JP3589392B2 - Overcurrent detection circuit and overcurrent detection / protection circuit - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は過電流検出回路及び過電流検出・保護回路に係わり、特に、電源から自動車用電装品などの負荷への電力供給をオン、オフ制御するためのパワー半導体スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴの過電流を検出する過電流検出回路及び過電流検出によりパワーＭＯＳＦＥＴを遮断する過電流検出・保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車用電装品としてのソレノイド、ランプ、直流モータのスイッチなど高電圧や大電流の制御には、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子が使用されている。このパワー半導体スイッチング素子にはその出力電流の大きさ及び通流時間に対応して安全動作領域が決められており、この領域を越える電流を長時間流したり、あるいは負荷の短絡などにより過大な事故電流が流れたりすると、パワー半導体スイッチング素子や配線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。
【０００３】
そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、パワー半導体スイッチング素子の出力電流や温度を監視し、過電流や過熱が検出されたときにパワー半導体スイッチング素子をオフ制御することにより電流を制限するか遮断するかしてパワー半導体スイッチング素子や配線の過熱、又は破壊を防止する保護装置を備えたものが知られている。
【０００４】
従来、過大な電流が流れたことを検出するための過電流検出回路としては、パワー半導体スイッチング素子と負荷との間にセンス抵抗を接続し、パワー半導体スイッチング素子を通じて負荷に流れる電流の全てをセンス抵抗に流すことによって、センス抵抗の両端に電流に応じた電圧を発生させて電流−電圧変換を行い、この電圧を予め定めた基準電圧を超えて増大したときに過電流が流れていることを検出するようにしたものが一般に使用されていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の保護装置は、所定電流値以上の電流が流れると電流を制限するか遮断するようにしてパワー半導体スイッチング素子や配線を保護している。ところが、上述した負荷がランプ負荷である場合、ランプ負荷をオンすると安定状態の電流の数倍〜数十倍の突入電流が流れる。突入電流が流れる期間はランプ負荷の大きさにより異なり、３〜２０ｍｓ程度であるが、保護装置によりこの期間に所定電流以上の電流が流れたとして電流の制限又は遮断が行われると、図５に示すようにランプ負荷に対する電源供給、遮断が繰り返されて突入電流が流れる期間がのびてしまう。
【０００６】
突入電流が流れる期間がのびてしまうと、高い電流が流れ続けパワー半導体スイッチング素子、または配線が破壊してしまうという問題があった。そこで、突入電流が流れている期間は、保護装置による電流の制限又は遮断を行わないようにすることも考えられるが、ショート状態で回路をオンさせた場合、通常より高い突入電流が流れパワー半導体スイッチング素子又は、配線が破壊してしまう。
【０００７】
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、突入電流が流れる期間であっても正確に過電流の検出を行うことができる過電流検出回路及び突入電流が流れる期間であっても供給・遮断を繰り返すことなく正確に過電流を遮断する過電流検出・保護回路を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、負荷と直列に接続され電源に対する前記負荷の接続をオン、オフするパワーＭＯＳＦＥＴと、前記負荷及び前記パワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続された基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路を有する基準回路と、前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧との差に基づいて、前記パワーＭＯＳＦＥＴパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する検出手段と、前記パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流による前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、前記基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持するように制御する抵抗値制御手段とを備えることを特徴とする過電流検出回路に存する。
【０００９】
請求項１記載の発明によれば、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続されてた基準回路が、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴに等価な基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路により構成し、検出手段が、基準電流の流れる基準ＭＯＳＦＥＴのドレインーソース間電圧と過電流によって電流の大きさが変化するパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出し、抵抗値制御手段が、パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流によるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の低下以上に基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持するように制御するので、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れているパワーＭＯＳＦＥＴがオンした直後から所定期間、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持して突入電流が流れている期間の過電流判定値を高くすることにより、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流を検出することがない。
【００１０】
請求項２記載の発明は、前記基準抵抗手段は、前記基準ＭＯＳＦＥＴと直列に接続される第１の抵抗と、該第１の抵抗と並列に接続された第２の抵抗とスイッチ手段との直列回路とにより構成し、前記抵抗値制御手段は、前記パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、前記基準抵抗手段を前記第１の抵抗のみで構成するように所定期間前記スイッチ手段をオフすることを特徴とする過電流検出回路に存する。
【００１１】
請求項２記載の発明によれば、基準抵抗手段が、基準ＭＯＳＦＥＴと直列に接続される第１の抵抗と、該第１の抵抗と並列に接続された第２の抵抗とスイッチ手段との直列回路とにより構成し、抵抗値制御手段がパワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、基準抵抗手段を第１の抵抗のみで構成するように所定期間、スイッチ手段をオフするので、スイッチ手段のオンオフにより突入電流が流れている期間の基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持することができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、抵抗値制御手段は、前記パワーＭＯＳＦＥＴに印加されるゲート電圧により充電されるコンデンサが放電されるまで前記スイッチ手段をオフに保持することを特徴とする請求項１又は２記載の過電流検出回路に存する。
【００１３】
請求項３記載の発明によれば、抵抗値制御手段が、パワーＭＯＳＦＥＴに印加されるゲート電圧により充電されるコンデンサが放電されるまでスイッチ手段をオフに保持するので、コンデンサの充電から放電までの期間を前記所定期間とすれば、マイコン等の制御なしでパワーＭＯＳＦＥＴのオン直後から所定期間をカウントすることができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、前記基準ＭＯＳＦＥＴを前記パワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ内に形成したことを特徴とする請求項１〜３何れか記載の過電流検出回路に存する。
【００１５】
請求項４記載の発明によれば、基準ＭＯＳＦＥＴをパワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ内に形成しているので、同一プロセスによって形成することが可能になっている。
【００１６】
請求項５記載の発明は、負荷と直列に接続され電源に対する前記負荷の接続をオン、オフするパワーＭＯＳＦＥＴと、前記負荷及び前記パワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続された基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路を有する基準回路と、前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧との差に基づいて、前記パワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する検出手段と、前記パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流による前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、前記基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持するように制御する抵抗値制御手段とを有する過電流検出手段と、該過電流検出手段による過電流の検出に応じ、該過電流検出が解消されるまで前記パワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動手段と、前記駆動手段によるオン、オフ回数を積算し、該積算の結果が一定値を越えたとき前記パワーＭＯＳＦＥＴを遮断する遮断手段とを備えることを特徴とする過電流検出・保護回路に存する。
【００１７】
請求項５記載の発明によれば、過電流検出手段において、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続されてた基準回路が、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴに等価な基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路により構成し、検出手段が、基準電流の流れる基準ＭＯＳＦＥＴのドレインーソース間電圧と、過電流によって電流の大きさが変化するパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出し、抵抗値制御手段が、パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流によるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持させ、駆動手段が過電流検出手段による過電流の検出に応じ、過電流検出が解消されるまでパワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴのオン、オフ駆動し、遮断手段が駆動手段によるオン、オフを積算し、該積算の結果が一定値を越えたときパワーＭＯＳＦＥＴを遮断するので、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れている所定期間、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持させて過電流判定値を高して、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流検出を行わないようにすることにより、通常の突入電流が流れている所定期間、駆動手段がオンオフ駆動することがなく、遮断手段が突入電流による駆動手段のオンオフ回数の積算を行うことがない。
【００１８】
請求項６記載の発明は、負荷と直列に接続され電源に対する前記負荷の接続をオン、オフする温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴと、前記負荷及び前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続された基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路を有する基準回路と、前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧との差に基づいて、前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する検出手段と、前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流による前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、前記基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持するように制御する抵抗値制御手段とを有する過電流検出手段と、該過電流検出手段による過電流の検出に応じ、該過電流検出が解消されるまで前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動手段と、前記駆動手段によるオン、オフ回数を積算し、該積算の結果が一定値を越えたとき前記パワーＭＯＳＦＥＴを遮断する遮断手段とを備えたことを特徴とする過電流検出・保護回路に存する。
【００１９】
請求項６記載の発明によれば、過電流検出手段において、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続されてた基準回路が、負荷及びパワーＭＯＳＦＥＴに等価な基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路により構成し、検出手段が、基準電流の流れる基準ＭＯＳＦＥＴのドレインーソース間電圧と、過電流によって電流の大きさが変化するパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出し、抵抗値制御手段が、パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流によるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持させ、駆動手段が過電流検出手段による過電流の検出に応じ、過電流検出が解消されるまでパワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴのオン、オフ駆動し、遮断手段が駆動手段によるオン、オフを積算し、該積算の結果が一定値を越えたときパワーＭＯＳＦＥＴを遮断するので、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れている所定期間、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持させて過電流判定値を高して、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流検出を行わないようにすることにより、通常の突入電流が流れている所定期間、駆動手段がオンオフ駆動することがなく、遮断手段が突入電流による駆動手段のオンオフ回数の積算を行うことがない。しかも、過熱を検出する温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴを使用しているので、小電流から大電流までの過電流の検出に応じてパワーＭＯＳＦＥＴを適切に遮断することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
第１実施例
以下、本発明の過電流検出・保護回路を図面に基づいて説明する。図１はこの発明による過電流検出・保護回路を組み込んだ車両用電源供給装置の一実施の形態を示し、同図において、車載バッテリ１とランプ負荷Ｌとの間には、過電流検出・保護回路２が介設されている。この過電流検出・保護回路２は、過電流検出・遮断用ＩＣ２ａと、該過電流検出・遮断用ＩＣ２ａに接続される基準抵抗手段としての基準抵抗回路部２ｂと、該基準抵抗回路部２ｂに接続されたトリガ回路部２ｃと、ランプスイッチＳＷ１とで構成されている。
【００２１】
ここで、過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの構成とその基本的な動作について以下説明する。過電流検出・遮断用ＩＣ２ａは、図２の詳細回路図中に点線で囲んだ部分で示すように、車載バッテリ１からの電源電圧ＶＢ（＝１２Ｖ）が接続される電源接続端子Ｔ１、ランプ負荷Ｌが接続される負荷接続端子Ｔ２、可変抵抗ＲＶが接続される調整抵抗接続端子Ｔ３、ランプ負荷Ｌと等価な基準抵抗Ｒｒが接続される基準抵抗接続端子Ｔ４、ランプ負荷Ｌの駆動を指示する外付けランプスイッチＳＷ１が接続される信号入力端子Ｔ５、並びにトリガ回路部２ｃと接続されるトリガ出力端子Ｔ６の６つの外部接続端子を有している。
【００２２】
過電流検出・遮断用ＩＣ２ａは、負荷接続端子Ｔ２に接続されたランプ負荷Ｌに対する過電流遮断用のパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ、ランプ負荷Ｌの過電流状態を検出するために用いられる基準回路を基準抵抗Ｒｒと共に構成する基準ＭＯＳＦＥＴＱＢ、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡと基準ＭＯＳＦＥＴＱＢとのドレイン−ソース間電圧を比較することにより過電流を検出する検出手段としての比較器ＣＰ、並びに、比較器ＣＰの比較結果に応じてパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢをオン駆動する駆動手段としての駆動回路ＤＲ等を有している。
【００２３】
過電流検出・遮断用ＩＣ２ａは、ＤＭＯＳ（Ｄｏｂｕｌｅ Ｄｅｐｌｅｔｉｏｎ ＭＯＳ）構造のＮチャンネルのパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢを有する。両パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢは、同一のプロセスにて同一チップ上に作成され、ともに複数のＭＯＳＦＥＴから構成されている。上述したように、基準ＭＯＳＦＥＴをパワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ内に形成し、同一プロセスによって形成することを可能としているので、温度ドリフト、ロット間ばらつきの影響を減らしたり除去できる。
【００２４】
ＭＯＳＦＥＴ数はＱＡ＞ＱＢの関係にあり、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢにはＭＯＳＦＥＴ数比に応じた電流比のドレイン電流が流れる。この基準ＭＯＳＦＥＴＱＢを構成するＭＯＳＦＥＴ数を少なくすればするほど、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのチップ占有面積を小さくすることができることになる。尚、以後の説明では例として、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡを構成するＭＯＳＦＥＴ数と基準ＭＯＳＦＥＴＱＢを構成するＭＯＳＦＥＴ数との比が、ＱＡ：ＱＢ＝１０００：１であるものとする。
【００２５】
そして、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのドレインＤは、電源接続端子Ｔ１を介して車載バッテリ１に接続されており、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧは抵抗Ｒ７、Ｒ８を介して駆動回路ＤＲに接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのソースＳＡは負荷接続端子Ｔ２を介してランプ負荷Ｌに接続されており、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのソースＳＢは基準抵抗接続端子Ｔ４を介して基準抵抗Ｒｒに接続されている。
【００２６】
上述したような接続関係により、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢと基準抵抗Ｒｒとの直列回路は、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡとランプ負荷Ｌとの直列回路と等価な基準回路を構成し、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡとランプ負荷Ｌとの直列回路と並列に接続された格好となっている。そして、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢがピンチオフ領域で動作しているときには、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢはカレントミラーを構成し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのドレイン電流（以下ＩＤＱＡとする）と基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのドレイン電流（以下、ＩＤＱＢとする）との間には、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡを構成するＭＯＳＦＥＴ数と基準ＭＯＳＦＥＴＱＢを構成するＭＯＳＦＥＴ数との比に応じて、ＩＤＱＡ＝１０００×ＩＤＱＢの関係が成り立つ。
【００２７】
したがって、例えばＩＤＱＡ＝５Ａ、ＩＤＱＢ＝５ｍＡであるときは、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧（以下、ＶＤＳＡとする）と基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧（以下、ＶＤＳＢとする）とが一致し、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧（以下、ＶＴＧＳＡとする）と基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲート−ソース間電圧（以下、ＶＴＧＳＢとする）とが一致する。
【００２８】
尚、基準抵抗Ｒｒは、ランプ負荷Ｌに過電流が流れているかどうかを判定するための過電流判定値を設定するためのもので、基準抵抗Ｒｒの抵抗値は、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのオン駆動時であってランプ負荷Ｌを５Ａの負荷電流が流れた場合に生じるＶＤＳＡと同じ電圧が、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのオン駆動時にドレイン−ソース間に生じるような値に設定される。具体的には、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢが完全にＯＮしているときには基準抵抗Ｒｒの両端にほぼ電源電圧ＶＢが印加されるので、ＩＤＱＡ＝５Ａ、ＩＤＱＢ＝５ｍＡであることから、基準抵抗Ｒｒの抵抗値はＲ＝１２Ｖ／５ｍＡ＝１．４ＫΩに設定される。
【００２９】
比較器ＣＰの正相入力端子には、ＶＤＳＡが、抵抗Ｒ１、Ｒ３の並列抵抗と抵抗Ｒ２とにより分圧されて入力され、比較器ＣＰの逆相入力端子には、ＶＤＳＢが入力されるので、比較器ＣＰの出力は、ＶＤＳＡがＶＤＳＢを上回れば「Ｈ」となり、ＶＤＳＡがＶＤＳＢを下回れば「Ｌ」となる。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢがいずれもオフ状態にある場合は、比較器ＣＰの正相入力端子の入力電位が電源電圧ＶＢの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧した電位となり、比較器ＣＰの逆相入力端子の入力電位がゼロとなるので、比較器ＣＰの出力が「Ｈ」に固定される。
【００３０】
駆動回路ＤＲは、電源電圧ＶＢを昇圧したチャージポンプ出力電圧ＶＰがコレクタに供給されるＮＰＮトランジスタＴｒ１と、このトランジスタＴｒ１のエミッタにコレクタが接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２とを有しており、トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のコレクタとの接続点が、前記抵抗Ｒ７、Ｒ８を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧに接続されている。
【００３１】
そして、駆動回路ＤＲは、信号入力端子Ｔ５に接続されたランプスイッチＳＷ１からランプ負荷Ｌの駆動を指示する信号が入力されると、トランジスタＴｒ１をオンさせると共にトランジスタＴｒ２をオフさせて、チャージポンプ出力電圧ＶＰをパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧに印加し、これらをオン駆動させるように構成されている。
【００３２】
一方、駆動回路ＤＲは、ランプスイッチＳＷ１からの信号入力がなくなると、トランジスタＴｒ１をオフさせると共にトランジスタＴｒ２をオンさせて、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止しこれらをオフ駆動させるように構成されている。
【００３３】
また、駆動回路ＤＲは、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡに過電流が流れていて比較器ＣＰの出力が「Ｈ」であるときには、ランプスイッチＳＷ１からランプ負荷Ｌの駆動を指示する信号が入力されていても、トランジスタＴｒ１をオフさせると共にトランジスタＴｒ２をオンさせて、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止しこれらをオフ駆動させるように構成されている。
【００３４】
尚、抵抗Ｒ７、Ｒ８の接続点にカソードが接続され比較器ＣＰの正相入力端子にアノードが接続されたダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点及び比較器ＣＰの正相入力端子の間に介設された抵抗Ｒ５とは、ヒステリシス回路を構成している。
【００３５】
また、抵抗Ｒ３と、該抵抗Ｒ３にドレインが接続されたＭＯＳＦＥＴＱ２と、このＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート及び電源電圧ＶＢ以上の電圧ＶＢ＋５Ｖの間に介設された抵抗Ｒ４と、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートにドレインが接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１と、このＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートにアノードが接続されたツェナーダイオードＺＤ２と、このツェナーダイオードＺＤ２のカソードとパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧとの間に介設された抵抗Ｒ６と、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ゲート間に介設された抵抗Ｒ９とからなる回路は、ピンチオフ領域とオーミック領域とで、ランプ負荷Ｌに関する過電流判定値を変えるためのものである。
【００３６】
次に、上述のように構成された過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの動作（作用）について説明する。
（ａ）ピンチオフ領域での動作
まず、駆動回路ＤＲからゲートＴＧへのチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＡがオン駆動してから、ＶＤＳＡが飽和するまでの期間は、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡはピンチオフ領域で動作し、この領域においては、オン駆動後のＩＤＱＡが、回路抵抗で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。ＶＴＧＳＡはＩＤＱＡで決まる値をとり、その値はＶＤＳＡの低下によるパワーＭＯＳＦＥＴＱＡのゲート−ドレイン間容量ＣＧＤのミラー効果によってブレーキをかけられながら立ち上がっていく。
【００３７】
ＶＴＧＳＢはＩＤＱＢ＝５ｍＡ（ＩＤＱＡ＝５Ａに相当）迄はＶＴＧＳＢ＝ＶＴＧＳＡで増加していくが、それ以降はピンチオフ領域内においてＩＤＱＢが５ｍＡで一定となるため、ＶＴＧＳＢも一定となり、例えば日立製のＨＡＦ２００１では約２．７Ｖの一定値となる。ＶＴＧＳＡは、ＩＤＱＢ＝５ｍＡ以降もＩＤＱＡの増加に応じて大きくなっていくので、ＶＴＧＳＡ及びＶＴＧＳＢとの関係は、ＶＴＧＳＢ＜ＶＴＧＳＡとなる。また、ＶＤＳＡ＝ＶＴＧＳＡ＋ＶＴＧＤ、ＶＤＳＢ＝ＶＴＧＳＢ＋ＶＴＧＤであることから、ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ＝ＶＴＧＳＡ−ＶＴＧＳＢとなる。ここで、ＶＴＧＳＡは、ＩＤＱＡに対応するものである。一方、ＶＴＧＳＢは、５ｍＡで一定となるＩＤＱＢに対応するものである。また、上述したとおりＩＤＱＡが５Ａ、ＩＤＱＢが５ｍＡのとき、ＶＴＧＳＡ＝ＶＴＧＳＢとなる。したがって、差（ＶＴＧＳＡ−ＶＴＧＳＢ）はＩＤＱＡ−５Ａを表すので、ドレイン−ソース間電圧の差（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）検出すれば、ＩＤＱＡ−５Ａの値が得られることになる。
【００３８】
さて、ランプスイッチＳＷ１から入力されるランプ負荷Ｌの駆動を指示する信号に従って、駆動回路ＤＲがパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢをオン駆動すると、比較器ＣＰの逆相入力端子にはＶＤＳＢが直接入力される。一方、正相入力端にはＶＤＳＡを抵抗Ｒ１、Ｒ３の並列抵抗と抵抗Ｒ２とにより分圧した値、即ち、
ＶＤＳＡ×（Ｒ１／／Ｒ３）／｛（Ｒ１／／Ｒ３）＋Ｒ２｝…（イ）
をに入力する。
【００３９】
パワーＭＯＳＦＥＴＱＡがオンした直後はＶＤＳＢは上式（イ）の値よりも大きいが、ＩＤＱＡが増加して、
ＩＤＱＡ×（Ｒ１／／Ｒ３）／｛（Ｒ１／／Ｒ３）＋Ｒ２｝−５Ａ＞０
すなわち
ＶＤＳＡ×（Ｒ１／／Ｒ３）／｛（Ｒ１／／Ｒ３）＋Ｒ２｝−ＶＤＳＢ＞０
となると比較器ＣＰの出力が「Ｌ」から「Ｈ」に反転し、これを駆動回路ＤＲに印加してトランジスタＴｒ２をオンすることにより、ＭＯＳＦＥＴＱＡのゲートをオフする。
【００４０】
ダイオードＤ１と抵抗Ｒ５はヒステリシス回路を形成し、ＭＯＳＦＥＴＱＡがオフしたとき、駆動回路ＤＲのトランジスタＴｒ２によりゲート回路が接地され、ダイオードＤ１のカソード側電位は、ＶＤＳＡからツェナーダイオードＺＤ１の順方向電圧を引いた（ＶＤＳＡ−０．７）になる。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのオフ駆動状態では、電源電圧ＶＢの通電による電流が、並列抵抗（Ｒ１／／Ｒ３）→抵抗Ｒ５→ダイオードＤ１の順に流れ、比較器ＣＰの正相入力端子の電位は、駆動回路ＤＲがパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢをオン駆動しているときよりも低下する。オフしたときより小さい（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）までＭＯＳＦＥＴＱＡはオフを続け、その後オンする。
【００４１】
尚、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ５によるヒステリシス回路は、あくまで一例であり、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢの駆動状態の駆動回路ＤＲによるオンからオフへの変移点と、オフからオンへの変移点との間にヒステリシスを持たせるための回路構成は、上述したダイオードＤ１及び抵抗Ｒ５によるヒステリシス回路以外にも種々考えられる。
【００４２】
ＭＯＳＦＥＴＱＡがオフしたときのＶＤＳＡをＶＳＤＡＴＨとすると、
ＶＤＳＡＴＨ−ＶＤＳＢ＝Ｒ２／（Ｒ１／／Ｒ３）×ＶＤＳＢ（ＶＤＳＢ＝５ｍＡ時）…（ロ）
となる。過電流判定値は上式（ロ）で決まり、この判定値をＩＣ外部から変更するにはＲ２に並列に可変抵抗ＲＶを追加し、これにより判定値を下方にシフトすればよい。このために、調整抵抗を接続するための調整抵抗接続端子Ｔ３が予め設けられている。
【００４３】
（ｂ）オーミック領域での動作
配線が正常な状態で、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡがオンすると連続オン状態になるこので、ＶＴＧＳＡ、ＶＴＧＳＢは各々１０Ｖ近くまで達し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢが共にオーミック領域で動作する。
【００４４】
このオーミック領域での動作中においては、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤとの間には１対１の関係がなくなり、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢが共に株式会社日立製作所製のＨＡＦ２００１によって構成されている場合には、ＨＡＦ２００１のオン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）＝３０ｍΩ（ＶＤＳ＝１０Ｖ時）であるので、ＶＤＳＡとＶＤＳＢとは、
ＶＤＳＡ＝５Ａ×３０ｍΩ＝０．１５Ｖ、ＶＤＳＢ＝ＩＤＱＡ×３０ｍΩ
となる。
【００４５】
そして、ランプ負荷Ｌに対する電源電圧ＶＢからの配線の短絡等によって、ＩＤＱＡが増加すると、ＶＤＳＡとＶＤＳＢとの差、即ち、
ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ＝３０ｍΩ（ＩＤＱＡ−５Ａ）…（ハ）
の値が大きくなり、この（ハ）の値が、上式（ロ）で決まる過電流判定値を超えると、駆動回路ＤＲによってパワーＭＯＳＦＥＴＱＡの駆動状態がオンからオフに変移される。すると、駆動状態のオンからオフへの変移によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＡの動作状態がオーミック領域からピンチオフ領域に移り、このピンチオフ領域においてパワーＭＯＳＦＥＴＱＡがオンオフ動作を繰り返して、やがては過熱遮断に至る。
【００４６】
しかし、例えば、電源電圧ＶＢからランプ負荷Ｌに対する配線の間欠的なショート（レアショート）が原因で、上式（ハ）の値が上式（ロ）で決まる過電流判定値を超えた場合のように、過熱遮断に至る前に配線の状態が正常に復帰すれば、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡは連続オンの状態に復帰し、オーミック領域の動作に戻る。
【００４７】
ところで、上式（ロ）で決まる過電流判定値を仮に、ピンチオフ領域、オーミック領域とも同一の値を用いるものとすると、ピンチオフ領域におけるΔ（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）／ΔＩＤを求めると、上述したＨＡＦ２００１の場合、その特性曲線より、
ΔＶＴＧＳＡ／ΔＩＤＱＡ＝８０ｍＶ／Ａ…▲１▼
であり、
ΔＶＴＧＳＡ＝Δ（ＶＤＳＡ −ＶＤＳＢ ）×１２００ｐｆ／（１８００ｐｆ＋１２００ｐｆ）＝Δ（ＶＤＳＡ −ＶＤＳＢ ）×０．４…▲２▼
である。
【００４８】
したがって、上式▲１▼及び▲２▼より、ピンチオフ領域におけるΔ（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）／ΔＩＤは、
Δ（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）／ΔＩＤ＝２００ｍＶ／Ａ…（ニ）
となり、一方、オーミック領域におけるΔ（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）／ΔＩＤは上式（ハ）より、
Δ（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）／ΔＩＤ＝３０ｍＶ／Ａ…（ホ）
となる。
【００４９】
上式（ニ）及び（ホ）を比較すると分かるように、ピンチオフ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ領域では低すぎて過電流と判定しすぎる恐れがある。
【００５０】
そこで、この過電流検出・遮断用ＩＣ２ａでは、先に述べたように、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ９、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１、基準ＭＯＳＦＥＴＱ２、及び、ツェナーダイオードＺＤ２からなる回路を、ピンチオフ領域とオーミック領域とでランプ負荷Ｌに関する過電流判定値を変えるために設けており、この回路では、ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定をＶＴＧＳＡの大きさで行う。
【００５１】
詳しくは、ピンチオフ領域におけるパワーＭＯＳＦＥＴＱＡでは、ＩＤＱＡが増えるにつれてＶＴＧＳＡが大きくなるが、車載バッテリ１からランプ負荷Ｌに対する配線にデットショートが生じた場合でも、ＶＴＧＳＡが５Ｖを超えることはないので、ＶＴＧＳＡ＞５Ｖであればオーミック領域にあると判定できる。
【００５２】
ところで、この過電流判定値を変えるための回路では、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡの駆動状態がオフからオンに変移した直後は、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ２はオンであるが、このＭＯＳＦＥＴＱ２をオンさせるためには電源電圧ＶＢ以上の電源電圧が必要となるので、電圧が電源電圧ＶＢよりも５Ｖ高い電圧ＶＢ＋５ＶをＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに接続している。
【００５３】
また、この回路では、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧は、ＶＴＧＳＡに対する閾値である５ＶからＭＯＳＦＥＴＱ１のスレッショルド電圧である１．６Ｖを差し引いた５Ｖ−１．６Ｖに設定している。したがって、この回路では、ＶＴＧＳＡが５Ｖを超えるとＭＯＳＦＥＴＱ１がオンし、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフして、抵抗Ｒ２に並列に入った抵抗Ｒ３が回路的に除去され、ＶＤＳＡの圧縮率が小さくなるので、ランプ負荷Ｌに過電流状態が発生していると判定される差（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）がより小さくなる。
【００５４】
この過電流判定値を変えるための回路の存在により、このような回路が存在しない場合に比べて、ピンチオフ領域よりもオーミック領域の方が少ない電流値で過電流と判定されるようになるので、オーミック領域よりもピンチオフ領域の方が電流感度が敏感になっても、オーミック領域で適切な過電流判定値を設定するだけでピンチオフ領域でも過電流が良好に判定されるようになる。但し、上述した過電流判定値を変えるための回路は用いなくてもよい場合があり、その場合とは最終負荷電流値が大きいときである。
【００５５】
即ち、最終負荷電流値が小さいと、オン駆動後のＩＤＱＡがピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしまうが、最終負荷電流値が大きいと、オン駆動後のＩＤＱＡがピンチオフ領域内では完全には立ち上がりきれずにその途上にあり、したがって、ピンチオフ領域におけるＩＤＱＡの値は、仮にドレイン電流ＩＤＱＡの値が一番大きくなるデットショートの場合であっても、ＭＡＸ４０Ａ位に制限される。
【００５６】
つまり、オン駆動後のＩＤＱＡは、最終負荷電流値が大きくなるにつれて、ある一定の勾配をもった電流立ち上がり曲線に収斂し、最終負荷電流値の差ほどはＶＤＳＡの差がつかなくなるので、ピンチオフ領域の電流感度が大きくても、ランプ負荷Ｌに過電流状態が発生していると判定される差（ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ）が大きくならず、よって、基準電流Ｒｒの抵抗値の選択次第では、上記回路を使用しなくても実用可能となる。
【００５７】
上述した構成と基本的動作とを説明した過電流検出・遮断用ＩＣ２ａは、図１に示すように、電源接続端子Ｔ１に車載バッテリ１を接続し、負荷接続端子Ｔ２にランプ負荷Ｌを接続すると共に、基準抵抗接続端子Ｔ４に基準抵抗回路部２ｂを接続し、信号入力端子Ｔ５にはランプスイッチＳＷ１を接続し、トリガ出力端子Ｔ６にはトリガ回路を接続して用いられる。
【００５８】
基準抵抗回路部２ｂは、第１の抵抗としてのレファレンス抵抗Ｒｒ１と、該レファレンス抵抗Ｒｒ１と並列に接続された第２の抵抗としてのレファレンス抵抗Ｒｒ２及びスイッチ手段としてのｎｐｎ型スイッチングトランジスタＴｒ１１の直列回路とを有している。２つのレファレンス抵抗Ｒｒ１，Ｒｒ２は、各々の一端が互いに接続された上で過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの基準抵抗接続端子Ｔ４に接続されており、レファレンス抵抗Ｒｒ１の他端は接地され、レファレンス抵抗Ｒｒ２の他端は、スイッチングトランジスタＴｒ１１のコレクタ−エミッタを介して接地されている。
【００５９】
トリガ回路部２ｃは、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１１とを有しており、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１１は、ダイオードＤ１１のカソードと抵抗Ｒ１２との間に各々の一端が接続されており、各々の他端は共に接地されている。ランプスイッチＳＷ１は、その一端が過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの信号入力端子Ｔ５に接続されていると共に他端が接地されており、さらに、ランプスイッチＳＷ１の一端は、プルアップ抵抗Ｒ１３を介してプルアップ電源Ｖｐに接続されている。また、図１に示す概略回路図では、図面の簡単化のため、過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの内部回路の構成を、図２の詳細回路図に比べて省略して示している。
【００６０】
上述のように構成されたの過電流検出・保護回路を組み込んだ車両用電源供給装置の動作（作用）について以下説明する。ランプ負荷Ｌを駆動させるためランプスイッチＳＷ１が操作されると、プルアップ抵抗Ｒ１３を介してプルアップ電源ＶＰに接続されていた信号入力端子Ｔ５が、ランプスイッチＳＷ１の閉成により接地されて、信号入力端子Ｔ５の電位がＶｐ／（Ｒ１３の抵抗値）からゼロに低下し、これにより、過電流検出・遮断用ＩＣ２ａの負荷接続端子Ｔ２に接続されたランプ負荷Ｌの駆動を指示する信号が、駆動回路ＤＲに入力されていない状態から入力されている状態に変化する。
【００６１】
すると、駆動回路ＤＲからチャージポンプ出力電圧ＶＰがパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのゲートＴＧに印加されてこれらがオン駆動され、車載バッテリ１からランプ負荷Ｌに対する配線が短絡等の以上を起こしていない正常な状態は、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡは連続オン状態となる。
【００６２】
パワーＭＯＳＦＥＴＱＡが連続オン状態となった後は、比較器ＣＰにおいて、正相入力端子に入力される、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡを、抵抗Ｒ１、Ｒ３の並列抵抗と抵抗Ｒ２とにより分圧した値、即ち、前記（イ）の値と、逆相入力端子に入力される、基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ との比較が行われる。そして、車載バッテリ１からランプ負荷Ｌに対する配線が短絡等の異常を起こして、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡに流れる電流が過電流状態となって、前記（イ）の値がＶＤＳＢを上回ると、比較器ＣＰの出力が「Ｌ」から「Ｈ」に反転する。
【００６３】
すると、駆動回路ＤＲのトランジスタＴｒ１がオフされると共にトランジスタＴｒ２がオンされて、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加が停止され、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢがオフ駆動されて、車載バッテリ１からランプ負荷Ｌに対する電力の供給が停止される。
【００６４】
ところで、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのオン後、所定期間過電流判定値を高くする必要が以下の理由によりある。ランプ負荷Ｌはオンすると安定状態の電流の数倍〜数十倍の突入電流が流れる。突入電流が流れる期間はランプ負荷の大きさにより異なり、３〜２０ｍｓであり、この期間に電力の供給がされるとランプ負荷Ｌに対する電源供給、遮断が繰り返されて突入電流が流れる期間がのびてしまい、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡが破壊されてしまう恐れがある。そこで、基準抵抗回路部２ｂに抵抗値制御手段として働くトリガ回路部２ｃを接続する。
【００６５】
以下、トリガ回路部２ｃ及び基準抵抗回路部２ｂの動作について説明する。上述したように駆動回路ＤＲからパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢにゲート電圧が印加されると同時に、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１２を通じて印加されるゲート電圧により充電される。駆動回路ＤＲからゲート電圧が出力された直後は、コンデンサＣ１がまだ十分に充電されないので、スイッチングトランジスタＴｒ１１のベースにバイアスがかからなず、スイッチングトランジスタＴｒ１１はオフ状態となる。これにより、車載バッテリ１から基準ＭＯＳＦＥＴＱＢ及び基準抵抗接続端子Ｔ４を介してレファレンス抵抗Ｒｒ１に電流が流れる。
【００６６】
従って、基準抵抗接続端子Ｔ４に接続される抵抗の抵抗値によって設定されるランプ負荷Ｌに関する過電流判定値は、図３に示すように、レファレンス抵抗Ｒｒ１により定まるｌｔｈ１となる。所定期間Δｔが経過するとコンデンサＣ１に電荷が蓄積され、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１１によって構成される時定数回路の時定数に従ってコンデンサＣ１が蓄積した電荷を放電する。すると、基準抵抗回路部２ｂにおいて、スイッチングトランジスタＴｒ１１のベースにバイアスがかかってスイッチングトランジスタＴｒ１１がオン状態となる。ここで、所定期間Δｔは、突入電流が流れる期間となるようにコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１１によって構成される時定数回路の時定数が決定されている。上述したように、コンデンサの充電から放電までの期間を所定期間Δｔとすれば、マイコン等の制御なしでパワーＭＯＳＦＥＴＱＡのオン直後から所定期間Δｔをカウントすることができるので構成が簡単となる。
【００６７】
スイッチングトランジスタＴｒ１１のオンに伴い、それまで車載バッテリ１から基準ＭＯＳＦＥＴＱＢ及び基準抵抗接続端子Ｔ４を介してレファレンス抵抗Ｒｒ１に流れていた電流が、レファレンス抵抗Ｒｒ１、Ｒｒ２に流れるように変わり、基準抵抗接続端子Ｔ４に接続される抵抗の抵抗値によって設定されるランプ負荷Ｌに関する過電流判定値が、レファレンス抵抗Ｒｒ１により定まる値から、図３に示すように、このレファレンス抵抗Ｒｒ１，Ｒｒ２の合成抵抗により定まる値Ｉｔｈ２に下方修正される。上述したように、スイッチングトランジスタＴｒ１１のオンオフにより簡単に突入電流が流れている期間の基準抵抗回路部２ｂの抵抗値を高い値に保持することができる。
【００６８】
したがって、ランプ負荷Ｌに関する過電流判定値がレファレンス抵抗Ｒｒ１により定まる値Ｉｔｈ１をとなる突入電流が流れる期間に比べて、ランプ負荷Ｌに関する過電流判定値がレファレンス抵抗Ｒｒ１、Ｒｒ２の合成抵抗により定まる値Ｉｔｈ２となる突入電流が流れた後の期間の方が、ＶＤＳＢが低くなる。つまり、突入電流によるパワーＭＯＳＦＥＴＱＡのＶＤＳＡの低下以上に基準ＭＯＳＦＥＴＱＢのＶＤＳＢを低下させるように基準抵抗回路部２ｂの抵抗値を制御する。
【００６９】
これに伴って、比較器ＣＰの出力が「Ｌ」から「Ｈ」に反転する前記（イ）の値も、突入電流が流れた後の期間よりも突入電流が流れる期間の方が高くなり、よって、駆動回路ＤＲがパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢへのチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢをオフ駆動して、車載バッテリ１からランプ負荷Ｌに対する電力の供給を停止させるのも、突入電流が流れた後の期間よりも突入電流が流れる期間の方が、図３に示すように、より高い電流がランプ負荷Ｌに流れた時点で行われることになる。
【００７０】
上述したように、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れているパワーＭＯＳＦＥＴＱＡがオンした直後から所定期間Δｔ、基準抵抗回路部２ｂの抵抗値を高い値に保持して突入電流が流れている期間の過電流判定値を高くすることにより、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流Ｉｔｈ１以上である以外は比較器ＣＰが「Ｈ」になることがないので、突入電流が流れる期間であっても正確に過電流の検出を行うことができる。
【００７１】
第２実施例
ところで、ＩＤＱＡが大きいときは即過熱遮断が働くが、ＩＤＱＡが小さいときは駆動回路ＤＲから、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢに対するゲート電圧の遮断・印加が繰り返され、過熱遮断までに時間がかかる。そこで、図４に示すように、過電流制御時の駆動回路ＤＲのオン／オフ回数を積算し、設定値に達したらＭＯＳＦＥＴＱＡを遮断するようにするための遮断手段としてのオン／オフ回数積算回路２ａ−１とパワーＭＯＳＦＥＴＱＡと共に温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴとして働く過熱遮断回路２ａ−２とを過電流検出・遮断用ＩＣ２ａを備えるようにしても良い。
【００７２】
以下、オン／オフ回数積算回路２ａ−１、過熱遮断回路２ａ−２を備えた過電流検出・遮断用ＩＣ２ａについて図４を参照して以下説明する。オン／オフ回数積算回路２ａ−１において、過電流制御され駆動回路ＤＲの出力が接地されると、スイッチングトランジスタＴｒ３２に抵抗Ｒ３６を介してバイアス電圧がかかり、スイッチングトランジスタＴｒ３２がオンする。また、過電流によりＶＤＳＡの電位が高くなり、ツェナーダイオードＺＤ３１の降伏電圧を越えるとスイッチングトランジスタＴｒ３３に抵抗３４及びダイオードＤ３３を介してバイアスがかかり、スイッチングトランジスタＴｒ３３がオンする。スイッチングトランジスタＴｒ３３がオンすると、スイッチングトランジスタＴｒ３４に抵抗Ｒ３５を介してバイアスがかかりスイッチングトランジスタＴｒ３３がオンする。
【００７３】
上述したスイッチングトランジスタＴｒ３３、３４の両方がオンされると、車載バッテリ１からの電源電圧ＶＢによりコンデンサＣ３１が充電される。このコンデンサＣ３１の充電は、上述したようにスイッチングトランジスタＴｒ３２、３３、３４がオンしているときであり、つまり、過電流制御により駆動回路ＤＲからパワーＭＯＳＦＥＴＱＡ及び基準ＭＯＳＦＥＴＱＢに対するゲート電圧の遮断・印加が繰り返されている期間中に、ゲート電圧が遮断されたときのみ行われる。ゲート電圧が連続印加又は連続遮断されたときは充電はおこなわれない。
【００７４】
所定回数ゲート電圧遮断が繰り返されると、コンデンサＣ３１の電圧が上昇し、ＭＯＳＦＥＴＱ３１のゲートスレッショルドを越えるとＭＯＳＦＥＴＱ３１がオンする。ＭＯＳＦＥＴＱ３１がオンすると過熱遮断回路２ａ−２において、４個の直列ダイオードからなる温度センサＳのアノード側がダイオードＤ３２を通じて引き下げられるので、高温状態と同じ条件となり、ＭＯＳＦＥＴＱＳがオンしてＶＴＧＳＡ−ＶＴＤＳＡ間を短絡してＭＯＳＦＥＴＱＡを遮断する。回数積算による遮断時間は１秒程度に設定される。
【００７５】
オン／オフ回数積算回路２ａ−１を安定に動作させるために、パワーＭＯＳＦＥＴＱＡのオン／オフ周期を安定させることが必要である。温度が上昇すると、４個のダイオードは抵抗Ｒ４１より大きな負の温度依存性を有するので、温度検出素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ４１のゲートの分圧電圧は温度上昇と共に低下する。従って、温度が所定温度以上に上昇したり、所定回数のゲート電圧の遮断が繰り返されると、４個のダイオードの電圧はＭＯＳＦＥＴ４１のドレイン電圧のスレッショルド以下に低下するので、ＭＯＳＦＥＴＱ４１はオフとなる。従って、外部ゲートの正の入力電圧が供給されている場合には、ＭＯＳＦＥＴＱ４１のドレイン電圧はＨレベルになる。またラッチ回路は、セット素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ４２とゲートとドレインとがクロスカップル接続された一対のＭＯＳＦＥＴＱ４３、Ｑ４４と、負荷抵抗素子である抵抗Ｒ４２、Ｒ４３とから基本的に構成されている。負荷抵抗Ｒ４３は負荷抵抗Ｒ４２より高抵抗であるので、このラッチ回路は非対称フリップフロップである。
【００７６】
従って温度が低く、セット素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ４２がオフである場合は、ラッチ回路の非対称によりＭＯＳＦＥＴＱ４３はオフに、Ｑ４４はオンであり、ラッチ回路の出力であるＭＯＳＦＥＴＱ４４のドレインはＬレベルであり、ＭＯＳＦＥＴＱＳをオフ状態に保っている。従って、ＭＯＳＦＥＴＱＡのゲートに印加される入力信号より駆動される。温度が上昇すると、Ｑ４１がオフ、Ｑ４２がオンとなり、ラッチ回路のフリップフロップではＱ４３がオン、Ｑ４４がオフの状態にセットされるので、ＭＯＳＦＥＴＱＳがオンの状態になってＭＯＳＦＥＴＱが遮断状態に制御される。
【００７７】
以上の第２実施例で説明したような過電流検出・保護用ＩＣ２ａに第１実施例で説明した基準抵抗回路部２ｂ及びトリガ回路２ｃを設ければ、第１実施例で得られる効果以外に、通常の突入電流が流れている所定期間Δｔ、駆動回路ＤＲがオンオフ駆動することがなく、オン／オフ回数積算回路２ａ−１が突入電流による駆動回路ＤＲのオンオフ回数の積算を行うことがないので、突入電流が流れる期間であっても供給・遮断を繰り返すことなく正確に過電流を遮断することができる。
【００７８】
なお、上述した第２実施例では、過熱遮断回路２ａ−２を設けることにより、過熱を検出して過熱遮断を行うので、小電流から大電流までの過電流の検出に応じてパワーＭＯＳＦＥＴを適切に遮断できるようにしていたが、小電流から大電流までの過電流の検出に応じる必要がなければ、過熱遮断回路２ａ−２をはずしてコンデンサＣ３１とＭＯＳＦＥＴＱ３１のソースとを接地して、オン／オフ回数積算回路２ａ−１により駆動回路ＤＲにより所定回数オン、オフが行われたときのみ遮断するようにしても良い。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れているパワーＭＯＳＦＥＴがオンした直後から所定期間、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持して突入電流が流れている期間の過電流判定値を高くすることにより、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流を検出することがないので、突入電流が流れる期間であっても正確に過電流の検出を行うことができる過電流検出回路を得ることができる。
【００８０】
請求項２の発明によれば、スイッチ手段のオンオフにより突入電流が流れている期間の基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持することができるので、簡単に突入電流が流れている期間の基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持することができる過電流検出回路を得ることができる。
【００８１】
請求項３の発明によれば、コンデンサの充電から放電までの期間を前記所定期間とすれば、マイコン等の制御なしでパワーＭＯＳＦＥＴのオン直後から所定期間をカウントすることができるので、構成が簡単となりコストダウンを図った過電流検出回路を得ることができる。
【００８２】
請求項４記載の発明によれば、基準ＭＯＳＦＥＴをパワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ内に形成し、同一プロセスによって形成することを可能としているので、温度ドリフト、ロット間ばらつきの影響を減らしたり除去できる過電流検出回路を得ることができる。
【００８３】
請求項５記載の発明によれば、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れている所定期間、基準抵抗を高い値に保持させて過電流判定値を高して、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流検出を行わないようにすることにより、通常の突入電流が流れている所定期間、駆動手段がオンオフ駆動することがなく、遮断手段が突入電流による駆動手段のオンオフ回数の積算を行うことがないので、突入電流が流れる期間であっても供給・遮断を繰り返すことなく正確に過電流を遮断する過電流検出・保護回路を得ることができる。
【００８４】
請求項６記載の発明によれば、通常より数倍〜数十倍以上の電流である突入電流が流れている所定期間、基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持させて過電流判定値を高して、突入電流がパワーＭＯＳＦＥＴが破壊してしまう程高い突入電流である以外は検出手段が過電流検出を行わないようにすることにより、通常の突入電流が流れている所定期間、駆動手段がオンオフ駆動することがなく、遮断手段が突入電流による駆動手段のオンオフ回数の積算を行うことがないので、突入電流が流れる期間であっても供給・遮断を繰り返すことなく正確に過電流を遮断することができる。しかも、過熱を検出して過熱遮断を行うので、小電流から大電流までの過電流の検出に応じてパワーＭＯＳＦＥＴを適切に遮断できる過電流検出・保護回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による過電流検出・保護回路を組み込んだ車両用電源供給装置の一実施の形態を示す回路図である。
【図２】第１実施例においての図１の過電流検出・保護ＩＣの詳細回路図である。
【図３】図１の基準抵抗接続端子に接続される抵抗の抵抗値によって設定されるランプ負荷に関する過電流判定値を示すグラフである。
【図４】第２実施例においての図１の過電流検出・保護ＩＣの詳細回路図である。
【図５】従来の過電流検出・保護回路においての突入電流を説明する図である。
【符号の説明】
Ｌ ランプ負荷（負荷）
１ 車載バッテリ（電源）
ＱＡ パワーＭＯＳＦＥＴ
２ｂ 基準抵抗回路部（基準抵抗手段）
ＱＢ 基準ＭＯＳＦＥＴ
ＣＰ 比較器（検出手段）
２ｃ トリガ回路部（抵抗値制御手段）
Ｒｒ１ レファレンス抵抗（第１の抵抗）
Ｒｒ２ レファレンス抵抗（第２の抵抗）
Ｔｒ１１ スイッチングトランジスタ（スイッチ手段）
Ｃ１ コンデンサ
ＤＲ 駆動回路（駆動手段）
２ａ−１ オン／オフ回数積算回路（遮断手段）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an overcurrent detection circuit and an overcurrent detection / protection circuit. The present invention relates to an overcurrent detection circuit that detects a current and an overcurrent detection / protection circuit that shuts off a power MOSFET by overcurrent detection.
[0002]
[Prior art]
A semiconductor switching element such as a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) is used for controlling a high voltage and a large current such as a solenoid, a lamp, and a switch of a DC motor as electric components for automobiles. This power semiconductor switching element has a safe operation area determined according to the magnitude and conduction time of its output current, and a current exceeding this area may flow for a long time, or an excessive accident may occur due to a short circuit in the load. When a current flows, the power semiconductor switching elements and wirings are overheated and thermally destroyed.
[0003]
Therefore, in order to prevent such a situation from occurring, the output current and temperature of the power semiconductor switching element are monitored, and the power semiconductor switching element is turned off when overcurrent or overheating is detected. There is known a device provided with a protection device for preventing overheating or destruction of a power semiconductor switching element or wiring by limiting or cutting off a current.
[0004]
Conventionally, as an overcurrent detection circuit for detecting that an excessive current has flowed, a sense resistor is connected between the power semiconductor switching element and the load, and all the current flowing to the load through the power semiconductor switching element is sensed. By flowing the current through the resistor, a voltage corresponding to the current is generated at both ends of the sense resistor to perform a current-to-voltage conversion, and when this voltage is increased beyond a predetermined reference voltage, it is determined that an overcurrent is flowing. What was made to detect was generally used.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional protection device described above protects the power semiconductor switching element and the wiring by limiting or cutting off the current when a current equal to or more than a predetermined current value flows. However, when the above-mentioned load is a lamp load, when the lamp load is turned on, an inrush current several times to several tens times the current in a stable state flows. The period during which the inrush current flows differs depending on the magnitude of the lamp load, and is about 3 to 20 ms. However, if the current is limited or cut off by the protection device assuming that a current of a predetermined current or more flows during this period, FIG. As shown in the figure, power supply to the lamp load and interruption of the power supply are repeated, and the period during which the rush current flows extends.
[0006]
If the period during which the rush current flows increases, a high current continues to flow, and the power semiconductor switching element or the wiring is broken. Therefore, while the inrush current is flowing, it is conceivable not to limit or cut off the current by the protection device.However, when the circuit is turned on in the short state, a higher inrush current than normal flows and the power semiconductor The switching element or the wiring is broken.
[0007]
Therefore, the present invention focuses on the above-described problems, and it is possible to accurately detect an overcurrent even in a period in which an inrush current flows and an overcurrent detection circuit and a period in which an inrush current flows. An object of the present invention is to provide an overcurrent detection / protection circuit that accurately shuts off an overcurrent without repeating supply and cutoff.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1, which has been made to solve the above-mentioned problem, comprises a power MOSFET that is connected in series with a load and turns on / off the connection of the load to a power supply, and a series circuit of the load and the power MOSFET in parallel. A reference circuit having a series circuit of a reference resistance means and a reference MOSFET connected thereto, and a power MOSFET based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET and a drain-source voltage of the reference MOSFET. A detecting means for detecting a flowing overcurrent, and a drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced more than a drop of a drain-source voltage of the power MOSFET due to an inrush current for a predetermined period immediately after the power MOSFET is turned on. The resistance value of the reference resistance means is maintained at a high value. Further comprising a resistance control means for controlling so as to lie in the overcurrent detection circuit according to claim.
[0009]
According to the first aspect of the present invention, the reference circuit connected in parallel to the series circuit of the load and the power MOSFET is constituted by a series circuit of the reference resistor and the reference MOSFET equivalent to the load and the power MOSFET. Detects the overcurrent flowing in the power MOSFET whose current changes due to the drain-source voltage of the reference MOSFET through which the reference current flows and the overcurrent, and the resistance value control means enters a predetermined period immediately after the power MOSFET is turned on. The resistance of the reference resistance means is controlled to be maintained at a high value so that the drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced more than the reduction of the drain-source voltage of the power MOSFET due to the current. Immediately after turning on a power MOSFET in which an inrush current of several tens of times or more is flowing By maintaining the resistance value of the reference resistance means at a high value for a predetermined period and increasing the overcurrent determination value during the period when the inrush current is flowing, the inrush current is so high that the power MOSFET is destroyed. Otherwise, the detecting means does not detect overcurrent.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, the reference resistance means includes a first resistance connected in series with the reference MOSFET, and a second resistance connected in parallel with the first resistance and a switch. Circuit, wherein the resistance value control means turns off the switch means for a predetermined period immediately after the power MOSFET is turned on so that the reference resistance means comprises only the first resistance. Present in the current detection circuit.
[0011]
According to the second aspect of the present invention, the reference resistor means includes a first resistor connected in series with the reference MOSFET, and a second resistor connected in parallel with the first resistor and a switch means. The switch is turned off for a predetermined period of time so that the resistance control means is constituted only by the first resistor immediately after the power MOSFET is turned on. Therefore, an inrush current flows when the switch is turned on and off. During this period, the resistance value of the reference resistance means can be maintained at a high value.
[0012]
The invention according to claim 3 is characterized in that the resistance value control means holds the switch means off until a capacitor charged by a gate voltage applied to the power MOSFET is discharged. 2 in the overcurrent detection circuit.
[0013]
According to the third aspect of the present invention, the resistance value control means keeps the switch means off until the capacitor charged by the gate voltage applied to the power MOSFET is discharged. If the period is set to the predetermined period, the predetermined period can be counted immediately after the power MOSFET is turned on without control of a microcomputer or the like.
[0014]
The invention according to
[0015]
According to the fourth aspect of the present invention, since the reference MOSFET and the power MOSFET are formed in the same chip, they can be formed by the same process.
[0016]
A power MOSFET connected in series with a load to turn on / off the connection of the load to a power supply, a reference resistance means and a reference MOSFET connected in parallel to a series circuit of the load and the power MOSFET. A detection circuit for detecting an overcurrent flowing through the power MOSFET based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET and a drain-source voltage of the reference MOSFET; Immediately after the power MOSFET is turned on, the resistance value of the reference resistance means is increased so that the drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced more than the reduction of the drain-source voltage of the power MOSFET due to an inrush current for a predetermined period. Overcurrent detection having resistance value control means for controlling to hold the current value A stage, a driving unit for turning on and off the power MOSFET and the reference MOSFET until the overcurrent detection is eliminated in response to the detection of the overcurrent by the overcurrent detection unit, and a number of on / off times by the driving unit. And an interruption means for interrupting the power MOSFET when the result of the accumulation exceeds a certain value.
[0017]
According to the fifth aspect of the present invention, in the overcurrent detecting means, the reference circuit connected in parallel with the series circuit of the load and the power MOSFET is replaced with a reference resistance means and a series circuit of the reference MOSFET equivalent to the load and the power MOSFET. Wherein the detecting means detects a drain-source voltage of the reference MOSFET through which the reference current flows and an overcurrent flowing through the power MOSFET whose current varies due to the overcurrent, and the resistance value controlling means comprises: Immediately after turning on, the resistance value of the reference resistance means is held at a high value so as to lower the drain-source voltage of the reference MOSFET more than the reduction of the drain-source voltage of the power MOSFET due to the inrush current for a predetermined period, The drive means responds to the detection of the overcurrent by the overcurrent detection means. The on / off drive of the OSFET and the reference MOSFET is performed, and the cutoff means integrates the on / off of the drive means. When the result of the integration exceeds a predetermined value, the power MOSFET is cut off. During a predetermined period during which the inrush current, which is the above current, flows, the resistance value of the reference resistance means is maintained at a high value to increase the overcurrent determination value, and the inrush current is so high that the power MOSFET is destroyed. Otherwise, the detecting means does not perform overcurrent detection, so that the driving means does not turn on and off for a predetermined period during which the normal inrush current flows, and the cutoff means turns on and off the driving means by the inrush current. There is no need to count the number of times.
[0018]
The invention according to claim 6 is connected in parallel with a power MOSFET with a temperature sensor which is connected in series with a load and turns on / off the connection of the load to a power supply, and a series circuit of the load and the power MOSFET with the temperature sensor. A reference circuit having a series circuit of reference resistance means and a reference MOSFET; and a power MOSFET with a temperature sensor based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET with the temperature sensor and a drain-source voltage of the reference MOSFET. Detecting means for detecting an overcurrent flowing through the power MOSFET with the temperature sensor, and immediately after the power MOSFET with the temperature sensor is turned on, the drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced by a rush current for a predetermined period of time. To reduce the source-to-source voltage, Overcurrent detection means having resistance value control means for controlling the resistance value of the resistance means to be maintained at a high value; and in response to detection of overcurrent by the overcurrent detection means, until the overcurrent detection is eliminated. A drive unit for driving the power MOSFET with the temperature sensor and the reference MOSFET on and off, and a shutoff unit for integrating the number of on / off times by the drive unit and shutting off the power MOSFET when a result of the integration exceeds a certain value. And an overcurrent detection and protection circuit.
[0019]
According to the invention described in claim 6, in the overcurrent detecting means, the reference circuit connected in parallel with the series circuit of the load and the power MOSFET is replaced with a reference resistor means and a series circuit of the reference MOSFET equivalent to the load and the power MOSFET. Wherein the detecting means detects a drain-source voltage of the reference MOSFET through which the reference current flows and an overcurrent flowing through the power MOSFET whose current varies due to the overcurrent, and the resistance value controlling means comprises: Immediately after turning on, the resistance value of the reference resistance means is held at a high value so as to lower the drain-source voltage of the reference MOSFET more than the reduction of the drain-source voltage of the power MOSFET due to the inrush current for a predetermined period, The drive means responds to the detection of the overcurrent by the overcurrent detection means. The on / off drive of the OSFET and the reference MOSFET is performed, and the cutoff means integrates the on / off of the drive means. When the result of the integration exceeds a predetermined value, the power MOSFET is cut off. During a predetermined period during which the inrush current, which is the above current, flows, the resistance value of the reference resistance means is maintained at a high value to increase the overcurrent determination value, and the inrush current is so high that the power MOSFET is destroyed. Otherwise, the detecting means does not perform overcurrent detection, so that the driving means does not turn on and off for a predetermined period during which the normal inrush current flows, and the cutoff means turns on and off the driving means by the inrush current. There is no need to count the number of times. In addition, since the power MOSFET with the temperature sensor for detecting overheating is used, the power MOSFET can be appropriately shut off in response to detection of an overcurrent from a small current to a large current.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
First embodiment
Hereinafter, an overcurrent detection / protection circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a vehicle power supply device incorporating an overcurrent detection / protection circuit according to the present invention. In FIG. 1, an overcurrent detection / protection is provided between a vehicle-mounted battery 1 and a lamp load L. A
[0021]
Here, the configuration of the overcurrent detection /
[0022]
The overcurrent detection /
[0023]
The overcurrent detection /
[0024]
The number of MOSFETs has a relationship of QA> QB, and a drain current having a current ratio corresponding to the MOSFET number ratio flows through the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB. The smaller the number of MOSFETs constituting the reference MOSFET QB, the smaller the chip occupation area of the reference MOSFET QB can be. In the following description, as an example, it is assumed that the ratio of the number of MOSFETs forming the power MOSFET QA to the number of MOSFETs forming the reference MOSFET QB is QA: QB = 1000: 1.
[0025]
The drains D of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are connected to the vehicle-mounted battery 1 via the power supply connection terminal T1, and the gates TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are connected to the drive circuit DR via the resistors R7 and R8. ing. The source SA of the power MOSFET QA is connected to a lamp load L via a load connection terminal T2, and the source SB of the reference MOSFET QB is connected to a reference resistance Rr via a reference resistance connection terminal T4.
[0026]
Due to the connection relationship described above, the series circuit of the reference MOSFET QB and the reference resistor Rr forms a reference circuit equivalent to the series circuit of the power MOSFET QA and the lamp load L, and the series circuit of the power MOSFET QA and the lamp load L. It is dressed in parallel with the circuit. When the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB operate in the pinch-off region, the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB constitute a current mirror, and a drain current of the power MOSFET QA (hereinafter, referred to as IDQA) and a drain current of the reference MOSFET QB (hereinafter, referred to as IDQA). IDQB), a relationship of IDQA = 1000 × IDQB is established according to the ratio of the number of MOSFETs forming the power MOSFET QA to the number of MOSFETs forming the reference MOSFET QB.
[0027]
Therefore, for example, when IDQA = 5A and IDQB = 5mA, the drain-source voltage (hereinafter, referred to as VDSA) of the power MOSFET QA and the drain-source voltage (hereinafter, referred to as VDSB) of the reference MOSFET QB match. In addition, the voltage between the gate and source of the power MOSFET QA (hereinafter, referred to as VTGSA) and the voltage between the gate and source of the reference MOSFET QB (hereinafter, referred to as VTGSB) match.
[0028]
The reference resistance Rr is used to set an overcurrent determination value for determining whether an overcurrent is flowing through the lamp load L. The resistance value of the reference resistance Rr is determined when the power MOSFET QA is turned on. Therefore, the same voltage as VDSA generated when a load current of 5 A flows through the lamp load L is set to a value generated between the drain and the source when the reference MOSFET QB is turned on. Specifically, when the reference MOSFET QB is completely turned on, the power supply voltage VB is substantially applied to both ends of the reference resistor Rr. Therefore, since IDQA = 5A and IDQB = 5mA, the resistance value of the reference resistor Rr is R = 12V / 5mA = 1.4KΩ is set.
[0029]
Since VDSA is divided and input to the positive-phase input terminal of the comparator CP by the parallel resistance of the resistors R1 and R3 and the resistor R2, and VDSB is input to the negative-phase input terminal of the comparator CP. , The output of the comparator CP becomes “H” when VDSA is higher than VDSB, and becomes “L” when VDSA is lower than VDSB. When both the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are off, the input potential of the positive-phase input terminal of the comparator CP becomes a potential obtained by dividing the voltage of the power supply voltage VB by the resistors R1 and R2. Since the input potential of the negative phase input terminal of CP becomes zero, the output of the comparator CP is fixed at “H”.
[0030]
The drive circuit DR includes an NPN transistor Tr1 having a collector supplied with a charge pump output voltage VP obtained by boosting the power supply voltage VB, and an NPN transistor Tr2 having a collector connected to the emitter of the transistor Tr1. Is connected to the gates TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB via the resistors R7 and R8.
[0031]
Then, when a signal instructing driving of the lamp load L is input from the lamp switch SW1 connected to the signal input terminal T5, the drive circuit DR turns on the transistor Tr1 and turns off the transistor Tr2 to output the charge pump output. The voltage VP is applied to the gates TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB, and these are turned on.
[0032]
On the other hand, when there is no signal input from the lamp switch SW1, the drive circuit DR turns off the transistor Tr1 and turns on the transistor Tr2 to stop the application of the charge pump output voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB. These are configured to be driven off.
[0033]
Further, when an overcurrent flows through the power MOSFET QA and the output of the comparator CP is “H”, the drive circuit DR outputs the transistor even if a signal instructing driving of the lamp load L is input from the lamp switch SW1. By turning off the transistor Tr1 and turning on the transistor Tr2, the application of the charge pump output voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB is stopped to drive them off.
[0034]
A diode D1 having a cathode connected to a connection point of the resistors R7 and R8 and an anode connected to a positive-phase input terminal of the comparator CP, and a connection point between the connection points of the resistors R1 and R2 and a positive-phase input terminal of the comparator CP. Constitutes a hysteresis circuit.
[0035]
Further, a resistor R3, a MOSFET Q2 having a drain connected to the resistor R3, a resistor R4 interposed between a gate of the MOSFET Q2 and a voltage VB + 5V higher than the power supply voltage VB, and a drain connected to a gate of the MOSFET Q2. MOSFET Q1, a Zener diode ZD2 having an anode connected to the gate of the MOSFET Q1, a resistor R6 interposed between the cathode of the Zener diode ZD2 and the gate TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB, and a source-gate of the MOSFET Q1. The circuit including the resistor R9 interposed therebetween is for changing the overcurrent determination value for the lamp load L between the pinch-off region and the ohmic region.
[0036]
Next, the operation (operation) of the overcurrent detection /
(A) Operation in pinch-off region
First, the power MOSFET QA operates in a pinch-off region from the time when the power MOSFET QA is turned on by application of the charge pump output voltage VP to the gate TG from the drive circuit DR until the time when VDSA is saturated. The IDQA after the ON drive rises toward the final load current value determined by the circuit resistance. VTGSA takes a value determined by IDQA, and the value rises while being braked by the Miller effect of the gate-drain capacitance CGD of the power MOSFET QA due to the decrease in VDSA.
[0037]
VTGSB increases with VTGSB = VTGSA up to IDQB = 5 mA (corresponding to IDQA = 5 A). Thereafter, since IDQB is constant at 5 mA in the pinch-off region, VTGSB is also constant, and for example, HAF2001 manufactured by Hitachi. In this case, a constant value of about 2.7 V is obtained. Since VTGSA increases as IDQA increases even after IDQB = 5 mA, the relationship between VTGSA and VTGSB is VTGSB <VTGSA. In addition, since VDSA = VTGSA + VTGD and VDSB = VTGSB + VTGD, VDSA-VDSB = VTGSA-VTGSB. Here, VTGSA corresponds to IDQA. On the other hand, VTGSB corresponds to IDQB which is constant at 5 mA. When IDQA is 5 A and IDQB is 5 mA as described above, VTGSA = VTGSB. Therefore, the difference (VTGSA-VTGSB) represents IDQA-5A, and if the difference between the drain and source voltages (VDSA-VDSB) is detected, the value of IDQA-5A is obtained.
[0038]
Now, when the drive circuit DR drives the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB on in accordance with a signal instructing driving of the lamp load L input from the lamp switch SW1, VDSB is directly input to the negative-phase input terminal of the comparator CP. . On the other hand, a value obtained by dividing VDSA by the parallel resistance of the resistors R1 and R3 and the resistor R2, that is,
VDSA × (R1 // R3) / {(R1 // R3) + R2} (a)
To.
[0039]
Immediately after the power MOSFET QA is turned on, VDSB is larger than the value of the above equation (a), but IDQA increases,
IDQA × (R1 // R3) / {(R1 // R3) + R2} −5A> 0
Ie
VDSA × (R1 // R3) / {(R1 // R3) + R2} −VDSB> 0
Then, the output of the comparator CP is inverted from “L” to “H”, and this is applied to the drive circuit DR to turn on the transistor Tr2, thereby turning off the gate of the MOSFET QA.
[0040]
The diode D1 and the resistor R5 form a hysteresis circuit. When the MOSFET QA is turned off, the gate circuit is grounded by the transistor Tr2 of the drive circuit DR, and the cathode potential of the diode D1 is obtained by subtracting the forward voltage of the Zener diode ZD1 from VDSA. (VDSA-0.7). Therefore, in the off-drive state of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB, the current caused by the supply of the power supply voltage VB flows in the order of parallel resistance (R1 // R3) → resistance R5 → diode D1, and the potential of the positive-phase input terminal of the comparator CP. Is lower than when the drive circuit DR is driving the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB on. The MOSFET QA continues to be turned off until it is smaller than when it was turned off (VDSA-VDSB), and then turns on.
[0041]
Note that the hysteresis circuit including the diode D1 and the resistor R5 is merely an example, and the hysteresis circuit between the on-off transition point and the off-on transition point of the drive circuit DR in the drive state of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB is provided. Various circuit configurations for providing hysteresis can be considered in addition to the above-described hysteresis circuit using the diode D1 and the resistor R5.
[0042]
Assuming that VDSA when the MOSFET QA is turned off is VSDATA,
VDSATH-VDSB = R2 / (R1 // R3) × VDSB (when VDSB = 5 mA) (b)
It becomes. The overcurrent determination value is determined by the above equation (b). To change the determination value from outside the IC, a variable resistor RV may be added in parallel with R2 to shift the determination value downward. For this purpose, an adjustment resistor connection terminal T3 for connecting an adjustment resistor is provided in advance.
[0043]
(B) Operation in ohmic region
When the power MOSFET QA is turned on while the wiring is normal, the power MOSFET QA is turned on continuously, so that VTGSA and VTGSB each reach nearly 10 V, and both the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB operate in the ohmic region.
[0044]
During the operation in the ohmic region, there is no one-to-one relationship between the drain-source voltage VDS of the MOSFET and the drain current ID. For example, both the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are manufactured by Hitachi, Ltd. In the case of the HAF 2001, the ON resistance RDS (ON) of the HAF 2001 is 30 mΩ (when VDS = 10 V), so that VDSA and VDSB are:
VDSA = 5A × 30mΩ = 0.15V, VDSB = IDQA × 30mΩ
It becomes.
[0045]
Then, when the IDQA increases due to a short circuit of the wiring from the power supply voltage VB to the lamp load L, the difference between VDSA and VDSB, that is,
VDSA-VDSB = 30 mΩ (IDQA-5A) (c)
When the value of (c) exceeds the overcurrent determination value determined by the above equation (b), the drive state of the power MOSFET QA is changed from on to off by the drive circuit DR. Then, the operating state of the power MOSFET QA shifts from the ohmic region to the pinch-off region due to the transition of the drive state from on to off, and the power MOSFET QA repeats the on-off operation in this pinch-off region, eventually leading to overheat interruption.
[0046]
However, for example, when the value of the above equation (c) exceeds the overcurrent determination value determined by the above equation (b) due to an intermittent short circuit (rare short circuit) from the power supply voltage VB to the lamp load L. As described above, if the state of the wiring returns to normal before the overheat interruption, the power MOSFET QA returns to the continuous ON state and returns to the operation in the ohmic region.
[0047]
By the way, assuming that the same value is used for the pinch-off region and the ohmic region for the overcurrent determination value determined by the above equation (b), Δ (VDSA−VDSB) / ΔID in the pinch-off region is obtained. In that case, from its characteristic curve,
ΔVTGSA / ΔIDQA = 80 mV / A (1)
And
ΔVTGSA = Δ (VDSA−VDSB) × 1200 pf / (1800 pf + 1200 pf) = Δ (VDSA−VDSB) × 0.4 (2)
It is.
[0048]
Therefore, from the above equations (1) and (2), Δ (VDSA−VDSB) / ΔID in the pinch-off region is:
Δ (VDSA−VDSB) / ΔID = 200 mV / A (d)
On the other hand, Δ (VDSA−VDSB) / ΔID in the ohmic region is obtained from the above equation (C).
Δ (VDSA−VDSB) / ΔID = 30 mV / A (E)
It becomes.
[0049]
As can be understood by comparing the above equations (d) and (e), the current sensitivity is more sensitive in the pinch-off region than in the ohmic region, and even if the overcurrent determination value is appropriate in the ohmic region, it is determined that the overcurrent is too low in the pinch-off region. There is a risk of doing too much.
[0050]
Therefore, in the overcurrent detection /
[0051]
Specifically, in the power MOSFET QA in the pinch-off region, the VTGSA increases as the IDQA increases. However, even when a dead short circuit occurs in the wiring from the vehicle-mounted battery 1 to the lamp load L, the VTGSA does not exceed 5 V. If it is 5 V, it can be determined that it is in the ohmic region.
[0052]
In the circuit for changing the overcurrent determination value, immediately after the driving state of the power MOSFET QA changes from off to on, the MOSFET Q1 is off and the MOSFET Q2 is on. Since a power supply voltage of VB or more is required, a voltage VB + 5V, which is 5V higher than the power supply voltage VB, is connected to the gate of the MOSFET Q2.
[0053]
Further, in this circuit, the Zener voltage of the Zener diode ZD2 is set to 5V-1.6V obtained by subtracting 1.6V which is the threshold voltage of the MOSFET Q1 from 5V which is the threshold value for VTGSA. Therefore, in this circuit, when VTGSA exceeds 5 V, the MOSFET Q1 turns on, the MOSFET Q2 turns off, and the resistor R3 which is connected in parallel with the resistor R2 is removed in a circuit manner, and the compression ratio of the VDSA decreases. The difference (VDSA-VDSB) for determining that an overcurrent state has occurred in L becomes smaller.
[0054]
Due to the existence of the circuit for changing the overcurrent determination value, the overcurrent is determined to be overcurrent in the ohmic region less than in the pinch-off region, compared to the case where such a circuit does not exist. Even if the pinch-off region has a higher current sensitivity than the ohmic region, the overcurrent can be determined well in the pinch-off region only by setting an appropriate overcurrent determination value in the ohmic region. However, the circuit for changing the overcurrent determination value described above may not be used in some cases, which is when the final load current value is large.
[0055]
That is, if the final load current value is small, the IDQA after ON driving completely rises in the pinch-off region, but if the final load current value is large, the IDQA after ON driving completely rises in the pinch-off region. Therefore, the value of IDQA in the pinch-off region is limited to about MAX40A even in the case of the dead short where the value of the drain current IDQA becomes the largest.
[0056]
That is, as the final load current value increases, the IDQA after the ON drive converges to a current rising curve having a certain gradient, and the difference in VDSA becomes smaller as the final load current value becomes smaller. Is large, the difference (VDSA-VDSB) for determining that an overcurrent state has occurred in the lamp load L does not increase, and therefore, depending on the selection of the resistance value of the reference current Rr, the above circuit It becomes practical without using.
[0057]
As shown in FIG. 1, the overcurrent detection /
[0058]
The reference
[0059]
The
[0060]
The operation (operation) of the vehicle power supply device incorporating the overcurrent detection / protection circuit configured as described above will be described below. When the lamp switch SW1 is operated to drive the lamp load L, the signal input terminal T5 connected to the pull-up power supply VP via the pull-up resistor R13 is grounded by closing the lamp switch SW1, and the signal is turned on. The potential of the input terminal T5 decreases from Vp / (the resistance value of R13) to zero, whereby a signal instructing driving of the lamp load L connected to the load connection terminal T2 of the overcurrent detection /
[0061]
Then, the charge pump output voltage VP is applied from the drive circuit DR to the gates TG of the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB, and these are turned on, so that the wiring from the vehicle-mounted battery 1 to the lamp load L does not cause a short circuit or the like. In the state, the power MOSFET QA is continuously turned on.
[0062]
After the power MOSFET QA is continuously turned on, the comparator CP divides the drain-source voltage VDSA of the power MOSFET QA input to the positive phase input terminal by the parallel resistance of the resistors R1 and R3 and the resistor R2. A comparison is made between the compressed value, that is, the value of (a) and the drain-source voltage VDSB of the reference MOSFET QB input to the negative-phase input terminal. When the wiring from the vehicle-mounted battery 1 to the lamp load L causes an abnormality such as a short circuit, the current flowing through the power MOSFET QA becomes an overcurrent state, and when the value of (a) exceeds VDSB, the output of the comparator CP is output. Is inverted from “L” to “H”.
[0063]
Then, the transistor Tr1 of the drive circuit DR is turned off and the transistor Tr2 is turned on, the application of the charge pump output voltage VP to the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB is stopped, the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are driven off, and the vehicle-mounted battery is turned off. From 1 the supply of power to the lamp load L is stopped.
[0064]
Incidentally, it is necessary to increase the overcurrent determination value for a predetermined period after the power MOSFET QA is turned on for the following reason. When the lamp load L is turned on, an inrush current several times to several tens times the current in the stable state flows. The period during which the rush current flows varies depending on the size of the lamp load, and is 3 to 20 ms. When power is supplied during this period, the supply and cutoff of power to the lamp load L are repeated, and the period during which the rush current flows extends. As a result, the power MOSFET QA may be destroyed. Therefore, a
[0065]
Hereinafter, the operation of the
[0066]
Therefore, the overcurrent determination value for the lamp load L set by the resistance value of the resistance connected to the reference resistance connection terminal T4 is lth1 determined by the reference resistance Rr1, as shown in FIG. After a lapse of the predetermined period Δt, the electric charge is accumulated in the capacitor C1, and the electric charge accumulated in the capacitor C1 is discharged according to the time constant of the time constant circuit constituted by the capacitor C1 and the resistor R11. Then, in the reference
[0067]
When the switching transistor Tr11 is turned on, the current that has been flowing from the vehicle-mounted battery 1 to the reference resistor Rr1 via the reference MOSFET QB and the reference resistor connection terminal T4 until then changes to flow to the reference resistors Rr1 and Rr2. As shown in FIG. 3, the overcurrent determination value for the lamp load L set by the resistance value of the resistor connected to T4 is determined by the combined resistance of the reference resistors Rr1 and Rr2 from the value determined by the reference resistor Rr1. It is corrected downward to Ith2. As described above, the resistance value of the reference
[0068]
Therefore, the overcurrent determination value for the lamp load L is determined by the combined resistance of the reference resistors Rr1 and Rr2, compared to the period in which the rush current flows in which the overcurrent determination value for the lamp load L becomes the value Ith1 determined by the reference resistance Rr1. VDSB is lower during the period after the inrush current of Ith2 flows. That is, the resistance value of the reference
[0069]
Accordingly, the value of (a) in which the output of the comparator CP is inverted from “L” to “H” also becomes higher during the period when the rush current flows than during the period after the rush current flows, Therefore, the drive circuit DR stops applying the charge pump output voltage VP to the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB, drives the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB off, and stops the supply of power from the vehicle-mounted battery 1 to the lamp load L. Also, as shown in FIG. 3, a period during which the inrush current flows is performed at a time when a higher current flows to the lamp load L than a period after the inrush current flows.
[0070]
As described above, the resistance value of the reference
[0071]
Second embodiment
By the way, when IDQA is large, the overheat cutoff works immediately. When IDQA is small, the cutoff and application of the gate voltage from the drive circuit DR to the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB are repeated, and it takes time until the overheat is cut off. Therefore, as shown in FIG. 4, an on / off frequency integration circuit as an interrupting means for integrating the number of on / off operations of the drive circuit DR during overcurrent control and interrupting the MOSFET QA when the set value is reached. The
[0072]
Hereinafter, the overcurrent detection /
[0073]
When both the switching transistors Tr33 and Tr34 are turned on, the capacitor C31 is charged by the power supply voltage VB from the vehicle battery 1. The charging of the capacitor C31 is performed when the switching transistors Tr32, 33, and 34 are turned on as described above, that is, the gate voltage is cut off and applied from the drive circuit DR to the power MOSFET QA and the reference MOSFET QB by the overcurrent control. It is performed only when the gate voltage is cut off during the repeated period. When the gate voltage is continuously applied or continuously cut off, charging is not performed.
[0074]
When the gate voltage cutoff is repeated a predetermined number of times, the voltage of the capacitor C31 increases, and when the voltage exceeds the gate threshold of the MOSFET Q31, the MOSFET Q31 turns on. When the MOSFET Q31 is turned on, in the
[0075]
In order to stably operate the on / off
[0076]
Therefore, when the temperature is low and the MOSFET Q42 as the set element is off, the MOSFET Q43 is off and Q44 is on due to the asymmetry of the latch circuit, and the drain of the MOSFET Q44, which is the output of the latch circuit, is at the L level. It is kept off. Therefore, it is driven by the input signal applied to the gate of the MOSFET QA. When the temperature rises, Q41 is turned off and Q42 is turned on. In the flip-flop of the latch circuit, Q43 is turned on and Q44 is turned off, so that MOSFET QS is turned on and MOSFET Q is controlled to be cut off. You.
[0077]
If the overcurrent detection /
[0078]
In the above-described second embodiment, since the overheat is detected and the overheat is cut off by providing the
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the resistance of the reference resistance means is maintained for a predetermined period immediately after the power MOSFET in which the rush current which is several times to several tens times or more than normal flows. By maintaining the value at a high value and increasing the overcurrent determination value during the period when the inrush current is flowing, the detection means detects the overcurrent unless the inrush current is high enough to destroy the power MOSFET. Since no detection is performed, it is possible to obtain an overcurrent detection circuit that can accurately detect overcurrent even during a period during which an inrush current flows.
[0080]
According to the second aspect of the present invention, the resistance value of the reference resistance means can be maintained at a high value during the period when the inrush current flows by turning on and off the switch means, so that the reference value during the period when the inrush current flows can be easily obtained. An overcurrent detection circuit capable of holding the resistance value of the resistance means at a high value can be obtained.
[0081]
According to the third aspect of the present invention, if the period from charging to discharging of the capacitor is the predetermined period, the predetermined period can be counted immediately after the power MOSFET is turned on without control by a microcomputer or the like, so that the configuration is simplified. Thus, it is possible to obtain an overcurrent detection circuit that achieves cost reduction.
[0082]
According to the fourth aspect of the present invention, since the reference MOSFET is formed in the same chip as the power MOSFET and can be formed by the same process, the influence of temperature drift and lot-to-lot variation can be reduced or eliminated. A detection circuit can be obtained.
[0083]
According to the invention described in claim 5, for a predetermined period during which the rush current that is several times to several tens times or more than normal flows, the reference resistance is held at a high value to increase the overcurrent determination value, The drive unit is turned on and off for a predetermined period during which the normal inrush current flows by preventing the detecting unit from performing overcurrent detection unless the inrush current is high enough to break the power MOSFET. No over-current detection that cuts off the over-current accurately without repeating supply / shut-off even during the period when the in-rush current flows, because the interrupting means does not perform the integration of the number of on / off of the drive means due to the in-rush current -A protection circuit can be obtained.
[0084]
According to the invention as set forth in claim 6, the resistance value of the reference resistance means is held at a high value for a predetermined period during which the rush current, which is several times to several tens times or more than normal, flows to reduce the overcurrent determination value. The detection means does not perform overcurrent detection except when the inrush current is high enough to break the power MOSFET. Is not driven on and off, and the cutoff means does not add up the number of on / off times of the drive means due to the rush current, so even during the period when the rush current flows, the overcurrent is cut off accurately without repeating supply and cutoff can do. Moreover, since overheating is detected and overheating is cut off, it is possible to obtain an overcurrent detection / protection circuit that can appropriately shut off the power MOSFET in response to detection of overcurrent from a small current to a large current.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a vehicle power supply device incorporating an overcurrent detection / protection circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the overcurrent detection / protection IC of FIG. 1 in the first embodiment.
FIG. 3 is a graph showing an overcurrent determination value for a lamp load set by a resistance value of a resistor connected to a reference resistor connection terminal of FIG. 1;
FIG. 4 is a detailed circuit diagram of the overcurrent detection / protection IC of FIG. 1 in a second embodiment.
FIG. 5 is a diagram illustrating an inrush current in a conventional overcurrent detection / protection circuit.
[Explanation of symbols]
L Lamp load (load)
1 In-vehicle battery (power supply)
QA Power MOSFET
2b Reference resistance circuit (reference resistance means)
QB reference MOSFET
CP comparator (detection means)
2c Trigger circuit (resistance control means)
Rr1 reference resistance (first resistance)
Rr2 reference resistance (second resistance)
Tr11 switching transistor (switch means)
C1 capacitor
DR drive circuit (drive means)
2a-1 ON / OFF count integration circuit (cutoff means)
Claims (6)
前記負荷及び前記パワーＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に接続された基準抵抗手段及び基準ＭＯＳＦＥＴの直列回路を有する基準回路と、
前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧との差に基づいて、前記パワーＭＯＳＦＥＴパワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する検出手段と、
前記パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、所定期間突入電流による前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソ−ス間電圧の低下以上に前記基準ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧を低下させるように、前記基準抵抗手段の抵抗値を高い値に保持するように制御する抵抗値制御手段と
を備えることを特徴とする過電流検出回路。A power MOSFET connected in series with a load to turn on and off the connection of the load to a power supply;
A reference circuit having reference resistor means and a reference MOSFET series circuit connected in parallel with the load and the power MOSFET series circuit;
Detecting means for detecting an overcurrent flowing through the power MOSFET power MOSFET based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET and a drain-source voltage of the reference MOSFET;
Immediately after the power MOSFET is turned on, the resistance value of the reference resistance means is reduced so that the drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced more than the drain-source voltage of the power MOSFET is reduced by the inrush current for a predetermined period. An overcurrent detection circuit, comprising: resistance value control means for controlling the current to be maintained at a high value.
前記抵抗値制御手段は、前記パワーＭＯＳＦＥＴのオン直後、前記基準抵抗手段を前記第１の抵抗のみで構成するように所定期間前記スイッチ手段をオフする
ことを特徴とする過電流検出回路。The reference resistance means includes a first resistance connected in series with the reference MOSFET, and a series circuit of a second resistance and a switch connected in parallel with the first resistance;
An overcurrent detection circuit, wherein the resistance value control means turns off the switch means for a predetermined period immediately after the power MOSFET is turned on so that the reference resistance means is constituted only by the first resistance.
ことを特徴とする請求項１又は２記載の過電流検出回路。3. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein the resistance value control unit holds the switch unit off until a capacitor charged by a gate voltage applied to the power MOSFET is discharged.
ことを特徴とする請求項１〜３何れか記載の過電流検出回路。4. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein the reference MOSFET is formed in the same chip as the power MOSFET.
該過電流検出手段による過電流の検出に応じ、該過電流検出が解消されるまで前記パワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動手段と、
前記駆動手段によるオン、オフ回数を積算し、該積算の結果が一定値を越えたとき前記パワーＭＯＳＦＥＴを遮断する遮断手段と
を備えることを特徴とする過電流検出・保護回路。A power MOSFET connected in series with a load to turn on and off the connection of the load to the power supply, a reference circuit having a series circuit of reference resistance means and a reference MOSFET connected in parallel with the series circuit of the load and the power MOSFET; Detecting means for detecting an overcurrent flowing through the power MOSFET based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET and a drain-source voltage of the reference MOSFET; and a predetermined period immediately after the power MOSFET is turned on. The resistance of the reference resistance means is controlled to be maintained at a high value so that the drain-source voltage of the reference MOSFET is reduced more than the reduction of the drain-source voltage of the power MOSFET due to the rush current. Overcurrent detection means having resistance value control means,
A driving unit that turns on and off the power MOSFET and the reference MOSFET until the overcurrent detection is canceled in response to the detection of the overcurrent by the overcurrent detection unit;
An overcurrent detection / protection circuit, comprising: an interruption means for accumulating the number of on / off times by the driving means, and interrupting the power MOSFET when a result of the accumulation exceeds a certain value.
該過電流検出手段による過電流の検出に応じ、該過電流検出が解消されるまで前記温度センサ付きパワーＭＯＳＦＥＴ及び基準ＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動手段と、
前記駆動手段によるオン、オフ回数を積算し、該積算の結果が一定値を越えたとき前記パワーＭＯＳＦＥＴを遮断する遮断手段と
を備えたことを特徴とする過電流検出・保護回路。A power MOSFET with a temperature sensor connected in series with a load to turn on and off the connection of the load to a power supply, and a series of reference resistance means and a reference MOSFET connected in parallel with a series circuit of the load and the power MOSFET with the temperature sensor A reference circuit having a circuit, and detecting an overcurrent flowing through the power MOSFET with the temperature sensor based on a difference between a drain-source voltage of the power MOSFET with the temperature sensor and a drain-source voltage of the reference MOSFET. Means for reducing the drain-source voltage of the reference MOSFET beyond the drop of the drain-source voltage of the power MOSFET with the temperature sensor due to an inrush current for a predetermined period immediately after the power MOSFET with the temperature sensor is turned on. The resistance value of the reference resistance means is increased. Overcurrent detection means and a resistance value controlling means for controlling to hold the value,
A drive unit that turns on and off the power MOSFET with the temperature sensor and the reference MOSFET until the overcurrent detection is eliminated in response to the detection of the overcurrent by the overcurrent detection unit;
An overcurrent detection / protection circuit, comprising: a cutoff means for integrating the number of on / off times by the drive means and cutting off the power MOSFET when a result of the integration exceeds a certain value.
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