JP3605314B2 - 携帯電話端末装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話端末装置に関するものであり、特にその無線部内の高周波部の減衰器（アッテネータ）の構成に係る。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式（例えば、ＩＳ−９５）においては、携帯電話端末装置と基地局の距離の変化にかかわらず、携帯電話端末装置から基地局に届く電波の強度を一定にする必要がある。そのため、携帯電話端末装置の送信部で利得制御が行われる。
【０００３】
図１３には基地局と携帯電話端末装置との位置関係を模式的に示している。図１３において、一つの基地局ＢＳのセル範囲ＣＬは半径数十ｋｍ程度、例えば半径３０ｋｍ程度の大きさである。この基地局ＢＳのセル範囲ＣＬ内には、基地局ＢＳとの距離または地形などの通信条件が同一でない多数台の携帯電話端末装置ＴＨ１ ，ＴＨ２ が存在する。そして、多数台の携帯電話端末装置ＴＨ１ ，ＴＨ２ は、基地局ＢＳとの距離または通信条件を刻々と変化させながら、基地局ＢＳとの間で同時に通信を行っている。
【０００４】
この場合に、基地局ＢＳのセル範囲ＣＬにおいて、基地局ＢＳから最も近い場所と最も離れた場所とで、携帯電話端末装置から基地局に届く電波の強度を同一にするためには、セル範囲ＣＬの大きさから、携帯電話端末装置の送信部における利得制御幅が７０ｄＢ程度以上必要であり、かつ±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの高い直線性が必要である。これは、遠近問題といわれる。
【０００５】
もしも、携帯電話端末装置の送信部における利得制御が良好に行われないと、携帯電話端末装置と基地局の距離の減少に伴い、基地局に届く電波の強度が増大することになるため、隣接チャンネルへの漏洩電力が増大し、その結果、符号誤り率が増大して通話品質が低下することになる。図１４において、実線Ａ１ 〜Ａ６ は基地局における各チャンネル毎の受信電波の強度を示し、破線Ｂ４ はチャンネルＡ４ のインターモジュレーション歪特性を示している。この図１４は、チャンネルＡ３ ，Ａ５ の受信電波の強度が破線Ｂ４ で示すチャンネルＡ４ の歪み成分に埋もれてしまい、チャンネルＡ４ に隣接したチャンネルＡ３ ，Ａ５ からは正しいデータを復元できなくなることを示している。
【０００６】
携帯電話端末装置の送信部における利得制御は、キャリア信号と雑音とのレベルの比（Ｃ／Ｎ）が大きい状態を維持するためには、できるだけキャリア信号レベルの高い高周波部で行うことが望ましい。その理由は、高周波部はキャリア信号レベルがバックグラウンドの雑音のレベルにくらべて格段に高く、高周波部で利得を下げても、キャリア信号と雑音レベルの差が大きい状態が保たれるからである。逆に、中間周波部は、キャリア信号レベルが低く、中間周波部で利得を下げてしまうと、キャリア信号レベルとグラウンド雑音のレベルとの差がごく小さい状態になってしまい、この中間周波部のキャリア信号レベルとノイズレベルの差がそのまま高周波部に現れるためである。
【０００７】
ところが、高周波部において単独で７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性で行うことができるような減衰器が存在しなかった。そこで、従来は、７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性で行うために、携帯電話端末装置の無線部の送信部において、高周波部で利得をステップ制御し、中間周波部で利得を連続制御していた。このように、高周波部における利得制御量と中間周波部とにおける利得制御量とを併用することで、７０ｄＢ以上の範囲において、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって利得制御を行うことが可能となる。
【０００８】
そして、携帯電話端末装置における利得制御は、以下のようにして行われる。すなわち、携帯電話端末装置では、携帯電話端末装置における受信信号の強度から、基地局での受信信号の強度を一定値にするために必要な送信電力の目標値を設定し、この目標値と実際の送信電力とを比較することで、送信電力を目標値に追従させるようなフィードバック制御ループを形成し、送信電力が目標値に一致するように利得制御が実行される。
【０００９】
つぎに、図１５を用いて、従来の携帯電話端末装置の構成および動作について説明する。この携帯電話端末装置は、図１５に示すように、マイコン・ロジック部等で構成され、音声信号を処理するベースバンド部１００と、ベースバンド部１００で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部２００とからなる。
【００１０】
無線部２００は、基地局への送信信号を生成する送信部２１０と、基地局からの送信信号を受信する受信部２２０とからなる。
【００１１】
送信部２１０は、ベースバンド部１００から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部２３０と、中間周波部２３０から出力される高周波信号を増幅してデュープレクサ３１０を介してアンテナ３００へ供給する高周波部２４０とからなる。
【００１２】
中間周波部２３０は、変調器２３１と、変調器２３１の出力信号を可変利得で増幅する可変利得中間周波増幅器２３２と、可変利得中間周波増幅器２３２を高周波に変換するためのミキサ２３３とからなる。上記の可変利得中間周波増幅器２３２は、バイポーラトランジスタを用いて構成されることが多い。この可変利得中間周波増幅器２３２は、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって４０ｄＢ程度の範囲にわたって利得が可変できる。この場合、利得は、連続的に変化する利得制御電圧によって４０ｄＢ程度の範囲にわたって連続制御される。
【００１３】
高周波部２４０は、中間周波部２３０から出力される高周波信号を可変利得で増幅する可変利得高周波増幅器２４１と、可変利得高周波増幅器２４１の出力を電力増幅する電力増幅器２４２とからなる。この可変利得高周波増幅器２４１は±３ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって３０ｄＢ程度の範囲にわたって利得が可変である。この場合、利得は、離散的な値をとる利得制御電圧によって数段階、例えば３段階にステップ状に制御される。
【００１４】
可変利得高周波増幅器２４１は、前置増幅器（中電力増幅器）２４３と、前置増幅器２４３と縦続接続されて電力増幅器（高電力増幅器）２４２へ入力される高周波信号の振幅を可変する減衰器２４４とからなる。減衰器２４４は、減衰量を±３ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって３０ｄＢ程度の範囲にわたって変化させる機能を有する。ただし、上記したように、離散的な利得制御電圧が与えられることで、その利得は、ステップ状に変化することになる。
【００１５】
ベースバンド部１００は、制御部１１０を含む。制御部１１０は、受信部２２０による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器２４２の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器２４２の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器２４２の出力レベルと電力増幅器２４２の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧Ｖｃａを減衰器２４４に加えるとともに、同じく上記比較結果に応じた利得制御電圧Ｖｃｂを可変利得中間周波増幅器２３２に加えることにより、電力増幅器２４２の出力レベルが電力増幅器２４２の出力レベルの目標値に一致するように減衰器２４４の利得と可変利得中間周波増幅器２３２の利得を追従制御する。この場合、上記したように、減衰器２４４の利得がステップ制御され、可変利得中間周波増幅器２３２の利得が連続制御されることになる。
【００１６】
以上のような携帯電話端末装置では可変利得高周波増幅器２４１による利得制御と可変利得中間周波増幅器２３２による利得制御の併用によって、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性での７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を実現している。ＩＳ−９５の規格では、ミキサ２３３の入力段は２００ＭＨｚ帯で動作し、ミキサ２３３の出力段は８３７ＭＨｚ帯で動作する。そして、携帯電話端末装置が最大出力を発生する状態での各部の信号レベルは、電力増幅器２４２の出力端で＋３０ｄＢｍ（ただし、０ｄＢｍ＝１ｍＷ）、可変利得高周波増幅器２４１の出力端で＋５ｄＢｍ、ミキサ２３３の出力端で−２０ｄＢｍ、可変利得中間周波増幅器２３２の出力端で−２５ｄＢｍとなっている。
【００１７】
ここで、可変利得高周波増幅器２４１で３０ｄＢの範囲の利得制御を行い、可変利得中間周波増幅器２３２で４０ｄＢの範囲の利得制御を行うものとすると、可変利得中間周波増幅器２３２の出力端における信号レベルは−２５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。また、ミキサ２３３の出力端における信号レベルは−２０ｄＢｍ〜−６０ｄＢｍの範囲で変化する。また、可変利得高周波増幅器２４１の出力端における信号レベルは＋５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。電力増幅器２４２の出力端における信号レベルは、＋３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍの範囲で変化する。
【００１８】
つぎに、減衰器２４４の具体的な構成および動作を図１６から図１８を参照しながら説明する。
【００１９】
図１６は減衰器２４４の構成を示す回路図である。このような減衰器２４４により、利得のステップ制御を行っている。この減衰器は、図１６に示すように、入力側の並列可変抵抗となる電界効果トランジスタ１と、コンデンサ２，３，１０，１１と、抵抗５，７，１３と、直列（シリーズ）可変抵抗となる電界効果トランジスタ６と、出力側の並列（シャント）可変抵抗となる電界効果トランジスタ９とで構成されている。そして、この減衰器には、利得制御電圧Ｖｃａを印加するための利得制御電圧印加端子４と、電源電圧ＶＤＤを印加するソース電圧印加端子８と、ＧＮＤ電位（基準電位）を印加するゲート電圧印加端子１２と、高周波信号の信号入力部としての入力端子１４と、高周波信号の信号出力部としての出力端子１５とが設けられている。上記の入力端子１４は図１５のミキサ２３３の出力端に接続され、出力端子１５は前置増幅器２４３の入力端に接続される。ここで、各コンデンサ２，３，１０，１１は直流電圧の印加を阻止し、各抵抗７，５，１３は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００２０】
図１７は減衰器の利得制御の特性図である。
【００２１】
以上のような構成の減衰器について、その動作を説明する。なお、携帯電話端末装置ではリチウム電池等により３．０Ｖ程度までの電圧で駆動される。また、電界効果トランジスタのしきい値電圧は可変抵抗が抵抗値制御動作を開始するバイアスを示すものであり、直列可変抵抗および並列可変抵抗のための電界効果トランジスタ６，１，９のしきい値電圧は全て等しいものを用いる。電界効果トランジスタ６のソース電圧印加端子８と電界効果トランジスタ１，９のゲート電圧印加端子１２にそれぞれ電圧を印加しておく。
【００２２】
利得制御電圧印加端子４に利得制御電圧Ｖｃａとして０〜１．１Ｖの電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ａ））においては、電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最大値、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最小値を示すため、入力端子１４から入力された信号は減衰し利得の増大はなく、出力端子１５からの出力信号ＰＯＵＴ は最小となる。
【００２３】
利得制御電圧印加端子４に１．１Ｖを超えて電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ｂ））においては、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最小値を示したままで電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は減少し始めるため、出力信号ＰＯＵＴは増大する。通常、電界効果トランジスタによる可変抵抗の抵抗値制御動作範囲電圧は０．２〜０．３Ｖ程度であり、利得制御電圧印加端子４に１．４Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に１８ｄＢ増大する。
【００２４】
利得制御電圧印加端子４に１．４Ｖの電圧が印加されると（図１７：利得制御電圧範囲（ｃ））、減少していた電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値を示し、最小値を示していた電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は増加し始めるため、出力信号ＰＯＵＴ は増大する。利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖの電圧が印加されるまでは、利得は利得制御電圧１．１〜１．４Ｖの範囲（ｂ）とは異なった感度で直線的に１２ｄＢ増大する。
【００２５】
利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖの電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ｄ））においては、電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値を示したままで電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最大値を示すため、出力信号ＰＯＵＴ は最大となる。この時点でこの増幅器の有する利得制御幅は３０ｄＢとなる。利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖ以上の電圧を印加しても電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最大値を示すので、出力信号ＰＯＵＴ は最大のままである。
【００２６】
そして、このような利得制御特性を有する減衰器においては、図１８に示すように、利得制御電圧Ｖｃａとして、例えば３種類の値ＶＣＬ，ＶＣＭ，ＶＣＨを選択的に加えることにより、出力レベルを３段階にステップ状に切り替えるようにしている。
【００２７】
一方、可変利得中間周波増幅器２３２では、図１９に示すように、利得制御電圧Ｖｃｂを変化させることにより出力レベルを連続的に変化させるようにしている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように７０ｄＢを超える範囲の利得制御を、高周波部におけるステップ制御と中間周波部における連続制御との組合せで行うと、ステップ制御のモード切り替え時において、連続制御のための利得制御電圧とステップ制御のための制御電圧とを同時に変更することになるため、減衰器２４４や可変利得中間周波増幅器２３２の特性のばらつきによって、モード切り替えの前後で利得に差異が生じる場合がある。このような場合において、理想的な条件で、携帯電話端末装置が一定速度で基地局から遠ざかりながら通信を行っている状況を考えると、図２０に示すように、携帯電話端末装置の出力ＰＯＵＴ は、通常は利得制御機能によって直線的に増大していくはずが、フィードバック制御の時間遅れなどによる追従動作の遅れと、モード切り替え時の出力レベルの不連続性とによって、ステップ制御のモード切り替えの時点で一時的に携帯電話端末装置の出力ＰＯＵＴ が直線上から外れることになる。この場合、基地局側での受信信号の強度が規定値から外れ、隣接チャンネルとのレベル差が生じ、この時点で音声が乱れたりし、音声品質の劣化を招くという問題があった。上記の問題は理想的な条件で携帯電話端末装置を移動している場合について説明しているが、現実の移動時の条件は、ビルの陰に入って受信信号の強度が急に低下する場合など、もっと悪いため、基地局側での受信信号の強度が規定値から外れるという問題は頻発すると考えられ、さらに音声品質が劣化するものと考えられる。
【００２９】
また、ベースバンド部１００における制御部１１０で可変利得高周波増幅器２４１と可変利得中間周波増幅器２３１とを制御するための２種類の利得制御電圧Ｖｃａ，Ｖｃｂの設定が必要で制御部１１０の制御が複雑となる。
【００３０】
また、高周波部２４０に可変利得高周波増幅器２４１が必要であるだけでなく、中間周波部２３０にも可変利得中間周波増幅器２３１が必要であるため、回路構成が複雑となり、スペースが大きくなってしまい、その結果携帯電話端末装置全体も大きいものとなるという問題があった。
【００３１】
したがって、本発明の目的は、高品質の通話が可能な携帯電話端末装置を提供することである。
【００３２】
また、本発明の他の目的は、利得制御を簡略化できる携帯電話端末装置を提供することである。
【００３３】
また、本発明のさらに他の目的は、省スペースを実現し、小型化を実現することができる携帯電話端末装置を提供することである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明の携帯電話端末装置は、音声信号を処理するベースバンド部と、ベースバンド部で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部とからなる。無線部は基地局への送信信号を生成する送信部と、基地局からの送信信号を受信する受信部とからなる。送信部はベースバンド部から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部と、中間周波部から出力される高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波部とからなる。高周波部は中間周波部から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器と、利得制御器の出力を電力増幅する電力増幅器とからなる。
【００３９】
ベースバンド部は制御部を含み、制御部は、受信部による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器の出力レベルと電力増幅器の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧を利得制御器に加えることにより、電力増幅器の出力レベルが電力増幅器の出力レベルの目標値に一致するように利得制御器の利得を追従制御している。
【００４０】
そして、利得制御器が高周波信号の信号入力部と信号出力部とを接続する信号ライン中に挿入した例えば電界効果トランジスタからなる少なくとも２個以上の直列の可変抵抗と、信号入力部および信号出力部と接地ラインとの間の各々に接続された例えば電界効果トランジスタからなる並列の可変抵抗とで構成されている。
【００４１】
この構成によれば、利得制御器において、減衰器として、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗を有し、さらに並列の可変抵抗を有するものを用い、この多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を、直線利得制御動作範囲分だけシフトし直列可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせ、かつ並列可変抵抗の線形動作範囲と直列可変抵抗の線形動作範囲とを実質的に連続させ、各モードの切り替えを１種類の利得制御電圧のみで行うため、利得の差違をなくし制御電圧に対するリニアな利得制御動作を７０ｄＢ以上の広範囲にわたって極めて高精度に行うことが可能である。
【００４２】
その結果、上記のような利得制御器を用いて構成した携帯電話端末装置は、ステップ状の利得切り替えに伴う問題が解消し、高品質の通話が可能となる。また、高周波部における利得制御のみを行うだけでよく、利得制御を簡略化できる。さらに、中間周波部での可変利得中間周波増幅器を省くことが可能となり、省スペースを実現し、小型化を実現することができる。
【００４３】
多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を直線利得制御動作範囲分だけシフトする構成として、直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソースに異なった基準電圧を印加する構成がある。このような構成では、１種類の利得制御電圧で利得制御を行うため、極めて高精度な利得制御が可能である。また、利得制御動作電圧の設定を自由に変えることが可能である。
【００４４】
もう一つの構成として直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ゲートに異なった利得制御電圧を印加する構成がある。このような構成では、直列可変抵抗のための少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。また、利得制御動作電圧の設定を自由に変えることが可能である。なお、上記の構成では、２個以上の電界効果トランジスタの各ゲートに異なった利得制御電圧を印加する構成になっているが、単に電圧値が一定量シフトしているだけであるので、利得制御電圧として実質的に１種類と見なすことができる。
【００４５】
さらにその他の構成として、直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタに異なったしきい値電圧を有する電界効果トランジスタを採用する構成がある。このような構成では、１種類の利得制御電圧で利得制御を行うため、極めて高精度な利得制御が可能である。また、直列可変抵抗のための少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。さらに、電圧印加を削減することができるため、回路構成の簡略化が可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態を図１から図６に基づいて説明する。
【００４７】
図１に本発明の第１の実施の形態における携帯電話端末装置のブロック図を示し、図１を用いて第１の実施の形態における携帯電話端末装置の構成および動作について説明する。この携帯電話端末装置は、図１に示すように、マイコン・ロジック部などで構成され、音声信号を処理するベースバンド部１０１と、ベースバンド部１０１で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部２０１とからなる。
【００４８】
無線部２０１は、基地局への送信信号を生成する送信部２５０と、基地局からの送信信号を受信する受信部２２０とからなる。
【００４９】
送信部２５０は、ベースバンド部１０１から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部２６０と、中間周波部２６０から出力される高周波信号を増幅してデュープレクサ３１０を介してアンテナ３００へ供給する高周波部２７０とからなる。
【００５０】
中間周波部２６０は、変調器２３１と、変調器２３１の出力信号を高周波に変換するためのミキサ２３３とからなり、可変利得中間周波増幅器は省かれている。
【００５１】
高周波部２７０は、中間周波部２６０から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器２７１と、利得制御器２７１の出力を電力増幅する電力増幅器２４２とからなる。この利得制御器２７１は±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって利得が可変である。この場合、利得は連続的に変化する利得制御電圧によって７０ｄＢ以上の範囲にわたって連続制御される。
【００５２】
利得制御器２７１は、前置増幅器（中電力増幅器）２４３と、前置増幅器２４３と縦続接続されて電力増幅器（高電力増幅器）２４２へ入力される高周波信号の振幅を可変する減衰器２７４とからなる。減衰器２７４は、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって利得を可変するために、減衰量を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって変化させる機能を有する。なお、この実施の形態では、前置増幅器２４３と電力増幅器２４２の２段の増幅器で電力増幅を行っているが、１段の増幅器で電力増幅を行ってもよい。
【００５３】
ベースバンド部１０１は、マイコン・ロジック等からなる制御部１２０を含む。制御部１２０は、受信部２２０による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器２４２の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器２４２の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器２４２の出力レベルと電力増幅器２４２の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧ＶＣ を減衰器２７４に加えることにより、電力増幅器２４２の出力レベルが電力増幅器２４２の出力レベルの目標値に一致するように減衰器２７４の利得を追従制御する。この場合、上記したように、減衰器２７４の利得が７０ｄＢ以上の範囲にわたって連続制御されることになる。
【００５４】
この携帯電話端末装置では、上記のように利得制御器２７１による利得制御のみによって、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性での７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を実現している。ＩＳ−９５の規格では、ミキサ２３３の入力段は２００ＭＨｚ帯で動作し、ミキサ２３３の出力段は８３７ＭＨｚ帯で動作する。そして、携帯電話端末装置が最大出力を発生する状態での各部の信号レベルは、電力増幅器２４２の出力端で＋３０ｄＢｍ（ただし、０ｄＢｍ＝１ｍＷ）、利得制御器２７１の出力端で＋５ｄＢｍ、ミキサ２３３の出力端で−２０ｄＢｍ、変調器２３１の出力端で−２５ｄＢｍとなっている。
【００５５】
ここで、利得制御器２７１で７０ｄＢの範囲の利得制御を行うものとすると、変調器２３１の出力端における信号レベルは−２５ｄＢｍで一定である。また、ミキサ２３３の出力端における信号レベルは−２０ｄＢｍで一定である。また、利得制御器２７１の出力端における信号レベルは＋５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。電力増幅器２４２の出力端における信号レベルは、＋３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍの範囲で変化する。
【００５６】
つぎに、減衰器２７４の具体的な構成および動作を図２から図６を参照しながら説明する。
【００５７】
図２は減衰器（半導体集積回路装置）２７４の構成を示す概略ブロック図であり、図３は減衰器２７４の具体的な構成を示す回路図である。この減衰器２７４は、１個の半導体基板（ＧａＡｓ）に集積したものである。なお、このような構成はシリコン基板でも集積が可能であり、特にシリコンで構成した場合マイコン・ロジック部も同時に集積が可能である。
【００５８】
このような減衰器により、利得がリニアに変化する領域を用いて利得の連続制御を行うことで、直列の可変抵抗が１個の場合に比べて、広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することができる。その結果、中間周波部における増幅器の利得制御と組み合わせなくても単独で広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することが可能となる。直列の可変抵抗の個数を多くすることにより、さらに広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することも可能となる。
【００５９】
この減衰器は、図２および図３に示すように、信号入力部である入力端子３４と信号出力部である出力端子３５とを接続する少なくとも２個以上の直列（シリーズ）の可変抵抗５１，５２よりなる信号ライン５５を有し、入力端子３４および出力端子３５と接地ライン５７との間の各々に並列（シャント）の可変抵抗５３，５４が接続されている。接地ライン５７は基本電位部であるグラウンドＧＮＤに接続されている。利得制御ライン５６は、可変抵抗５１，５２，５３，５４に接続されている。この減衰器では、基準電圧印加部となる基準電圧印加端子２３，２７，３１，３３が可変抵抗５１，５２，５３，５４の各々に接続され、基準電圧印加端子２３，２７，３１，３３の各々に基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４が与えられる。また、利得制御電圧印加部となる利得制御電圧印加端子１９が可変抵抗５１，５２，５３，５４の各々に利得制御ライン５６を介して接続されている。なお、並列の可変抵抗５３，５４に対しては、共通の基準電圧を与える構成であってもよい。この点は、以下の各実施の形態でも同様である。
【００６０】
上記の可変抵抗５１，５２，５３，５４は、それぞれ少なくとも電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲートに抵抗２２，２６，２０，３２を接続したものからなる。入力側の直列の可変抵抗５１を構成する電界効果トランジスタ２１のドレインが入力端子３４に接続され、ソースがコンデンサ２４の一端に接続されている。出力側の直列の可変抵抗５２を構成する電界効果トランジスタ２５のドレインがコンデンサ２４の他端に接続され、ソースが出力端子３５に接続されている。また、入力側の並列の可変抵抗５３を構成する電界効果トランジスタ１６のドレインがコンデンサ１７を介して入力端子３４に接続され、ソースがコンデンサ１８および接地ライン５７を介してグラウンドＧＮＤに接続されている。また、出力側の並列の可変抵抗５４を構成する電界効果トランジスタ２８のドレインがコンデンサ２９を介して出力端子３５に接続され、ソースがコンデンサ３０および接地ライン５７を介してグラウンドＧＮＤに接続されている。
【００６１】
さらに、可変抵抗５１を構成する電界効果トランジスタ２１のゲートが抵抗２２および利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５２を構成する電界効果トランジスタ２５のゲートが抵抗２６および利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５３を構成する電界効果トランジスタ１６のソースが利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５４を構成する電界効果トランジスタ２８のソースが利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続されている。
【００６２】
また、可変抵抗５１，５２をそれぞれ構成する電界効果トランジスタ２１，２５のソースには基準電圧印加端子２３，２７から基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が印加され、可変抵抗５３，５４をそれぞれ構成する電界効果トランジスタ１６，２８のゲートには基準電圧印加端子３１，３３から、それぞれ抵抗２０，３２を介して基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４が印加されている。
【００６３】
ここで、各コンデンサ１７，１８，２４，２９，３０は直流電圧の印加を阻止し、各抵抗２０，２２，２６，３２は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００６４】
上記の抵抗２０，２２，２６，３２は高周波信号の侵入を阻止するために、例えば以下のように下限値と上限値が設定される。まず、下限値は１ｋΩである。その設定理由は、アイソレーションとして２０ｄＢ以上ないと高周波信号が侵入し、ロスが増大するなど、制御特性に影響するからであり、上記の値に設定するとアイソレーションとして２０ｄＢ以上が得られる。
【００６５】
また、上限値は１００ｋΩである。その設定理由は、電界効果トランジスタのゲート・リーク電流が例えば１μＡ流れた場合に、電界効果トランジスタのゲートに挿入される抵抗の抵抗値を１００ｋΩとした場合に、その抵抗の電圧降下ＶＤＲＯＰが
ＶＤＲＯＰ＝１×１０−６×１００×１０３ ＝０．１（Ｖ）
となり、抵抗値が１００ｋΩを超えると、制御電圧のずれが０．１Ｖを超え、利得制御特性に無視できない影響を及ぼすことになるからである。
【００６６】
以上のような構成の減衰器について、その動作を説明する。携帯端末ではリチウム電池等により３．０Ｖ程度までの電圧で駆動される。また、電界効果トランジスタのしきい値電圧は可変抵抗が抵抗値制御動作を開始するバイアスを示すものであり、直列の可変抵抗５１，５２および並列の可変抵抗５３，５４のための電界効果トランジスタのしきい値電圧は全て等しいものを用いる。この例では、−０．７Ｖとしている。
【００６７】
直列の可変抵抗５１，５２の基準電圧印加端子２３，２７にそれぞれ異なった基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を印加し、また並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧印加端子３１，３３に同一の基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４を印加しておく。直列の可変抵抗５１，５２の基準電圧印加端子２３，２７に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２は、入力側の基準電圧印加端子２３に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ１の方が出力側の基準電圧印加端子２７に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ２に比べ、直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲（０．２〜０．３Ｖ）相当だけ高いものとする。
【００６８】
上記の各基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４は、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４による直線利得制御動作範囲が実質的に連続していると見なせる状態に設定すればよい。以下の実施の形態でも同様である。
【００６９】
ここで、電界効果トランジスタにより形成される可変抵抗は、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳが電界効果トランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなったときに（ＶＧＳ≦Ｖｔｈ）に完全にオフ状態になり、抵抗値は最大になる。また、各電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＧＳはゲート電圧ＶＧとソース電圧ＶＳの差（ＶＧ−ＶＳ）で表され、利得制御電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４との組合せで抵抗値が変化することになる。そのため、基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４の設定値を変えれば、可変抵抗における抵抗値制御できる利得制御電圧Ｖｃ１の範囲を制御することが可能となる。
【００７０】
利得制御電圧Ｖｃ１に対して、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４が各々分担する利得制御電圧Ｖｃ１の範囲は、直列の可変抵抗５２が低電圧側とし、直列の可変抵抗５１が中間電圧側とし、並列の可変抵抗５３，５４が高電圧側としているが、その順序は逆であってもよく、任意に設定することが可能である。例えば、直列の可変抵抗５２が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５１が低電圧側とし、並列の可変抵抗５３，５４が高電圧側としてもよい。また、並列の可変抵抗５３，５４が低電圧側で、直列の可変抵抗５２が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５１が高電圧側としてもよい。また、並列の可変抵抗５３，５４が低電圧側で、直列の可変抵抗５１が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５２が高電圧側としてもよい。
【００７１】
以上のように、利得の連続制御を行う場合において、直列の可変抵抗５１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と、直列の可変抵抗５２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と、並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４をそれぞれ適切に設定することにより、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値制御動作範囲をスムーズに連続するように接続し、一つの利得制御電圧で７０ｄＢ以上の広範囲にわたって直線的に優れた利得制御を行うことが可能である。
【００７２】
図４は図３に示した減衰器の利得制御電圧Ｖｃ１に対する利得制御の特性図である。以下、図４を参照して、図３の減衰器の動作を説明する。
【００７３】
ここで、電界効果トランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈがすべて−０．７Ｖであるとすると、基準電圧Ｖｒｅｆ１は１．９Ｖに設定され、基準電圧Ｖｒｅｆ２は１．６Ｖに設定され、基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４はともに１．１Ｖに設定される。
【００７４】
利得制御電圧印加端子１９に０〜０．９Ｖの電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ａ））には、直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最大値、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値を示すため、入力端子３４から入力された信号は減衰し利得の増大はなく、出力端子３５で出力信号の大きさＰＯＵＴ が最小となる。
【００７５】
利得制御電圧印加端子１９に０．９Ｖを超えて電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ｂ））には、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値を、入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は最大値をそれぞれ示したままで出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は減少し始めるため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は増大する。通常、電界効果トランジスタによる可変抵抗が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲は０．２〜０．３Ｖ程度であり、利得制御電圧印加端子１９に１．２Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に２４ｄＢ増大する。
【００７６】
利得制御電圧印加端子１９に１．２Ｖの電圧が印加されると（図４：利得制御電圧範囲（ｃ））、減少していた出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値を示し、最大値を示していた入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は減少し始めるため、感度を同様にして出力信号の大きさＰＯＵＴ は増大する。利得制御電圧印加端子１９に１．５Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に２４ｄＢ増大する。ここで、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値をそれぞれ示したままである。
【００７７】
利得制御電圧印加端子１９に１．５Ｖの電圧が印加されると（図４：利得制御電圧範囲（ｄ））、減少していた入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）と同様に最小値を示し、最小値を示していた並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は増加し始めるため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は０．９〜１．５Ｖまでの電圧範囲とは異なった感度で直線的に２３ｄＢ増大する。
【００７８】
利得制御電圧印加端子１９に１．８Ｖの電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ｅ））には、直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値を示したままで並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最大値を示すため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は最大となる。この時点でこの減衰器の有する利得制御幅は７１ｄＢとなる。利得制御電圧印加端子１９に１．８Ｖ以上の電圧を印加しても直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最大値を示すので、出力信号の大きさＰＯＵＴ は最大のままである。
【００７９】
以上のように、この実施の形態によれば、減衰器において、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２をコンデンサ２４を介して多段に接続する構成を採用し、直列の可変抵抗５１，５２の動作を直線利得制御動作範囲分だけシフトすることにより、直列の可変抵抗５１，５２の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせることができるため、制御電圧に対する利得制御量を広範囲にわたってリニアにすることが可能である。この直列の可変抵抗５１，５２の直線利得制御動作範囲分だけのシフトは外部のマイコンから基準電圧を調整することで可能である。
【００８０】
したがって、携帯電話端末装置の高周波部において、一つの半導体装置で７０ｄＢ以上の利得制御をフラットネス±１ｄＢの線形性で行うことが可能となる。その結果、従来例のようなステップ的な制御電圧の切り替えが必要なくなるので、図２０に示したような、制御ステップの切り替えに伴って発生する電力増幅器の出力レベルの目標値からの一時的な外れを回避することができ、携帯電話端末装置における利得制御の高精度化が容易となる。また、利得制御電圧の設定が１種類でよいので、制御部１２０の回路構成の簡略化が可能である。また、中間周波部２６０における可変利得中間周波増幅器を省くことができ、省スペース化を達成し、携帯電話端末装置の小型化を進めることができる。
【００８１】
また、ＣＤＭＡ方式では各信号に符号を付け、同じ時間、同じ周波数上でこれらを取り扱うため、デバイスの歪み特性が極めて重要になる。特にこの実施の形態のように、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２の直線利得制御動作範囲分だけのシフト動作において、出力側の直列の可変抵抗５２を入力側の直列の可変抵抗５１より利得制御電圧Ｖｃ１に対して先行動作させることにより、入力側の直列の可変抵抗５１と出力側の直列の可変抵抗５２および並列の可変抵抗５３，５４の歪み特性の各劣化ポイントを分散させることができ、劣化した歪み電力の重畳をなくすことができるため、並列の可変抵抗５３，５４との動作の併用で歪み特性の劣化を阻止することが可能である。図５に示すように、同様の構成で直列の可変抵抗５１，５２を同時に動作させる場合に比べ、歪み特性は９００ｋＨｚ離調の場合の隣接チャンネル漏洩電力（ＡＣＰ９００ｋＨｚ）で約４ｄＢｃ程度の低歪み動作が可能である。
【００８２】
なお、上記実施の形態では、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２のシフト動作において、出力側の直列の可変抵抗５２を入力側の直列の可変抵抗５１より利得制御電圧Ｖｃ１に対して先行動作させたが、逆に入力側の直列の可変抵抗５１を先行動作させても同様の特性を得ることが可能である。このことによりマイコン・ロジック部による制御電圧の設定の自由度が大きくなる。
【００８３】
また、上記実施の形態では入力側の直列の可変抵抗５１の基準電圧印加端子２３と出力側の直列の可変抵抗５２の基準電圧印加端子２７および並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧印加端子３１，３３をそれぞれ設けたが、図６に示すようにバイアス抵抗３８，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化が可能である。バイアス抵抗３８，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。上記のバイアス抵抗３８，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止するために、５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されている。
【００８４】
バイアス抵抗３８，３９，４０が５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されていることの理由について、以下に説明する。
【００８５】
まず、下限値が５ｋΩ程度であることについては以下のとおりである。バイアス抵抗３８と電界効果トランジスタ２５は並列に接続されており、電界効果トランジスタ２５の可変抵抗値で利得制御される。今、バイアス抵抗３８が５ｋΩより小さい場合、電界効果トランジスタ２５の抵抗値を大きくしても、バイアス抵抗３８と電界効果トランジスタ２５の並列回路の両端子間の抵抗としては５ｋΩ程度で、それより大きくならないため、利得制御幅が小さくなり、高精度に利得制御できない。つまり、高周波信号の侵入を阻止できない。また、バイアス抵抗３９，４０も小さい値だと高周波信号がグラウンドへパスするため、５ｋΩ以上（アイソレーション４０ｄＢ以上）必要である。また、基準電圧Ｖｒｅｆ１が３Ｖの場合、各バイアス抵抗３８，３９，４０に流れる電流は、
Ｉ＝３Ｖ／１５ｋΩ＝２００μＡ
以上となり、電力消費が大きくなってしまう。
【００８６】
一方、上限値が１００ｋΩであることについては以下のとおりである。基準電圧Ｖｒｅｆ１が３Ｖの場合、各バイアス抵抗３８，３９，４０に流れる電流は、
Ｉ＝３Ｖ／３００ｋΩ＝１０μＡ
である。今、バイアス抵抗３８の両端の電圧は、
Ｖ＝１０μＡ×１００ｋΩ＝１Ｖ
である。このとき、電界効果トランジスタのリーク電流が１μＡ流れ込んだとすると、１μＡ×１００ｋΩ＝０．１Ｖのバイアス変動が生じてしまい、利得制御特性がずれて、精度よく利得制御を行えない。
【００８７】
さらに、上記実施の形態では直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタの各ソース電極に異なる電圧が印加できるように、それぞれに基準電圧印加端子２３，２７を施したが、代わりに図７および図８に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタの各ゲートに直線利得制御動作範囲分だけ異なる利得制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が印加できるように、それぞれ利得制御電圧印加部４２，１９を設けてもよい（第２の実施の形態）。なお、図７および図８において、５８は第１利得制御ライン、５９は第２利得制御ラインである。
【００８８】
この場合、利得制御電圧印加部４２には利得制御電圧印加部１９より、直線利得制御動作範囲分だけ高い電圧差で利得制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を印加すればよく、従来の別個の利得制御デバイスを複数用いた場合のように複雑な電圧設定を不要とする。また、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧Ｖｒｅｆ１を印加しているため基準電圧Ｖｒｅｆ１の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。基準電圧印加端子２３と直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極間に接続された抵抗４１は高周波信号ブロックの役割を果たすものであり、５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されている。
【００８９】
抵抗４１が５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されていることの理由について、以下に説明する。
【００９０】
まず、下限値が５ｋΩ程度であることについては以下のとおりである。抵抗４１と電界効果トランジスタ２５は並列に接続されており、電界効果トランジスタ２５の可変抵抗値で利得制御される。今、抵抗４１が５ｋΩより小さい場合、電界効果トランジスタ２５の抵抗値を大きくしても、抵抗４１と電界効果トランジスタ２５の並列回路の両端子間の抵抗としては５ｋΩ程度で、それより大きくならないため、利得制御幅が小さくなり、高精度に利得制御できない。つまり、高周波信号の侵入を阻止できない。
【００９１】
一方、上限値が１００ｋΩであることについては以下のとおりである。電界効果トランジスタのリーク電流が流れ込んだ場合（１μＡ程度）、抵抗４１の両端の電位差は
Ｖ＝１μＡ×１００ｋΩ＝０．１Ｖ
を超えることとなり、バイアス変化が生じ、精度良く利得制御を行えなくなる。
【００９２】
同様に、図９に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ゲートに直線利得制御動作範囲分だけ異なる電圧が印加できるように、それぞれバイアス抵抗３６，３７を設けてもよい。この場合、利得制御電圧Ｖｃ１を一つ用いるだけなので、マイコン・ロジックの設定が簡略化され、また直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。また、基準電圧に関しても、バイアス抵抗４１，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化が可能である。バイアス抵抗４１，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。上記のバイアス抵抗４１，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止するために５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定している。上記の抵抗値範囲の設定理由は、図６に関して説明したのと同じである。
【００９３】
また同様に、上記第２の実施の形態では、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に異なる電圧を印加できるように、それぞれに基準電圧印加端子２３，２７を施したが、図１０および図１１に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための各電界効果トランジスタ２１，２５に対して、同基準電圧および同利得制御電圧を印加し、各電界効果トランジスタ２１，２５に直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲相当だけ異なるしきい値電圧の電界効果トランジスタを用いてシフト動作を行わせてもよい（第５の実施の形態）。この場合、プロセス工程数が多くなる反面、図１０および図１１に示すような回路構成となり、電圧印加端子を削減することができ簡略化が可能となる。また、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。基準電圧印加端子２３と直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極間に接続された抵抗４１は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００９４】
さらに、図１２に示すように、基準電圧においてバイアス抵抗４１，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化がさらに可能である。バイアス抵抗４１，３９，４０は基準電圧のバイアス抵抗および高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００９５】
なお、上記実施の形態では、電界効果トランジスタによる入力側の直列の可変抵抗５１と出力側の直列の可変抵抗５２の２個の可変抵抗を多段接続した構成を用いたが、それ以上の複数個の可変抵抗を多段接続してもよく、直列多段接続する可変抵抗の数を多くすればする程、直列の可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせることができるため、制御電圧に対するリニアな信号制御範囲の拡大が可能である。
【００９６】
また、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のための各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のドレイン−ソース電極間には並列に何も接続せずに用いたが、各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８の固有の抵抗値のバラツキを抑制するためおよび、可変抵抗範囲を制御するために、電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のドレイン−ソース電極間に並列に抵抗等を接続して用いてもよい。このことにより各可変抵抗のもつ抵抗値制御量が安定し、極めて高精度な利得制御が可能となる。
【００９７】
また、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のための各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲートの本数をそれぞれ一本で構成しているが、それ以上の複数本のゲート（マルチゲートタイプ）を用いてもよく、用いるゲートの本数を多くすればする程、利得制御幅が広くなり、また高い入力信号であっても歪み特性の劣化を抑えた利得制御が可能となる。
【００９８】
また、可変抵抗５１，５２，５３，５４を構成する電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８がすべてシングルゲート型である場合において、各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲート幅は同一に設定する必要はないが、同一にした場合には、２個の並列の可変抵抗５３，５４の合成の抵抗値制御特性と直列の各可変抵抗５１，５２の各々の抵抗値制御特性とを合致させることが可能であり、利得制御の直線性を極めて良好とすることができる。
【００９９】
さらに、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のために各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８を用いた場合を示したが、本発明はこれに限ることなく、たとえばダイオード等の素子であってもよい。
【０１００】
なお、これらの減衰器は、ＣＤＭＡ方式だけでなく、様々な移動体通信方式（ＰＤＣ，ＧＳＭ，ＰＣＳ，Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ，ＤＣＳ，ＰＨＳなど）に用いることができる。
【０１０１】
【発明の効果】
本発明の携帯電話端末装置によれば、減衰器として、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗を有し、さらに並列の可変抵抗を有するものを用い、この減衰器において、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を、直線利得制御動作範囲分だけシフトし直列可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせ、かつ並列可変抵抗の線形動作範囲と直列可変抵抗の線形動作範囲とを実質的に連続させ、各モードの切り替えを１種類の利得制御電圧のみで行うことにより、利得の差違をなくし制御電圧に対するリニアな利得制御動作を７０ｄＢ以上の広範囲にわたって極めて高精度に行うことが可能である。
【０１０３】
その結果、上記のような減衰器を用いて構成した携帯電話端末装置は、ステップ状の利得切り替えに伴う問題が解消し、高品質の通話が可能となる。また、高周波部における利得制御のみを行うだけでよく、利得制御を簡略化できる。さらに、中間周波部での可変利得中間周波増幅器を省くことが可能となり、省スペースを実現し、小型化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における携帯電話端末装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図４】図３の減衰器における利得制御電圧に対する利得制御の特性図である。
【図５】図３の減衰器における利得制御電圧に対する９００ｋＨｚ隣接チャンネル漏洩電力の特性図である。
【図６】図３において、各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗３８，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図９】図８において、直列可変抵抗のための電界効果トランジスタ２１，２５の各制御電極に異なる電圧が印加できるように、バイアス抵抗３６，３７を設け、さらに各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗４１，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１２】図１０において、各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗４１，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１３】基地局と携帯電話端末装置の位置関係を示す模式図である。
【図１４】基地局における各チャンネル毎の受信信号の強度を示す説明図である。
【図１５】従来の携帯電話端末装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５の携帯電話端末装置に用いられる減衰器の構成を示す回路図である。
【図１７】図１６の減衰器における利得制御電圧に対する利得制御の特性図である。
【図１８】利得制御電圧に対する利得制御器の出力レベルの特性図である。
【図１９】利得制御電圧に対する可変利得中間周波増幅器の出力レベルの特性図である。
【図２０】従来例の問題を説明するための説明図である。
【符号の説明】
１６ 電界効果トランジスタ
１７ コンデンサ
１８ コンデンサ
１９ 利得制御電圧入力端子
２０ 抵抗
２１ 電界効果トランジスタ
２２ 抵抗
２３ 基準電圧印加端子
２４ コンデンサ
２５ 電界効果トランジスタ
２６ 抵抗
２７ 基準電圧印加端子
２８ 電界効果トランジスタ
２９ コンデンサ
３０ コンデンサ
３１ 基準電圧印加端子
３２ 抵抗
３３ 基準電圧印加端子
３４ 入力端子
３５ 出力端子
３６ 抵抗
３７ 抵抗
３８ 抵抗
３９ 抵抗
４０ 抵抗
４１ 抵抗
５１ 可変抵抗
５２ 可変抵抗
５３ 可変抵抗
５４ 可変抵抗
１０１ ベースバンド部
１２０ 制御部
２０１ 無線部
２２０ 受信部
２３１ 変調器
２３３ ミキサ
２４２ 電力増幅器
２４３ 前置増幅器
２５０ 送信部
２６０ 中間周波部
２７０ 高周波部
２７１ 利得制御器
２７４ 減衰器
５１〜５４ 可変抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話端末装置に関するものであり、特にその無線部内の高周波部の減衰器（アッテネータ）の構成に係る。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式（例えば、ＩＳ−９５）においては、携帯電話端末装置と基地局の距離の変化にかかわらず、携帯電話端末装置から基地局に届く電波の強度を一定にする必要がある。そのため、携帯電話端末装置の送信部で利得制御が行われる。
【０００３】
図１３には基地局と携帯電話端末装置との位置関係を模式的に示している。図１３において、一つの基地局ＢＳのセル範囲ＣＬは半径数十ｋｍ程度、例えば半径３０ｋｍ程度の大きさである。この基地局ＢＳのセル範囲ＣＬ内には、基地局ＢＳとの距離または地形などの通信条件が同一でない多数台の携帯電話端末装置ＴＨ１ ，ＴＨ２ が存在する。そして、多数台の携帯電話端末装置ＴＨ１ ，ＴＨ２ は、基地局ＢＳとの距離または通信条件を刻々と変化させながら、基地局ＢＳとの間で同時に通信を行っている。
【０００４】
この場合に、基地局ＢＳのセル範囲ＣＬにおいて、基地局ＢＳから最も近い場所と最も離れた場所とで、携帯電話端末装置から基地局に届く電波の強度を同一にするためには、セル範囲ＣＬの大きさから、携帯電話端末装置の送信部における利得制御幅が７０ｄＢ程度以上必要であり、かつ±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの高い直線性が必要である。これは、遠近問題といわれる。
【０００５】
もしも、携帯電話端末装置の送信部における利得制御が良好に行われないと、携帯電話端末装置と基地局の距離の減少に伴い、基地局に届く電波の強度が増大することになるため、隣接チャンネルへの漏洩電力が増大し、その結果、符号誤り率が増大して通話品質が低下することになる。図１４において、実線Ａ１ 〜Ａ６ は基地局における各チャンネル毎の受信電波の強度を示し、破線Ｂ４ はチャンネルＡ４ のインターモジュレーション歪特性を示している。この図１４は、チャンネルＡ３ ，Ａ５ の受信電波の強度が破線Ｂ４ で示すチャンネルＡ４ の歪み成分に埋もれてしまい、チャンネルＡ４ に隣接したチャンネルＡ３ ，Ａ５ からは正しいデータを復元できなくなることを示している。
【０００６】
携帯電話端末装置の送信部における利得制御は、キャリア信号と雑音とのレベルの比（Ｃ／Ｎ）が大きい状態を維持するためには、できるだけキャリア信号レベルの高い高周波部で行うことが望ましい。その理由は、高周波部はキャリア信号レベルがバックグラウンドの雑音のレベルにくらべて格段に高く、高周波部で利得を下げても、キャリア信号と雑音レベルの差が大きい状態が保たれるからである。逆に、中間周波部は、キャリア信号レベルが低く、中間周波部で利得を下げてしまうと、キャリア信号レベルとグラウンド雑音のレベルとの差がごく小さい状態になってしまい、この中間周波部のキャリア信号レベルとノイズレベルの差がそのまま高周波部に現れるためである。
【０００７】
ところが、高周波部において単独で７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性で行うことができるような減衰器が存在しなかった。そこで、従来は、７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性で行うために、携帯電話端末装置の無線部の送信部において、高周波部で利得をステップ制御し、中間周波部で利得を連続制御していた。このように、高周波部における利得制御量と中間周波部とにおける利得制御量とを併用することで、７０ｄＢ以上の範囲において、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって利得制御を行うことが可能となる。
【０００８】
そして、携帯電話端末装置における利得制御は、以下のようにして行われる。すなわち、携帯電話端末装置では、携帯電話端末装置における受信信号の強度から、基地局での受信信号の強度を一定値にするために必要な送信電力の目標値を設定し、この目標値と実際の送信電力とを比較することで、送信電力を目標値に追従させるようなフィードバック制御ループを形成し、送信電力が目標値に一致するように利得制御が実行される。
【０００９】
つぎに、図１５を用いて、従来の携帯電話端末装置の構成および動作について説明する。この携帯電話端末装置は、図１５に示すように、マイコン・ロジック部等で構成され、音声信号を処理するベースバンド部１００と、ベースバンド部１００で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部２００とからなる。
【００１０】
無線部２００は、基地局への送信信号を生成する送信部２１０と、基地局からの送信信号を受信する受信部２２０とからなる。
【００１１】
送信部２１０は、ベースバンド部１００から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部２３０と、中間周波部２３０から出力される高周波信号を増幅してデュープレクサ３１０を介してアンテナ３００へ供給する高周波部２４０とからなる。
【００１２】
中間周波部２３０は、変調器２３１と、変調器２３１の出力信号を可変利得で増幅する可変利得中間周波増幅器２３２と、可変利得中間周波増幅器２３２を高周波に変換するためのミキサ２３３とからなる。上記の可変利得中間周波増幅器２３２は、バイポーラトランジスタを用いて構成されることが多い。この可変利得中間周波増幅器２３２は、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって４０ｄＢ程度の範囲にわたって利得が可変できる。この場合、利得は、連続的に変化する利得制御電圧によって４０ｄＢ程度の範囲にわたって連続制御される。
【００１３】
高周波部２４０は、中間周波部２３０から出力される高周波信号を可変利得で増幅する可変利得高周波増幅器２４１と、可変利得高周波増幅器２４１の出力を電力増幅する電力増幅器２４２とからなる。この可変利得高周波増幅器２４１は±３ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって３０ｄＢ程度の範囲にわたって利得が可変である。この場合、利得は、離散的な値をとる利得制御電圧によって数段階、例えば３段階にステップ状に制御される。
【００１４】
可変利得高周波増幅器２４１は、前置増幅器（中電力増幅器）２４３と、前置増幅器２４３と縦続接続されて電力増幅器（高電力増幅器）２４２へ入力される高周波信号の振幅を可変する減衰器２４４とからなる。減衰器２４４は、減衰量を±３ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって３０ｄＢ程度の範囲にわたって変化させる機能を有する。ただし、上記したように、離散的な利得制御電圧が与えられることで、その利得は、ステップ状に変化することになる。
【００１５】
ベースバンド部１００は、制御部１１０を含む。制御部１１０は、受信部２２０による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器２４２の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器２４２の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器２４２の出力レベルと電力増幅器２４２の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧Ｖｃａを減衰器２４４に加えるとともに、同じく上記比較結果に応じた利得制御電圧Ｖｃｂを可変利得中間周波増幅器２３２に加えることにより、電力増幅器２４２の出力レベルが電力増幅器２４２の出力レベルの目標値に一致するように減衰器２４４の利得と可変利得中間周波増幅器２３２の利得を追従制御する。この場合、上記したように、減衰器２４４の利得がステップ制御され、可変利得中間周波増幅器２３２の利得が連続制御されることになる。
【００１６】
以上のような携帯電話端末装置では可変利得高周波増幅器２４１による利得制御と可変利得中間周波増幅器２３２による利得制御の併用によって、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性での７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を実現している。ＩＳ−９５の規格では、ミキサ２３３の入力段は２００ＭＨｚ帯で動作し、ミキサ２３３の出力段は８３７ＭＨｚ帯で動作する。そして、携帯電話端末装置が最大出力を発生する状態での各部の信号レベルは、電力増幅器２４２の出力端で＋３０ｄＢｍ（ただし、０ｄＢｍ＝１ｍＷ）、可変利得高周波増幅器２４１の出力端で＋５ｄＢｍ、ミキサ２３３の出力端で−２０ｄＢｍ、可変利得中間周波増幅器２３２の出力端で−２５ｄＢｍとなっている。
【００１７】
ここで、可変利得高周波増幅器２４１で３０ｄＢの範囲の利得制御を行い、可変利得中間周波増幅器２３２で４０ｄＢの範囲の利得制御を行うものとすると、可変利得中間周波増幅器２３２の出力端における信号レベルは−２５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。また、ミキサ２３３の出力端における信号レベルは−２０ｄＢｍ〜−６０ｄＢｍの範囲で変化する。また、可変利得高周波増幅器２４１の出力端における信号レベルは＋５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。電力増幅器２４２の出力端における信号レベルは、＋３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍの範囲で変化する。
【００１８】
つぎに、減衰器２４４の具体的な構成および動作を図１６から図１８を参照しながら説明する。
【００１９】
図１６は減衰器２４４の構成を示す回路図である。このような減衰器２４４により、利得のステップ制御を行っている。この減衰器は、図１６に示すように、入力側の並列可変抵抗となる電界効果トランジスタ１と、コンデンサ２，３，１０，１１と、抵抗５，７，１３と、直列（シリーズ）可変抵抗となる電界効果トランジスタ６と、出力側の並列（シャント）可変抵抗となる電界効果トランジスタ９とで構成されている。そして、この減衰器には、利得制御電圧Ｖｃａを印加するための利得制御電圧印加端子４と、電源電圧ＶＤＤを印加するソース電圧印加端子８と、ＧＮＤ電位（基準電位）を印加するゲート電圧印加端子１２と、高周波信号の信号入力部としての入力端子１４と、高周波信号の信号出力部としての出力端子１５とが設けられている。上記の入力端子１４は図１５のミキサ２３３の出力端に接続され、出力端子１５は前置増幅器２４３の入力端に接続される。ここで、各コンデンサ２，３，１０，１１は直流電圧の印加を阻止し、各抵抗７，５，１３は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００２０】
図１７は減衰器の利得制御の特性図である。
【００２１】
以上のような構成の減衰器について、その動作を説明する。なお、携帯電話端末装置ではリチウム電池等により３．０Ｖ程度までの電圧で駆動される。また、電界効果トランジスタのしきい値電圧は可変抵抗が抵抗値制御動作を開始するバイアスを示すものであり、直列可変抵抗および並列可変抵抗のための電界効果トランジスタ６，１，９のしきい値電圧は全て等しいものを用いる。電界効果トランジスタ６のソース電圧印加端子８と電界効果トランジスタ１，９のゲート電圧印加端子１２にそれぞれ電圧を印加しておく。
【００２２】
利得制御電圧印加端子４に利得制御電圧Ｖｃａとして０〜１．１Ｖの電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ａ））においては、電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最大値、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最小値を示すため、入力端子１４から入力された信号は減衰し利得の増大はなく、出力端子１５からの出力信号ＰＯＵＴ は最小となる。
【００２３】
利得制御電圧印加端子４に１．１Ｖを超えて電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ｂ））においては、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最小値を示したままで電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は減少し始めるため、出力信号ＰＯＵＴは増大する。通常、電界効果トランジスタによる可変抵抗の抵抗値制御動作範囲電圧は０．２〜０．３Ｖ程度であり、利得制御電圧印加端子４に１．４Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に１８ｄＢ増大する。
【００２４】
利得制御電圧印加端子４に１．４Ｖの電圧が印加されると（図１７：利得制御電圧範囲（ｃ））、減少していた電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値を示し、最小値を示していた電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は増加し始めるため、出力信号ＰＯＵＴ は増大する。利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖの電圧が印加されるまでは、利得は利得制御電圧１．１〜１．４Ｖの範囲（ｂ）とは異なった感度で直線的に１２ｄＢ増大する。
【００２５】
利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖの電圧を印加した場合（図１７：利得制御電圧範囲（ｄ））においては、電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値を示したままで電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最大値を示すため、出力信号ＰＯＵＴ は最大となる。この時点でこの増幅器の有する利得制御幅は３０ｄＢとなる。利得制御電圧印加端子４に１．７Ｖ以上の電圧を印加しても電界効果トランジスタ６の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ）は最小値、電界効果トランジスタ１，９の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ）は最大値を示すので、出力信号ＰＯＵＴ は最大のままである。
【００２６】
そして、このような利得制御特性を有する減衰器においては、図１８に示すように、利得制御電圧Ｖｃａとして、例えば３種類の値ＶＣＬ，ＶＣＭ，ＶＣＨを選択的に加えることにより、出力レベルを３段階にステップ状に切り替えるようにしている。
【００２７】
一方、可変利得中間周波増幅器２３２では、図１９に示すように、利得制御電圧Ｖｃｂを変化させることにより出力レベルを連続的に変化させるようにしている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように７０ｄＢを超える範囲の利得制御を、高周波部におけるステップ制御と中間周波部における連続制御との組合せで行うと、ステップ制御のモード切り替え時において、連続制御のための利得制御電圧とステップ制御のための制御電圧とを同時に変更することになるため、減衰器２４４や可変利得中間周波増幅器２３２の特性のばらつきによって、モード切り替えの前後で利得に差異が生じる場合がある。このような場合において、理想的な条件で、携帯電話端末装置が一定速度で基地局から遠ざかりながら通信を行っている状況を考えると、図２０に示すように、携帯電話端末装置の出力ＰＯＵＴ は、通常は利得制御機能によって直線的に増大していくはずが、フィードバック制御の時間遅れなどによる追従動作の遅れと、モード切り替え時の出力レベルの不連続性とによって、ステップ制御のモード切り替えの時点で一時的に携帯電話端末装置の出力ＰＯＵＴ が直線上から外れることになる。この場合、基地局側での受信信号の強度が規定値から外れ、隣接チャンネルとのレベル差が生じ、この時点で音声が乱れたりし、音声品質の劣化を招くという問題があった。上記の問題は理想的な条件で携帯電話端末装置を移動している場合について説明しているが、現実の移動時の条件は、ビルの陰に入って受信信号の強度が急に低下する場合など、もっと悪いため、基地局側での受信信号の強度が規定値から外れるという問題は頻発すると考えられ、さらに音声品質が劣化するものと考えられる。
【００２９】
また、ベースバンド部１００における制御部１１０で可変利得高周波増幅器２４１と可変利得中間周波増幅器２３１とを制御するための２種類の利得制御電圧Ｖｃａ，Ｖｃｂの設定が必要で制御部１１０の制御が複雑となる。
【００３０】
また、高周波部２４０に可変利得高周波増幅器２４１が必要であるだけでなく、中間周波部２３０にも可変利得中間周波増幅器２３１が必要であるため、回路構成が複雑となり、スペースが大きくなってしまい、その結果携帯電話端末装置全体も大きいものとなるという問題があった。
【００３１】
したがって、本発明の目的は、高品質の通話が可能な携帯電話端末装置を提供することである。
【００３２】
また、本発明の他の目的は、利得制御を簡略化できる携帯電話端末装置を提供することである。
【００３３】
また、本発明のさらに他の目的は、省スペースを実現し、小型化を実現することができる携帯電話端末装置を提供することである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明の携帯電話端末装置は、音声信号を処理するベースバンド部と、ベースバンド部で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部とからなる。無線部は基地局への送信信号を生成する送信部と、基地局からの送信信号を受信する受信部とからなる。送信部はベースバンド部から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部と、中間周波部から出力される高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波部とからなる。高周波部は中間周波部から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器と、利得制御器の出力を電力増幅する電力増幅器とからなる。
【００３９】
ベースバンド部は制御部を含み、制御部は、受信部による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器の出力レベルと電力増幅器の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧を利得制御器に加えることにより、電力増幅器の出力レベルが電力増幅器の出力レベルの目標値に一致するように利得制御器の利得を追従制御している。
【００４０】
そして、利得制御器が高周波信号の信号入力部と信号出力部とを接続する信号ライン中に挿入した例えば電界効果トランジスタからなる少なくとも２個以上の直列の可変抵抗と、信号入力部および信号出力部と接地ラインとの間の各々に接続された例えば電界効果トランジスタからなる並列の可変抵抗とで構成されている。
【００４１】
この構成によれば、利得制御器において、減衰器として、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗を有し、さらに並列の可変抵抗を有するものを用い、この多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を、直線利得制御動作範囲分だけシフトし直列可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせ、かつ並列可変抵抗の線形動作範囲と直列可変抵抗の線形動作範囲とを実質的に連続させ、各モードの切り替えを１種類の利得制御電圧のみで行うため、利得の差違をなくし制御電圧に対するリニアな利得制御動作を７０ｄＢ以上の広範囲にわたって極めて高精度に行うことが可能である。
【００４２】
その結果、上記のような利得制御器を用いて構成した携帯電話端末装置は、ステップ状の利得切り替えに伴う問題が解消し、高品質の通話が可能となる。また、高周波部における利得制御のみを行うだけでよく、利得制御を簡略化できる。さらに、中間周波部での可変利得中間周波増幅器を省くことが可能となり、省スペースを実現し、小型化を実現することができる。
【００４３】
多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を直線利得制御動作範囲分だけシフトする構成として、直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソースに異なった基準電圧を印加する構成がある。このような構成では、１種類の利得制御電圧で利得制御を行うため、極めて高精度な利得制御が可能である。また、利得制御動作電圧の設定を自由に変えることが可能である。
【００４４】
もう一つの構成として直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ゲートに異なった利得制御電圧を印加する構成がある。このような構成では、直列可変抵抗のための少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。また、利得制御動作電圧の設定を自由に変えることが可能である。なお、上記の構成では、２個以上の電界効果トランジスタの各ゲートに異なった利得制御電圧を印加する構成になっているが、単に電圧値が一定量シフトしているだけであるので、利得制御電圧として実質的に１種類と見なすことができる。
【００４５】
さらにその他の構成として、直列接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタに異なったしきい値電圧を有する電界効果トランジスタを採用する構成がある。このような構成では、１種類の利得制御電圧で利得制御を行うため、極めて高精度な利得制御が可能である。また、直列可変抵抗のための少なくとも２個以上の電界効果トランジスタの各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。さらに、電圧印加を削減することができるため、回路構成の簡略化が可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態を図１から図６に基づいて説明する。
【００４７】
図１に本発明の第１の実施の形態における携帯電話端末装置のブロック図を示し、図１を用いて第１の実施の形態における携帯電話端末装置の構成および動作について説明する。この携帯電話端末装置は、図１に示すように、マイコン・ロジック部などで構成され、音声信号を処理するベースバンド部１０１と、ベースバンド部１０１で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部２０１とからなる。
【００４８】
無線部２０１は、基地局への送信信号を生成する送信部２５０と、基地局からの送信信号を受信する受信部２２０とからなる。
【００４９】
送信部２５０は、ベースバンド部１０１から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部２６０と、中間周波部２６０から出力される高周波信号を増幅してデュープレクサ３１０を介してアンテナ３００へ供給する高周波部２７０とからなる。
【００５０】
中間周波部２６０は、変調器２３１と、変調器２３１の出力信号を高周波に変換するためのミキサ２３３とからなり、可変利得中間周波増幅器は省かれている。
【００５１】
高周波部２７０は、中間周波部２６０から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器２７１と、利得制御器２７１の出力を電力増幅する電力増幅器２４２とからなる。この利得制御器２７１は±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって利得が可変である。この場合、利得は連続的に変化する利得制御電圧によって７０ｄＢ以上の範囲にわたって連続制御される。
【００５２】
利得制御器２７１は、前置増幅器（中電力増幅器）２４３と、前置増幅器２４３と縦続接続されて電力増幅器（高電力増幅器）２４２へ入力される高周波信号の振幅を可変する減衰器２７４とからなる。減衰器２７４は、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって利得を可変するために、減衰量を±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性をもって７０ｄＢ以上の範囲にわたって変化させる機能を有する。なお、この実施の形態では、前置増幅器２４３と電力増幅器２４２の２段の増幅器で電力増幅を行っているが、１段の増幅器で電力増幅を行ってもよい。
【００５３】
ベースバンド部１０１は、マイコン・ロジック等からなる制御部１２０を含む。制御部１２０は、受信部２２０による受信信号の信号強度を検出するとともに、電力増幅器２４２の出力レベルを検出し、受信信号の信号強度に対応して電力増幅器２４２の出力レベルの目標値を設定し、電力増幅器２４２の出力レベルと電力増幅器２４２の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧ＶＣ を減衰器２７４に加えることにより、電力増幅器２４２の出力レベルが電力増幅器２４２の出力レベルの目標値に一致するように減衰器２７４の利得を追従制御する。この場合、上記したように、減衰器２７４の利得が７０ｄＢ以上の範囲にわたって連続制御されることになる。
【００５４】
この携帯電話端末装置では、上記のように利得制御器２７１による利得制御のみによって、±１ｄＢ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙの直線性での７０ｄＢ以上の範囲にわたる利得制御を実現している。ＩＳ−９５の規格では、ミキサ２３３の入力段は２００ＭＨｚ帯で動作し、ミキサ２３３の出力段は８３７ＭＨｚ帯で動作する。そして、携帯電話端末装置が最大出力を発生する状態での各部の信号レベルは、電力増幅器２４２の出力端で＋３０ｄＢｍ（ただし、０ｄＢｍ＝１ｍＷ）、利得制御器２７１の出力端で＋５ｄＢｍ、ミキサ２３３の出力端で−２０ｄＢｍ、変調器２３１の出力端で−２５ｄＢｍとなっている。
【００５５】
ここで、利得制御器２７１で７０ｄＢの範囲の利得制御を行うものとすると、変調器２３１の出力端における信号レベルは−２５ｄＢｍで一定である。また、ミキサ２３３の出力端における信号レベルは−２０ｄＢｍで一定である。また、利得制御器２７１の出力端における信号レベルは＋５ｄＢｍ〜−６５ｄＢｍの範囲で変化する。電力増幅器２４２の出力端における信号レベルは、＋３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍの範囲で変化する。
【００５６】
つぎに、減衰器２７４の具体的な構成および動作を図２から図６を参照しながら説明する。
【００５７】
図２は減衰器（半導体集積回路装置）２７４の構成を示す概略ブロック図であり、図３は減衰器２７４の具体的な構成を示す回路図である。この減衰器２７４は、１個の半導体基板（ＧａＡｓ）に集積したものである。なお、このような構成はシリコン基板でも集積が可能であり、特にシリコンで構成した場合マイコン・ロジック部も同時に集積が可能である。
【００５８】
このような減衰器により、利得がリニアに変化する領域を用いて利得の連続制御を行うことで、直列の可変抵抗が１個の場合に比べて、広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することができる。その結果、中間周波部における増幅器の利得制御と組み合わせなくても単独で広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することが可能となる。直列の可変抵抗の個数を多くすることにより、さらに広範囲にわたってリニアリティに優れた利得制御を実現することも可能となる。
【００５９】
この減衰器は、図２および図３に示すように、信号入力部である入力端子３４と信号出力部である出力端子３５とを接続する少なくとも２個以上の直列（シリーズ）の可変抵抗５１，５２よりなる信号ライン５５を有し、入力端子３４および出力端子３５と接地ライン５７との間の各々に並列（シャント）の可変抵抗５３，５４が接続されている。接地ライン５７は基本電位部であるグラウンドＧＮＤに接続されている。利得制御ライン５６は、可変抵抗５１，５２，５３，５４に接続されている。この減衰器では、基準電圧印加部となる基準電圧印加端子２３，２７，３１，３３が可変抵抗５１，５２，５３，５４の各々に接続され、基準電圧印加端子２３，２７，３１，３３の各々に基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４が与えられる。また、利得制御電圧印加部となる利得制御電圧印加端子１９が可変抵抗５１，５２，５３，５４の各々に利得制御ライン５６を介して接続されている。なお、並列の可変抵抗５３，５４に対しては、共通の基準電圧を与える構成であってもよい。この点は、以下の各実施の形態でも同様である。
【００６０】
上記の可変抵抗５１，５２，５３，５４は、それぞれ少なくとも電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲートに抵抗２２，２６，２０，３２を接続したものからなる。入力側の直列の可変抵抗５１を構成する電界効果トランジスタ２１のドレインが入力端子３４に接続され、ソースがコンデンサ２４の一端に接続されている。出力側の直列の可変抵抗５２を構成する電界効果トランジスタ２５のドレインがコンデンサ２４の他端に接続され、ソースが出力端子３５に接続されている。また、入力側の並列の可変抵抗５３を構成する電界効果トランジスタ１６のドレインがコンデンサ１７を介して入力端子３４に接続され、ソースがコンデンサ１８および接地ライン５７を介してグラウンドＧＮＤに接続されている。また、出力側の並列の可変抵抗５４を構成する電界効果トランジスタ２８のドレインがコンデンサ２９を介して出力端子３５に接続され、ソースがコンデンサ３０および接地ライン５７を介してグラウンドＧＮＤに接続されている。
【００６１】
さらに、可変抵抗５１を構成する電界効果トランジスタ２１のゲートが抵抗２２および利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５２を構成する電界効果トランジスタ２５のゲートが抵抗２６および利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５３を構成する電界効果トランジスタ１６のソースが利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続され、可変抵抗５４を構成する電界効果トランジスタ２８のソースが利得制御ライン５６を介して利得制御電圧印加端子１９に接続されている。
【００６２】
また、可変抵抗５１，５２をそれぞれ構成する電界効果トランジスタ２１，２５のソースには基準電圧印加端子２３，２７から基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が印加され、可変抵抗５３，５４をそれぞれ構成する電界効果トランジスタ１６，２８のゲートには基準電圧印加端子３１，３３から、それぞれ抵抗２０，３２を介して基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４が印加されている。
【００６３】
ここで、各コンデンサ１７，１８，２４，２９，３０は直流電圧の印加を阻止し、各抵抗２０，２２，２６，３２は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００６４】
上記の抵抗２０，２２，２６，３２は高周波信号の侵入を阻止するために、例えば以下のように下限値と上限値が設定される。まず、下限値は１ｋΩである。その設定理由は、アイソレーションとして２０ｄＢ以上ないと高周波信号が侵入し、ロスが増大するなど、制御特性に影響するからであり、上記の値に設定するとアイソレーションとして２０ｄＢ以上が得られる。
【００６５】
また、上限値は１００ｋΩである。その設定理由は、電界効果トランジスタのゲート・リーク電流が例えば１μＡ流れた場合に、電界効果トランジスタのゲートに挿入される抵抗の抵抗値を１００ｋΩとした場合に、その抵抗の電圧降下ＶＤＲＯＰが
ＶＤＲＯＰ＝１×１０−６×１００×１０３ ＝０．１（Ｖ）
となり、抵抗値が１００ｋΩを超えると、制御電圧のずれが０．１Ｖを超え、利得制御特性に無視できない影響を及ぼすことになるからである。
【００６６】
以上のような構成の減衰器について、その動作を説明する。携帯端末ではリチウム電池等により３．０Ｖ程度までの電圧で駆動される。また、電界効果トランジスタのしきい値電圧は可変抵抗が抵抗値制御動作を開始するバイアスを示すものであり、直列の可変抵抗５１，５２および並列の可変抵抗５３，５４のための電界効果トランジスタのしきい値電圧は全て等しいものを用いる。この例では、−０．７Ｖとしている。
【００６７】
直列の可変抵抗５１，５２の基準電圧印加端子２３，２７にそれぞれ異なった基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を印加し、また並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧印加端子３１，３３に同一の基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４を印加しておく。直列の可変抵抗５１，５２の基準電圧印加端子２３，２７に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２は、入力側の基準電圧印加端子２３に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ１の方が出力側の基準電圧印加端子２７に印加する基準電圧Ｖｒｅｆ２に比べ、直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲（０．２〜０．３Ｖ）相当だけ高いものとする。
【００６８】
上記の各基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４は、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４による直線利得制御動作範囲が実質的に連続していると見なせる状態に設定すればよい。以下の実施の形態でも同様である。
【００６９】
ここで、電界効果トランジスタにより形成される可変抵抗は、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳが電界効果トランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなったときに（ＶＧＳ≦Ｖｔｈ）に完全にオフ状態になり、抵抗値は最大になる。また、各電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＧＳはゲート電圧ＶＧとソース電圧ＶＳの差（ＶＧ−ＶＳ）で表され、利得制御電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４との組合せで抵抗値が変化することになる。そのため、基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４の設定値を変えれば、可変抵抗における抵抗値制御できる利得制御電圧Ｖｃ１の範囲を制御することが可能となる。
【００７０】
利得制御電圧Ｖｃ１に対して、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４が各々分担する利得制御電圧Ｖｃ１の範囲は、直列の可変抵抗５２が低電圧側とし、直列の可変抵抗５１が中間電圧側とし、並列の可変抵抗５３，５４が高電圧側としているが、その順序は逆であってもよく、任意に設定することが可能である。例えば、直列の可変抵抗５２が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５１が低電圧側とし、並列の可変抵抗５３，５４が高電圧側としてもよい。また、並列の可変抵抗５３，５４が低電圧側で、直列の可変抵抗５２が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５１が高電圧側としてもよい。また、並列の可変抵抗５３，５４が低電圧側で、直列の可変抵抗５１が中間電圧側とし、直列の可変抵抗５２が高電圧側としてもよい。
【００７１】
以上のように、利得の連続制御を行う場合において、直列の可変抵抗５１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と、直列の可変抵抗５２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と、並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４をそれぞれ適切に設定することにより、直列の可変抵抗５１，５２と並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値制御動作範囲をスムーズに連続するように接続し、一つの利得制御電圧で７０ｄＢ以上の広範囲にわたって直線的に優れた利得制御を行うことが可能である。
【００７２】
図４は図３に示した減衰器の利得制御電圧Ｖｃ１に対する利得制御の特性図である。以下、図４を参照して、図３の減衰器の動作を説明する。
【００７３】
ここで、電界効果トランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈがすべて−０．７Ｖであるとすると、基準電圧Ｖｒｅｆ１は１．９Ｖに設定され、基準電圧Ｖｒｅｆ２は１．６Ｖに設定され、基準電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４はともに１．１Ｖに設定される。
【００７４】
利得制御電圧印加端子１９に０〜０．９Ｖの電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ａ））には、直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最大値、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値を示すため、入力端子３４から入力された信号は減衰し利得の増大はなく、出力端子３５で出力信号の大きさＰＯＵＴ が最小となる。
【００７５】
利得制御電圧印加端子１９に０．９Ｖを超えて電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ｂ））には、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値を、入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は最大値をそれぞれ示したままで出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は減少し始めるため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は増大する。通常、電界効果トランジスタによる可変抵抗が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲は０．２〜０．３Ｖ程度であり、利得制御電圧印加端子１９に１．２Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に２４ｄＢ増大する。
【００７６】
利得制御電圧印加端子１９に１．２Ｖの電圧が印加されると（図４：利得制御電圧範囲（ｃ））、減少していた出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値を示し、最大値を示していた入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は減少し始めるため、感度を同様にして出力信号の大きさＰＯＵＴ は増大する。利得制御電圧印加端子１９に１．５Ｖの電圧が印加されるまで、利得は直線的に２４ｄＢ増大する。ここで、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最小値をそれぞれ示したままである。
【００７７】
利得制御電圧印加端子１９に１．５Ｖの電圧が印加されると（図４：利得制御電圧範囲（ｄ））、減少していた入力側の直列の可変抵抗５１の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１）は出力側の直列の可変抵抗５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）と同様に最小値を示し、最小値を示していた並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は増加し始めるため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は０．９〜１．５Ｖまでの電圧範囲とは異なった感度で直線的に２３ｄＢ増大する。
【００７８】
利得制御電圧印加端子１９に１．８Ｖの電圧を印加した場合（図４：利得制御電圧範囲（ｅ））には、直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値を示したままで並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最大値を示すため、出力信号の大きさＰＯＵＴ は最大となる。この時点でこの減衰器の有する利得制御幅は７１ｄＢとなる。利得制御電圧印加端子１９に１．８Ｖ以上の電圧を印加しても直列の可変抵抗５１，５２の抵抗値ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２１），ＲＯＮ（Ｔ−ＦＥＴ２５）は最小値、並列の可変抵抗５３，５４の抵抗値ＲＯＮ（Ｓ−ＦＥＴ１６，２８）は最大値を示すので、出力信号の大きさＰＯＵＴ は最大のままである。
【００７９】
以上のように、この実施の形態によれば、減衰器において、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２をコンデンサ２４を介して多段に接続する構成を採用し、直列の可変抵抗５１，５２の動作を直線利得制御動作範囲分だけシフトすることにより、直列の可変抵抗５１，５２の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせることができるため、制御電圧に対する利得制御量を広範囲にわたってリニアにすることが可能である。この直列の可変抵抗５１，５２の直線利得制御動作範囲分だけのシフトは外部のマイコンから基準電圧を調整することで可能である。
【００８０】
したがって、携帯電話端末装置の高周波部において、一つの半導体装置で７０ｄＢ以上の利得制御をフラットネス±１ｄＢの線形性で行うことが可能となる。その結果、従来例のようなステップ的な制御電圧の切り替えが必要なくなるので、図２０に示したような、制御ステップの切り替えに伴って発生する電力増幅器の出力レベルの目標値からの一時的な外れを回避することができ、携帯電話端末装置における利得制御の高精度化が容易となる。また、利得制御電圧の設定が１種類でよいので、制御部１２０の回路構成の簡略化が可能である。また、中間周波部２６０における可変利得中間周波増幅器を省くことができ、省スペース化を達成し、携帯電話端末装置の小型化を進めることができる。
【００８１】
また、ＣＤＭＡ方式では各信号に符号を付け、同じ時間、同じ周波数上でこれらを取り扱うため、デバイスの歪み特性が極めて重要になる。特にこの実施の形態のように、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２の直線利得制御動作範囲分だけのシフト動作において、出力側の直列の可変抵抗５２を入力側の直列の可変抵抗５１より利得制御電圧Ｖｃ１に対して先行動作させることにより、入力側の直列の可変抵抗５１と出力側の直列の可変抵抗５２および並列の可変抵抗５３，５４の歪み特性の各劣化ポイントを分散させることができ、劣化した歪み電力の重畳をなくすことができるため、並列の可変抵抗５３，５４との動作の併用で歪み特性の劣化を阻止することが可能である。図５に示すように、同様の構成で直列の可変抵抗５１，５２を同時に動作させる場合に比べ、歪み特性は９００ｋＨｚ離調の場合の隣接チャンネル漏洩電力（ＡＣＰ９００ｋＨｚ）で約４ｄＢｃ程度の低歪み動作が可能である。
【００８２】
なお、上記実施の形態では、電界効果トランジスタによる直列の可変抵抗５１，５２のシフト動作において、出力側の直列の可変抵抗５２を入力側の直列の可変抵抗５１より利得制御電圧Ｖｃ１に対して先行動作させたが、逆に入力側の直列の可変抵抗５１を先行動作させても同様の特性を得ることが可能である。このことによりマイコン・ロジック部による制御電圧の設定の自由度が大きくなる。
【００８３】
また、上記実施の形態では入力側の直列の可変抵抗５１の基準電圧印加端子２３と出力側の直列の可変抵抗５２の基準電圧印加端子２７および並列の可変抵抗５３，５４の基準電圧印加端子３１，３３をそれぞれ設けたが、図６に示すようにバイアス抵抗３８，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化が可能である。バイアス抵抗３８，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。上記のバイアス抵抗３８，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止するために、５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されている。
【００８４】
バイアス抵抗３８，３９，４０が５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されていることの理由について、以下に説明する。
【００８５】
まず、下限値が５ｋΩ程度であることについては以下のとおりである。バイアス抵抗３８と電界効果トランジスタ２５は並列に接続されており、電界効果トランジスタ２５の可変抵抗値で利得制御される。今、バイアス抵抗３８が５ｋΩより小さい場合、電界効果トランジスタ２５の抵抗値を大きくしても、バイアス抵抗３８と電界効果トランジスタ２５の並列回路の両端子間の抵抗としては５ｋΩ程度で、それより大きくならないため、利得制御幅が小さくなり、高精度に利得制御できない。つまり、高周波信号の侵入を阻止できない。また、バイアス抵抗３９，４０も小さい値だと高周波信号がグラウンドへパスするため、５ｋΩ以上（アイソレーション４０ｄＢ以上）必要である。また、基準電圧Ｖｒｅｆ１が３Ｖの場合、各バイアス抵抗３８，３９，４０に流れる電流は、
Ｉ＝３Ｖ／１５ｋΩ＝２００μＡ
以上となり、電力消費が大きくなってしまう。
【００８６】
一方、上限値が１００ｋΩであることについては以下のとおりである。基準電圧Ｖｒｅｆ１が３Ｖの場合、各バイアス抵抗３８，３９，４０に流れる電流は、
Ｉ＝３Ｖ／３００ｋΩ＝１０μＡ
である。今、バイアス抵抗３８の両端の電圧は、
Ｖ＝１０μＡ×１００ｋΩ＝１Ｖ
である。このとき、電界効果トランジスタのリーク電流が１μＡ流れ込んだとすると、１μＡ×１００ｋΩ＝０．１Ｖのバイアス変動が生じてしまい、利得制御特性がずれて、精度よく利得制御を行えない。
【００８７】
さらに、上記実施の形態では直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタの各ソース電極に異なる電圧が印加できるように、それぞれに基準電圧印加端子２３，２７を施したが、代わりに図７および図８に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタの各ゲートに直線利得制御動作範囲分だけ異なる利得制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が印加できるように、それぞれ利得制御電圧印加部４２，１９を設けてもよい（第２の実施の形態）。なお、図７および図８において、５８は第１利得制御ライン、５９は第２利得制御ラインである。
【００８８】
この場合、利得制御電圧印加部４２には利得制御電圧印加部１９より、直線利得制御動作範囲分だけ高い電圧差で利得制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を印加すればよく、従来の別個の利得制御デバイスを複数用いた場合のように複雑な電圧設定を不要とする。また、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧Ｖｒｅｆ１を印加しているため基準電圧Ｖｒｅｆ１の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。基準電圧印加端子２３と直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極間に接続された抵抗４１は高周波信号ブロックの役割を果たすものであり、５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されている。
【００８９】
抵抗４１が５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定されていることの理由について、以下に説明する。
【００９０】
まず、下限値が５ｋΩ程度であることについては以下のとおりである。抵抗４１と電界効果トランジスタ２５は並列に接続されており、電界効果トランジスタ２５の可変抵抗値で利得制御される。今、抵抗４１が５ｋΩより小さい場合、電界効果トランジスタ２５の抵抗値を大きくしても、抵抗４１と電界効果トランジスタ２５の並列回路の両端子間の抵抗としては５ｋΩ程度で、それより大きくならないため、利得制御幅が小さくなり、高精度に利得制御できない。つまり、高周波信号の侵入を阻止できない。
【００９１】
一方、上限値が１００ｋΩであることについては以下のとおりである。電界効果トランジスタのリーク電流が流れ込んだ場合（１μＡ程度）、抵抗４１の両端の電位差は
Ｖ＝１μＡ×１００ｋΩ＝０．１Ｖ
を超えることとなり、バイアス変化が生じ、精度良く利得制御を行えなくなる。
【００９２】
同様に、図９に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ゲートに直線利得制御動作範囲分だけ異なる電圧が印加できるように、それぞれバイアス抵抗３６，３７を設けてもよい。この場合、利得制御電圧Ｖｃ１を一つ用いるだけなので、マイコン・ロジックの設定が簡略化され、また直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。また、基準電圧に関しても、バイアス抵抗４１，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化が可能である。バイアス抵抗４１，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。上記のバイアス抵抗４１，３９，４０は高周波信号の侵入を阻止するために５ｋΩ程度以上１００ｋΩ以下の抵抗値に設定している。上記の抵抗値範囲の設定理由は、図６に関して説明したのと同じである。
【００９３】
また同様に、上記第２の実施の形態では、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に異なる電圧を印加できるように、それぞれに基準電圧印加端子２３，２７を施したが、図１０および図１１に示すように、直列の可変抵抗５１，５２のための各電界効果トランジスタ２１，２５に対して、同基準電圧および同利得制御電圧を印加し、各電界効果トランジスタ２１，２５に直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲相当だけ異なるしきい値電圧の電界効果トランジスタを用いてシフト動作を行わせてもよい（第５の実施の形態）。この場合、プロセス工程数が多くなる反面、図１０および図１１に示すような回路構成となり、電圧印加端子を削減することができ簡略化が可能となる。また、直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極に同じ基準電圧を印加しているため、基準電圧の変動に対しても精度良く直線的な利得制御が可能である。基準電圧印加端子２３と直列の可変抵抗５１，５２のための電界効果トランジスタ２１，２５の各ソース電極間に接続された抵抗４１は高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００９４】
さらに、図１２に示すように、基準電圧においてバイアス抵抗４１，３９，４０により基準電圧印加を行ってもよい。この場合、基準電圧印加端子は一つしか用いないため、回路の簡略化がさらに可能である。バイアス抵抗４１，３９，４０は基準電圧のバイアス抵抗および高周波信号の侵入を阻止する役割をそれぞれ果たしている。
【００９５】
なお、上記実施の形態では、電界効果トランジスタによる入力側の直列の可変抵抗５１と出力側の直列の可変抵抗５２の２個の可変抵抗を多段接続した構成を用いたが、それ以上の複数個の可変抵抗を多段接続してもよく、直列多段接続する可変抵抗の数を多くすればする程、直列の可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせることができるため、制御電圧に対するリニアな信号制御範囲の拡大が可能である。
【００９６】
また、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のための各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のドレイン−ソース電極間には並列に何も接続せずに用いたが、各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８の固有の抵抗値のバラツキを抑制するためおよび、可変抵抗範囲を制御するために、電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のドレイン−ソース電極間に並列に抵抗等を接続して用いてもよい。このことにより各可変抵抗のもつ抵抗値制御量が安定し、極めて高精度な利得制御が可能となる。
【００９７】
また、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のための各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲートの本数をそれぞれ一本で構成しているが、それ以上の複数本のゲート（マルチゲートタイプ）を用いてもよく、用いるゲートの本数を多くすればする程、利得制御幅が広くなり、また高い入力信号であっても歪み特性の劣化を抑えた利得制御が可能となる。
【００９８】
また、可変抵抗５１，５２，５３，５４を構成する電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８がすべてシングルゲート型である場合において、各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８のゲート幅は同一に設定する必要はないが、同一にした場合には、２個の並列の可変抵抗５３，５４の合成の抵抗値制御特性と直列の各可変抵抗５１，５２の各々の抵抗値制御特性とを合致させることが可能であり、利得制御の直線性を極めて良好とすることができる。
【００９９】
さらに、上記実施の形態では、各可変抵抗５１，５２，５３，５４のために各電界効果トランジスタ２１，２５，１６，２８を用いた場合を示したが、本発明はこれに限ることなく、たとえばダイオード等の素子であってもよい。
【０１００】
なお、これらの減衰器は、ＣＤＭＡ方式だけでなく、様々な移動体通信方式（ＰＤＣ，ＧＳＭ，ＰＣＳ，Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ，ＤＣＳ，ＰＨＳなど）に用いることができる。
【０１０１】
【発明の効果】
本発明の携帯電話端末装置によれば、減衰器として、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗を有し、さらに並列の可変抵抗を有するものを用い、この減衰器において、多段接続した少なくとも２個以上の電界効果トランジスタによる直列可変抵抗の動作を、直線利得制御動作範囲分だけシフトし直列可変抵抗の線形動作範囲をそれぞれ足しあわせ、かつ並列可変抵抗の線形動作範囲と直列可変抵抗の線形動作範囲とを実質的に連続させ、各モードの切り替えを１種類の利得制御電圧のみで行うことにより、利得の差違をなくし制御電圧に対するリニアな利得制御動作を７０ｄＢ以上の広範囲にわたって極めて高精度に行うことが可能である。
【０１０３】
その結果、上記のような減衰器を用いて構成した携帯電話端末装置は、ステップ状の利得切り替えに伴う問題が解消し、高品質の通話が可能となる。また、高周波部における利得制御のみを行うだけでよく、利得制御を簡略化できる。さらに、中間周波部での可変利得中間周波増幅器を省くことが可能となり、省スペースを実現し、小型化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における携帯電話端末装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図４】図３の減衰器における利得制御電圧に対する利得制御の特性図である。
【図５】図３の減衰器における利得制御電圧に対する９００ｋＨｚ隣接チャンネル漏洩電力の特性図である。
【図６】図３において、各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗３８，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図９】図８において、直列可変抵抗のための電界効果トランジスタ２１，２５の各制御電極に異なる電圧が印加できるように、バイアス抵抗３６，３７を設け、さらに各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗４１，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態の携帯電話端末装置における減衰器の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１２】図１０において、各可変抵抗に基準電圧を印加できるように、それぞれにバイアス抵抗４１，３９，４０を設けた減衰器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１３】基地局と携帯電話端末装置の位置関係を示す模式図である。
【図１４】基地局における各チャンネル毎の受信信号の強度を示す説明図である。
【図１５】従来の携帯電話端末装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５の携帯電話端末装置に用いられる減衰器の構成を示す回路図である。
【図１７】図１６の減衰器における利得制御電圧に対する利得制御の特性図である。
【図１８】利得制御電圧に対する利得制御器の出力レベルの特性図である。
【図１９】利得制御電圧に対する可変利得中間周波増幅器の出力レベルの特性図である。
【図２０】従来例の問題を説明するための説明図である。
【符号の説明】
１６ 電界効果トランジスタ
１７ コンデンサ
１８ コンデンサ
１９ 利得制御電圧入力端子
２０ 抵抗
２１ 電界効果トランジスタ
２２ 抵抗
２３ 基準電圧印加端子
２４ コンデンサ
２５ 電界効果トランジスタ
２６ 抵抗
２７ 基準電圧印加端子
２８ 電界効果トランジスタ
２９ コンデンサ
３０ コンデンサ
３１ 基準電圧印加端子
３２ 抵抗
３３ 基準電圧印加端子
３４ 入力端子
３５ 出力端子
３６ 抵抗
３７ 抵抗
３８ 抵抗
３９ 抵抗
４０ 抵抗
４１ 抵抗
５１ 可変抵抗
５２ 可変抵抗
５３ 可変抵抗
５４ 可変抵抗
１０１ ベースバンド部
１２０ 制御部
２０１ 無線部
２２０ 受信部
２３１ 変調器
２３３ ミキサ
２４２ 電力増幅器
２４３ 前置増幅器
２５０ 送信部
２６０ 中間周波部
２７０ 高周波部
２７１ 利得制御器
２７４ 減衰器
５１〜５４ 可変抵抗
Claims (18)
- 音声信号を処理するベースバンド部（１０１）と、前記ベースバンド部（１０１）で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部（２０１）とからなり、前記無線部（２０１）が前記基地局への送信信号を生成する送信部（２５０）と、前記基地局からの送信信号を受信する受信部（２２０）とからなり、前記送信部（２５０）が前記ベースバンド部（１０１）から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部（２６０）と、前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波部（２７０）とからなり、前記高周波部（２７０）が前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器（２７１）と、前記利得制御器（２７１）の出力を電力増幅する電力増幅器（２４２）とからなり、
前記ベースバンド部（１０１）が制御部を含み、前記制御部が、前記受信部（２２０）による受信信号の信号強度を検出するとともに、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルを検出し、前記受信信号の信号強度に対応して前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値を設定し、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルと前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧を前記利得制御器（２７１）に加えることにより、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルが前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値に一致するように前記利得制御器（２７１）の利得を追従制御し、
前記利得制御器（２７１）が高周波信号の信号入力部（３４）と信号出力部（３５）とを接続する少なくとも２個以上の直列の可変抵抗（５１），（５２）よりなる信号ライン（５５）と、前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）と接地ライン（５７）との間の各々に接続された並列の可変抵抗（５３），（５４）と、前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）に接続された利得制御ライン（５６）と、前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）の各々に接続された基準電圧印加部（２３），（２７），（３１），（３３）と、前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）の各々に前記利得制御ライン（５６）を介して接続されて前記利得制御電圧が加えられる利得制御電圧印加部（１９）とで構成されていることを特徴とする携帯電話端末装置。 - 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のゲートが前記抵抗（２２），（２６）と前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介してそれぞれ前記基準電圧印加部（３１），（３３）に接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のソースに前記基準電圧印加部（２３），（２７）がそれぞれ接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）にそれぞれ接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項１記載の携帯電話端末装置。
- 前記基準電圧印加部（２７）に印加される電圧よりも前記基準電圧印加部（２３）に印加される電圧の方が高い請求項１記載の携帯電話端末装置。
- 前記基準電圧印加部（２７）に印加される電圧よりも前記基準電圧印加部（２３）に印加される電圧の方が前記可変抵抗（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に相当する値だけ高い請求項１記載の携帯電話端末装置。
- 前記基準電圧印加部（３１） , （３３）に印加される電圧値が、前記可変抵抗（５１），（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に前記可変抵抗（５３），（５４）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲が連続するように設定されている請求項１記載の携帯電話端末装置。
- 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のゲートが前記抵抗（２２），（２６）と前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介して共通接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のソース間に抵抗（３８）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のソースと前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される部分（６１）との間に抵抗（３９）が挿入接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される前記部分（６１）と基本電位部（ＧＮＤ）との間に抵抗（４０）が挿入接続され、前記可変抵抗（５１）の前記電界効果トランジスタ（２１）のソースに前記基準電圧印加部（２３）が接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）にそれぞれ接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項１記載の携帯電話端末装置。
- 音声信号を処理するベースバンド部（１０１）と、前記ベースバンド部（１０１）で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部（２０１）とからなり、前記無線部（２０１）が前記基地局への送信信号を生成する送信部（２５０）と、前記基地局からの送信信号を受信する受信部（２２０）とからなり、前記送信部（２５０）が前記ベースバンド部（１０１）から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部（２６０）と、前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波部（２７０）とからなり、前記高周波部（２７０）が前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器（２７１）と、前記利得制御器（２７１）の出力を電力増幅する電力増幅器（２４２）とからなり、
前記ベースバンド部（１０１）が制御部を含み、前記制御部が、前記受信部（２２０）による受信信号の信号強度を検出するとともに、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルを検出し、前記受信信号の信号強度に対応して前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値を設定し、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルと前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた第１および第２の利得制御電圧を前記利得制御器（２７１）に加えることにより、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルが前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値に一致するように前記利得制御器（２７１）の利得を追従制御し、
前記利得制御器（２７１）が高周波信号の信号入力部（３４）と信号出力部（３５）とを接続する少なくとも２個以上の直列の可変抵抗（５１），（５２）よりなる信号ライン （５５）と、前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）と接地ライン（５７）との間の各々に接続された並列の可変抵抗（５３），（５４）と、前記可変抵抗（５１）に接続された第１利得制御ライン（５８）と、前記可変抵抗（５１）に前記第１利得制御ライン（５８）を介して接続されて前記第１の利得制御電圧が加えられる利得制御電圧印加部（４２）と、前記可変抵抗（５２），（５３），（５４）に接続された第２利得制御ライン（５９）と、前記可変抵抗（５２），（５３），（５４）に前記第２利得制御ライン（５９）を介して接続されて前記第２の利得制御電圧が加えられる利得制御電圧印加部（１９）と、前記可変抵抗（５１），（５２）に接続された基準電圧印加部（２３）と、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々に接続された基準電圧印加部（３１），（３３）とで構成されていることを特徴とする携帯電話端末装置。 - 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１）の前記電界効果トランジスタ（２１）のゲートが前記抵抗（２２）と前記第１利得制御ライン（５８）を介して前記利得制御電圧印加部（４２）に接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のゲートが前記抵抗（２６）と前記第２利得制御ライン（５９）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介してそれぞれ前記基準電圧印加部（３１），（３３）に接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のソース間に抵抗（４１）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）のソースに前記基準電圧印加部（２３）が接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記第２利得制御ライン（５９）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）にそれぞれ接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項７記載の携帯電話端末装置。
- 前記利得制御電圧印加部（４２）に印加される電圧よりも前記利得制御電圧印加部（１９）に印加される電圧の方が高い請求項７記載の携帯電話端末装置。
- 前記利得制御電圧印加部（４２）に印加される電圧よりも前記利得制御電圧印加部（１９）に印加される電圧の方が前記可変抵抗（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に相当する値だけ高い請求項７記載の携帯電話端末装置。
- 前記基準電圧印加部（３１），（３３）に印加される電圧値が、前記可変抵抗（５１），（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に前記可変抵抗（５３），（５４）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲が連続するように設定されている請求項７記載の携帯電話端末装置。
- 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１）の前記電界効果トランジスタ（２１）のゲートが前記抵抗（２２）と前記第１利得制御ライン（５８）を介して前記利得制御電圧印加部（４２）に接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のゲートが前記抵抗（２６）と前記第２利得制御ライン（５９）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介して共通接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のソース間に抵抗（４１）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のソースと前記可変抵抗（５３）， （５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される部分（６１）との間に抵抗（３９）が挿入接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される前記部分（６１）と基本電位部（ＧＮＤ）との間に抵抗（４０）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のソースに前記基準電圧印加部（２３）が接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記第２利得制御ライン（５９）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）にそれぞれ接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項７記載の携帯電話端末装置。
- 音声信号を処理するベースバンド部（１０１）と、前記ベースバンド部（１０１）で処理された音声信号を入力として基地局との間で通信を行う無線部（２０１）とからなり、前記無線部（２０１）が前記基地局への送信信号を生成する送信部（２５０）と、前記基地局からの送信信号を受信する受信部（２２０）とからなり、前記送信部（２５０）が前記ベースバンド部（１０１）から与えられる音声信号の変調および周波数変換のための混合を行う中間周波部（２６０）と、前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波部（２７０）とからなり、前記高周波部（２７０）が前記中間周波部（２６０）から出力される高周波信号の振幅を制御する利得制御器（２７１）と、前記利得制御器（２７１）の出力を電力増幅する電力増幅器（２４２）とからなり、
前記ベースバンド部（１０１）が制御部を含み、前記制御部が、前記受信部（２２０）による受信信号の信号強度を検出するとともに、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルを検出し、前記受信信号の信号強度に対応して前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値を設定し、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルと前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値とを比較し、その比較結果に応じた利得制御電圧を前記利得制御器（２７１）に加えることにより、前記電力増幅器（２４２）の出力レベルが前記電力増幅器（２４２）の出力レベルの目標値に一致するように前記利得制御器（２７１）の利得を追従制御し、
前記利得制御器（２７１）が高周波信号の信号入力部（３４）と信号出力部（３５）とを接続する少なくとも２個以上の直列の可変抵抗（５１），（５２）よりなる信号ライン（５５）と、前記信号入力部（３４）および前記信号出力部（３５）と接地ライン（５７）との間の各々に接続された並列の可変抵抗（５３），（５４）と、前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）を接続する利得制御ライン（５６）と、前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）に前記利得制御ライン（５６）を介して接続されて前記利得制御電圧が加えられる利得制御電圧印加部（１９）と、前記可変抵抗（５１），（５２）に接続された基準電圧印加部（２３）と、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々に接続された基準電圧印加部（３１），（３３）とで構成されていることを特徴とする携帯電話端末装置。 - 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のゲートが前記抵抗（２２），（２６）と前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介してそれぞれ前記基準電圧印加部（３１），（３３）に接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トラ ンジスタ（２１），（２５）のソース間に抵抗（４１）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）のソースに前記基準電圧印加部（２３）が接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および信号出力部（３５）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項１３記載の携帯電話端末装置。
- 前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のしきい値電圧より前記可変抵抗（５１）の前記電界効果トランジスタ（２１）のしきい値電圧の方が高い請求項１３記載の携帯電話端末装置。
- 前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のしきい値電圧より前記可変抵抗（５１）の前記電界効果トランジスタ（２１）のしきい値電圧の方が前記可変抵抗（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に相当する値だけ高い請求項１３記載の携帯電話端末装置。
- 前記基準電圧印加部（３１），（３３）に印加される電圧値が、前記可変抵抗（５１），（５２）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲に前記可変抵抗（５３），（５４）が直線利得制御動作を行う利得制御電圧範囲が連続するように設定されている請求項１３記載の携帯電話端末装置。
- 前記可変抵抗（５１），（５２），（５３），（５４）が少なくとも電界効果トランジスタ（２１），（２５），（１６），（２８）のゲートに抵抗（２２），（２６），（２０），（３２）が接続された構成で、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のゲートが前記抵抗（２２），（２６）と前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートが前記抵抗（２０），（３２）を介して共通接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）の各々の前記電界効果トランジスタ（２１），（２５）のソース間に抵抗（４１）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のソースと前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される部分（６１）との間に抵抗（３９）が挿入接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のゲートに前記抵抗（２０），（３２）を介して接続される前記部分（６１）と基本電位部（ＧＮＤ）との間に抵抗（４０）が挿入接続され、前記可変抵抗（５２）の前記電界効果トランジスタ（２５）のソースに前記基準電圧印加部（２３）が接続され、前記可変抵抗（５１），（５２）間が容量（２４）を介して直列接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが前記利得制御ライン（５６）を介して前記利得制御電圧印加部（１９）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のドレインが容量（１７），（２９）を介して前記信号入力部（３４）および信号出力部（３５）に接続され、前記可変抵抗（５３），（５４）の各々の前記電界効果トランジスタ（１６），（２８）のソースが容量（１８），（３０）と前記接地ライン（５７）を介して基本電位部（ＧＮＤ）に接続された請求項１３記載の携帯電話端末装置。
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