４は、
信号電圧ＶＳ１／抵抗Ｒ４＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０
になるように伝送電流Ｉｏをコントロールする。又、伝送線Ｌ１、Ｌ２から通信を行うため、ジャンパＪ１をショートし通信信号を受信用通信回路２７に接続することによって通信が可能になる。
【００２６】
一方、パルス出力を得る場合は、ジャンパＪ３〜Ｊ６をショートさせる。そうすると、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦは、例えば１パルス信号あたり１ｍ３というように重み付けされたパルス信号を出力することができる。ジャンパＪ２はオープンなので、ｆ／Ｖ変換回路２６の出力側の信号電圧ＶＳ１はゼロボルトである。ジャンパＪ５がショートなので伝送電流Ｉｏは、
ＶＳ１／Ｒ４（ＶＳ１はゼロボルト）＋基準電圧ＶＲＥＦ／抵抗Ｒ５＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０
で決まる。
【００２７】
このようにして、２線式伝送回路を安定に動作させる電流、実際は１０ｍＡ程度、を確保することができるのである。尚、パルス出力を得るように設定した場合は、ジャンパＪ１がショートしているとパルス信号出力回路２５からの信号、即ち、トランジスタＱ１と端子Ｔ１’との間（ａ点）の信号がノイズとなり通信不能になる。従って、ジャンパＪ４をショートして、端子Ｔ４から通信を行う。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術における第一の具体例の２線式伝送器においては、通常の一次電圧Ｖ２には安定化のためにコンデンサが接続されている。従って、トランジスタＱ１が導通状態にあると、電源側からみた端子Ｔ１’、Ｔ２’間の交流のインピーダンスが小さくなり、通信を行おうとした場合、波形が歪み、又は小さくなり、通信が正常にできなくなるという問題がある。
【００２９】
又、上述した第二の具体例の２線式伝送器においては、アナログ出力とパルス出力に切り替えるのに多数のジャンパの結線が必要で操作が複雑であると共にハードが煩雑になるという問題がある。
【００３０】
従って、負荷抵抗に供給する伝送電流を制御する一次電流が大きくなっても測定制御手段が正常に動作して通信ができるようにすること、並びに、アナログ出力／パルス出力の切替えが簡単にできるようにした回路構成に解決しなければならない課題を有する。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明に係る２線式伝送器は、負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、前記測定制御手段は、伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御して一次電圧を発生することができる電流制御手段と、前記一次電圧を流入する一次電流と逆関数関係を保持しながら直線的に一定の二次電圧に変換する絶縁手段と、該二次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に基づいた信号電圧を生成する信号処理手段と、前記一次電圧が低下してきた時に、前記電流制御手段が動作できる電圧値に前記一次電圧を制限するリミッタ手段と、からなる。
【００３２】
又、他の２線式伝送器は、負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、前記測定制御手段は、前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生する帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御してこの伝送電流に関連する一次電圧を発生する電流制御手段と、前記一次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に応じた信号周波数を生成する信号処理手段と、該信号周波数に対応した信号電圧を生成するｆ／Ｖ変換手段と、該信号電圧をパルス信号にして出力するパルス信号出力手段と、前記信号周波数をアナログ出力又はパルス出力に切り替えるためのコネクタ及び切替え手段と、からなる。
【００３３】
このように、測定制御手段側に一次電流が大きくなっても一次電圧を制限するリミッタ手段を設けたことにより、電源供給手段側からみた交流インピーダンスが小さくなっても通信ができないという問題を回避することができ、安定した電源供給を行うことができるようになる。
【００３４】
又、アナログ出力とパルス出力との切り替えをコネクタで行うようにしたことにより、一つの回路において切り替えをワンタッチで行うことができるようになる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に係る２線式伝送器における実施の形態を図面を参照して説明する。尚、従来技術で説明したものと同じものには同一符号を付与して説明する。
【００３６】
本発明に係る第一の実施の形態の２線式伝送器は、図１に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ｂとから構成されている。
【００３７】
このような構成からなる電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成する。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ｂの出力端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。また、端子Ｔ１、Ｔ２の間には通信装置３０が接続されている。
【００３８】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流される。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏは測定制御回路１２Ｂで必要な最小電源である。
【００３９】
測定制御回路１２Ｂは、端子Ｔ１’、Ｔ２’の間に、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ２がそれぞれ直列に接続した回路を構成し、負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間には、電流制御手段、即ち、電流制御回路１５Ｂが並列に接続され、一次電圧Ｖ２を生成する構成となっている。
【００４０】
電流制御回路１５Ｂは、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路に、トランジスタＱ３のエミッタ・ベース・コレクタ、トランジスタＱ４のコレクタ・ベース・エミッタを直列に接続した直列回路を、並列に接続した構成となっている。このトランジスタＱ３のベースには、一次電圧Ｖ２に基づいて基準電圧ＶＲＥＦを作成するレギュレータ３１が抵抗Ｒ６を介して接続している。トランジスタＱ４のベースには、演算増幅器ＯＰ２の出力端子が抵抗Ｒ５を介して接続されている。又、トランジスタＱ２のベースには、演算増幅器ＯＰ１の出力端子が接続されている。演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−側）には、レギュレータ３１の基準電圧ＶＲＥＦを抵抗Ｒ１０とＲ１１で分圧した分電圧ＶＣが入力され、非反転入力端子（＋側）には一次電圧Ｖ２を抵抗Ｒ８とＲ９で分圧した電圧が入力されている。ここで、レギュレータ３１、抵抗Ｒ６、トランジスタＱ３とでリミッタ手段を構成し、一次電圧Ｖ２が低下した時に、所定値に制限する機能を有する。
【００４１】
演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）は、帰還抵抗Ｒ１に発生した帰還電圧Ｖｆ１が抵抗Ｒ１２を介して、並びに信号処理回路１７で生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ７を介して、それぞれが接続され、両者の加算された電圧が印加される構成となっている。一方、反転入力端子（−側）には、抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）が接続されている。
【００４２】
絶縁回路１６の端子Ｔ７、Ｔ８には一次電圧Ｖ２が印加され、図示しないトランスによって信号を絶縁する。そして、その端子Ｔ７’、Ｔ８’には二次電圧である定電圧Ｖｄ１が出力され、端子Ｔ９、Ｔ１０を介して信号処理回路１７の電源電圧として供給する構成となっている。
【００４３】
この絶縁回路１６は、端子Ｔ７’、Ｔ８’に二次電圧として定電圧Ｖｄ１を出力するが、この場合にこの入力端子Ｔ７、Ｔ８の一次電圧Ｖ２と一次電流（出力電流）Ｉ２との関係は、逆関数関係になるように構成されている。この点については後述する。
【００４４】
信号処理回路１７の内部には、測定すべき物理量、例えば、カルマン渦の数を検出して電気信号に変換するセンサ１８を備え、電気信号に変換された信号電圧ＶＳ１は抵抗Ｒ７を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）に印加される。又、信号処理回路１７と端子Ｔ１’との間には受信用通信回路１９が接続されている。更に信号処理回路１７と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）との間には、送信用通信回路２０を接続した構成となっている。
【００４５】
次に、以上のように構成された測定制御回路１２Ｂの動作について説明する。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋側）には、信号処理回路１７のセンサ１８で検出した渦信号等の物理量に対応する信号電圧ＶＳ１と帰還電圧Ｖｆ１とが加算されて印加され、これ等の電圧が等しくなるようにトランジスタＱ２のベースに出力電圧ＶＣ１を印加して、そのコレクタ電流を変化させる。このトランジスタＱ２のコレクタ電流は、トランジスタＱ１のベース電流を変化させて、その内部抵抗を変化させることによって、一次電圧Ｖ２及び一次電流Ｉ２をコントロールして絶縁回路１６に供給する。
【００４６】
即ち、絶縁回路１６に供給される出力電流Ｉ２は、演算増幅器ＯＰ１により、
（信号電圧ＶＳ１＋帰還電圧Ｖｆ１＝０）
となるようにコントロールされる。
【００４７】
ここで、絶縁回路１６に供給される一次電圧Ｖ２のうち、絶縁回路１６で消費されない電流分は、レギュレータ３１によりコントロールされるトランジスタＱ３と演算増幅器ＯＰ２によりコントロールされるトランジスタＱ４とにより形成される直列回路を介してバイパスされる。
【００４８】
演算増幅器ＯＰ２はトランジスタＱ４に対して、
（（一次電圧Ｖ２−分電圧ＶＣ）／抵抗Ｒ８）＝（（信号電圧ＶＳ１−分電圧ＶＣ）／抵抗Ｒ９）
となるように制御して、バイパスする一次電圧Ｖ２をコントロールする。
【００４９】
これは、一次電流Ｉ２が大きく負荷抵抗１４に供給する供給電圧Ｖ０２が小さくなると、一次電圧Ｖ２も小さくなる。即ち、一次電圧Ｖ２と一次電流Ｉ２との関係は逆関数関係になるように構成されている。その結果としてトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間に電位差を残すことができる。
【００５０】
一方、トランジスタＱ３及び抵抗Ｒ６からなるリミッタ手段は、演算増幅器ＯＰ２がトランジスタＱ４をコントロールした電流をバイパスしようとしても、
（一次電圧Ｖ２＝基準電圧ＶＲＥＦ＋トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ）
の条件を満足すると、トランジスタＱ３をオフにして一次電圧Ｖ２の低下を防止して制限する。従って、一次電圧Ｖ２は（基準電圧ＶＲＥＦ＋トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ）以下になる事はない。つまり、不必要に一次電圧Ｖ２を小さくし過ぎることはなく、絶縁回路１６より電源側の回路、具体的には演算増幅器ＯＰ１やＯＰ２の動作を確保することができる。
【００５１】
更に、この点について詳細に検討すると、図２に示すように、出力電流Ｉ２と一次電圧Ｖ２との関係をリミッタ手段（トランジスタＱ３と抵抗Ｒ６）の有無を比較して説明する。条件として、電源電圧は１２Ｖ、帰還抵抗Ｒ１は５０Ω、基準電圧ＶＲＥＦは３．４Ｖ、負荷抵抗１４は２５０Ω、一次電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２が４ｍＡで９Ｖ、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは０．６Ｖとする。
【００５２】
先ず、リミッタ手段を設けない場合には、▲１▼に示すように、一次電流Ｉ２が大きくなり１６ｍＡ、２０ｍＡ近傍になっても一次電圧Ｖ２はこの一次電流Ｉ２の増加に逆比例して直線的に小さくなる。これに反して、本願発明に係るリミッタ手段を備えると、先ず、▲３▼に示すように、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧は一次電流Ｉ２が１６ｍＡを過ぎた時点で抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ３によるリミッタ手段により制限され、トランジスタＱ３がオフ状態となり、バイパスが阻止される。そのため、帰還抵抗Ｒ１を介した帰還電圧Ｖｆ１との均衡をとるように演算増幅器ＯＰ１が動作し、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間の内部抵抗が上昇し、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間の内部抵抗が少なくなる。即ち、▲２▼に示すように、一次電流Ｉ２が１６ｍＡを超えた時点から抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ３によるリミッタ手段によりバイパスが阻止されると共にトランジスタＱ１の導通状態がよくなることにより、一次電圧はリミッタ手段によりプロットされた一次電流Ｉ２が略１６ｍＡを超えたあたりから一定の電圧になり、その値は略４Ｖである。このようにして一次電圧Ｖ２を不要に小さ過ぎることなく測定制御回路１２Ｂの特に電源側の演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２等の回路の動作を確保することができるのである。
【００５３】
一方、このようにリミッタ手段により一次電圧Ｖ２が一定電圧に保持されることによる絶縁回路１６への影響は、図３に示すように、先ず▲１▼に示す一次電圧Ｖ２が略９Ｖ近傍の時に一次電流Ｉ２が略４ｍＡであり、一次電流Ｉ２が略１６ｍＡまで一次電圧Ｖ２は直線的に減少し、一次電圧Ｖ２が略４Ｖ以降は一次電流Ｉ２が増加しても４Ｖを保持する。このような関係のある一次電流Ｉ２と一次電圧Ｖ２が絶縁回路１６に供給されると、▲２▼に示すように、一次電圧Ｖ２が略９Ｖ近傍から直線的に絶縁回路１６に供給される時に、絶縁回路１６で消費する電流は４ｍＡから８ｍＡと増加し、一次電圧Ｖ２が略４Ｖの一定値になると消費電流は略８ｍＡを保持することができ、一次電圧Ｖ２が不要に小さ過ぎることなく、絶縁回路１６の動作を確保することができるのである。
【００５４】
次に、本願発明に係る第二の実施の形態の２線式伝送器について、図４を参照して説明する。
【００５５】
第二の実施の形態の２線式伝送器は、図４に示すように、負荷側に設け且つこの負荷に伝送電流Ｉｏを供給する電源供給手段、即ち、電源供給回路１１と、伝送電流Ｉｏを伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて伝送電流Ｉｏをコントロールして負荷に供給する測定制御手段、即ち、測定制御回路１２Ｃとから構成されている。
【００５６】
このような構成において電源供給回路１１は、負荷側に設けられた直流電源１３と、この直流電源１３に直列に接続した負荷抵抗１４とで直列回路を形成し、この負荷抵抗１４に供給電圧Ｖ０２を供給する。この直列回路の両端部の端子Ｔ１、Ｔ２は伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して測定制御回路１２Ｃの端子Ｔ１’、Ｔ２’に接続されている。
【００５７】
この伝送線Ｌ１、Ｌ２に流れる伝送電流Ｉｏは４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲で流される。このうち、最小の４ｍＡの伝送電流Ｉｏでは測定制御回路１２Ｃで必要な最小限の電源である。
【００５８】
測定制御回路１２Ｃは、端子Ｔ１’、Ｔ２’間に、トランジスタＱ１のエミッタ・ベース、トランジスタＱ２のコレクタ・ベース・エミッタ、抵抗Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１がそれぞれ直列に接続した回路と、この直列に接続した回路のトランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）との間に、並列に接続した電流制御手段、即ち、一次電圧Ｖ２を発生させる電流制御回路１５Ｂと、カルマン渦等を測定するセンサ１８を備えた信号処理回路１７Ａと、信号処理回路１７Ａからの信号周波数ＳＦを信号電圧ＶＳ１に変換するｆ／Ｖ変換回路２６と、コネクタ３５によってアナログ／デジタル信号に切り替える切替え手段、即ち、切替え回路３６とから構成されている。
【００５９】
又、トランジスタＱ１による直列回路と端子Ｔ１’、Ｔ２’との間には、パルス信号ＰＬＳを発生させるパルス信号出力回路２５がコネクタ３５を介して接続してある。
【００６０】
パルス信号出力回路２５は、所定の条件でデジタル信号であるパルス信号ＰＬＳを発生させるもので、その一方の電源端子はコネクタ３５の、ピン１及びピン２（アナログの場合）、又は、ピン２及びピン３（パルスの場合）を介して端子Ｔ１’に接続できるようにして電源電圧ＶＣＣを供給するようになっている。他方の電源端子ＶＥＥは端子Ｔ２’に接続してある。又、信号処理回路１７Ａで生成された信号周波数ＳＦに基づいて、端子Ｔ３’にパルス信号ＰＬＳを出力する構成となっている。このパルス信号出力回路２５は、図７に示すように、電源ＶＣＣ、ＶＥＥとの間にトランジスタＱ２０、２１を直列に接続し、このトランジスタＱ２０、Ｑ２１に、抵抗Ｒ２２、トランジスタＱ２２のコレクタ・ベース・エミッタを並列に接続してある。抵抗Ｒ２２とトランジスタＱ２２のコレクタとの中間点は抵抗２１を介してトランジスタＱ２０、Ｑ２１のベースに接続した構成となっている。このトランジスタのＱ２２のベースにはセットパルス信号ＳＰＬＳを入力するようになっており、トランジスタＱ２０、Ｑ２１のエミッタの中間点がパルス信号ＰＬＳの出力となる。
【００６１】
このような構成からなるパルス信号出力回路２５の動作は、先ずセットパルス信号ＳＰＬＳがＨＩＧＨで入力すると、トランジスタＱ２２がオンする。トランジスタＱ２２がオンすると電源ＶＣＣからＶＥＥ方向に電流が流れ、トランジスタＱ２０のベース電位が下がるため、トランジスタＱ２１がオンし、トランジスタＱ２０がオフし、パルス信号ＰＬＳがＬＯＷになる。セットパルス信号ＳＰＬＳがＬＯＷで入力するとトランジスタＱ２２がオフし、トランジスタＱ２０、Ｑ２１のベース電位が上昇し、トランジスタＱ２０をオンにすると共に、トランジスタＱ２１をオフする。トランジスタＱ２０をオンすることによって電源ＶＣＣがパルス信号ＰＬＳ側に流れ、ＨＩＧＨにする。このようにして、セットパルス信号ＳＰＬＳがＨＩＧＨの時は、パルス信号ＰＬＳはＬＯＷに、セットパルス信号ＳＰＬＳがＬＯＷの時は、パルス信号ＰＬＳはＨＩＧＨにコントロールすることができるのである。
【００６２】
電流制御回路１５Ｂは、帰還電圧Ｖｆ１と一次電圧Ｖ２をコントロールする演算増幅器ＯＰ４を備え、この演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子（＋側）は、非反転バッファＵ５及び抵抗Ｒ５を介してパルス出力であるパルスモードＳＰ、並びに抵抗Ｒ６及び帰還抵抗Ｒ１を介して帰還電圧Ｖｆ１、並びに抵抗Ｒ４を介して信号処理回路１７Ａからの信号電圧ＶＳ１のそれぞれが加算されて入力される。演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子（−側）は抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続点（ｂ点）に接続されている。
【００６３】
信号処理回路１７Ａは、カルマン渦の数等の測定流量に対応する電圧信号に変換するセンサ１８を備えており、その出力側の信号周波数ＳＦは所定周波数を電圧に変換するｆ／Ｖ変換回路２６に入力される。このｆ／Ｖ変換回路２６で生成された信号電圧ＶＳ１が抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ５の非反転入力端子（＋側）の一部入力になる。又、信号周波数ＳＦはアナログ出力ＳＡがＨＩＧＨの時にゲートを介してセットパルス信号ＳＰＬＳをパルス信号出力回路２５に入力する。又、信号周波数ＳＦはパルス出力ＳＰがＬＯＷの時にゲートＵ４を介してｆ／Ｖ変換回路２６に入力され、所定の電圧に変換された信号電圧ＶＳ１を出力する。
【００６４】
ここで、切替え回路３６で生成されるパルス出力ＳＰとアナログ出力ＳＡは、コネクタ３５のピン１、２、３の接続状態によってＨＩＧＨ／ＬＯＷになるものであり、アナログ出力ＳＡの場合はコネクタ３５のピン１、２をショートすることによりトランジスタＱ６がオンになり、アナログ出力ＳＡはＨＩＧＨレベルになり、パルス出力ＳＰはＬＯＷレベルになる。パルス出力の場合は、コネクタ３５のピン２、３をショートさせることにより、トランジスタＱ６がオフになり、アナログ出力ＳＡはＬＯＷレベルになり、パルス出力ＳＰはＨＩＧＨレベルになる。
【００６５】
又、信号処理回路１７Ａと端子Ｔ１’との間にはコネクタ３５のピン１、２を介在させて受信用通信回路２７が、信号処理回路１７Ａと帰還抵抗Ｒ１との間には、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ７を介して送信用通信回路２８が、それぞれ接続されている。この送受信用通信回路２７、２８の信号処理回路１７Ａ側でない方は端子Ｔ４に接続されている。
【００６６】
このような構成からなる測定制御回路１２Ｃは、アナログ出力とパルス出力とではコネクタ３５の接続状態をワンタッチで替えることにより行うことができる。
【００６７】
先ず、アナログ出力の場合は、図４及び図５に示すように、ゲートＵ３の出力がＬＯＷレベルを固定し、パルス信号出力回路２５には信号は行かない。ゲートＵ４は、信号周波数ＳＦに等しい信号電圧ＶＳ１を出力する。この時、ｆ／Ｖ変換回路２６で周波数に比例した信号電圧ＶＳ１を出力する。ゲートＵ５は、ＬＯＷレベルを出力するので、演算増幅器ＯＰ４は、信号ＶＳ１／抵抗Ｒ４＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０となるように、一次電圧Ｖ２、一次電流Ｉ２をコントロールする。又、コネクタ３５のピン１、２間がショートされているので、受信用通信回路２７に接続されているため伝送線Ｌ１、Ｌ２から通信を行うことができる。従って、図５に示すように、信号処理回路１７Ａからの信号は端子Ｔ１’、Ｔ２’に入力され、伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して負荷に供給することができる。
【００６８】
パルス出力の場合は、図４及び図６に示すように、ゲートＵ３は信号周波数ＳＦに等しい信号を出力する。ゲートＵ４はＨＩＧＨレベルを固定して出力し、ｆ／Ｖ変換回路２６の出力ＶＳ１は０である。ゲートＵ５の出力は、ＨＩＧＨなので、一次電流Ｉ２は（基準電圧ＶＲＥＦ／抵抗Ｒ５＋帰還電圧Ｖｆ１／抵抗Ｒ６＝０）にすることにより、回路を安定に動作させるための電流を確保することができるのである。従って、図６に示すように、信号処理回路１７Ａからの信号は端子Ｔ１’、Ｔ２’を介して伝送線Ｌ１、Ｌ２に供給されると共に、端子Ｔ３’を介して端子Ｔ１、Ｔ３に接続されているカウンタ３７に出力することができるのである。
【００６９】
又、パルス出力の場合は、通信は端子Ｔ４から行なう。コネクタ３５のピン１、２間がオープンなので、パルス信号出力回路２５からのノイズの影響を受けることがないため通信不能となることはない。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る２線式伝送器においては、負荷に供給する伝送電流をコントロールする電流制御手段の動作を確保するために一次電圧を所定値に制限するリミッタ手段を設けたことにより、一次電流が大きくなっても電源側の端子間Ｔ１’〜Ｔ２’のインピーダンスが小さくなることを防止して通信を正常に維持することができるという効果がある。
【００７１】
又、リミッタ手段を設けたことにより、一次電流が最小（４ｍＡ）の時であっても、一次電圧を一定値に制限することができるため、設計の自由度を拡大させることができるという効果もある。
【００７２】
更に、アナログ出力／パルス出力の切替えを一つのコネクタで行うようにしたことにより、同一回路を使用したアナログ出力／パルス出力の切り替えはワンタッチで行うことができ操作性を向上させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係る第一の実施例における２線式伝送器の略示的なブロック図である。
【図２】同リミッタ手段を設けた場合と設けない場合における一次電圧Ｖ２と一次電流Ｉ２との関係を示したグラフである。
【図３】同リミッタ手段による一次電圧Ｖ２と絶縁回路における消費電流との関係を示したグラフである。
【図４】本願発明に係る第二の実施例における２線式伝送器の略示的なブロック図である。
【図５】同アナログ出力の場合の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図６】同デジタル出力の場合の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図７】同パルス出力回路の接続状態を略示的に示した回路図である。
【図８】従来技術における２線式伝送器であって、第一の実施例に対応した２線式伝送器の回路図である。
【図９】従来技術における２線式伝送器であって、第二の実施例に対応した２線式伝送器の回路図である。
【符号の説明】
１１；電源供給回路（電源供給手段）、１２；測定制御回路（測定制御手段）、１２Ａ；測定制御回路（測定制御手段）、１２Ｂ；測定制御回路（測定制御手段）、１３；電源（直流電源）、１４；負荷抵抗、１５；電流制御回路（電流制御手段）、１５Ａ；電流制御回路（電流制御手段）、１５Ｂ；電流制御回路（電流制御手段）、１６；絶縁回路（絶縁手段）、１７；信号処理回路（信号処理手段）、１７Ａ；信号処理回路（信号処理手段）、１８；センサ、１９；受信用通信回路、２０；送信用通信回路、２５；パルス信号出力回路（パルス信号出力手段）、２６；ｆ／Ｖ変換回路（ｆ／Ｖ変換手段）、２７；受信用通信回路、２８；送信用通信回路、３０；通信装置、３１；レギュレータ、３５；コネクタ、３６；切替え回路（切替え手段）、３７；カウンタ
Claims (2)
- 負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、
前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、前記測定制御手段は、伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御して一次電圧を発生することができる電流制御手段と、
前記一次電圧を流入する一次電流と逆関数関係を保持しながら直線的に一定の二次電圧に変換する絶縁手段と、該二次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に基づいた信号電圧を生成する信号処理手段と、前記一次電圧が低下してきた時に、前記電流制御手段が動作できる電圧値に前記一次電圧を制限するリミッタ手段と、を具備することを特徴とする２線式伝送器。 - 負荷側に設け且つ該負荷に伝送電流を供給する電源供給手段と、前記伝送電流を伝送線を介して供給し且つ測定した物理量に応じた信号に基づいて前記伝送電流をコントロールして前記負荷に供給する測定制御手段とを有する２線式伝送器において、
前記測定制御手段は、前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生する帰還抵抗と、前記測定した物理量に対応する信号電圧に前記帰還電圧が一致するように前記伝送電流を制御してこの伝送電流に関連する一次電圧を発生する電流制御手段と、前記一次電圧を供給して物理量を測定し、該測定した物理量に応じた信号周波数を生成する信号処理手段と、該信号周波数に対応した信号電圧を生成する周波数／電圧変換手段と、
該信号電圧をパルス信号にして出力するパルス信号出力手段と、前記信号周波数をアナログ出力又はパルス出力に切り替えるためのコネクタ及び切替え手段と、を具備することを特徴とする２線式伝送器。
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| CN100385210C (zh) * | 2003-09-30 | 2008-04-30 | 微动公司 | 二线式总线仪器 |
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-
1999
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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