JP3566330B2 - マイクロ波ディジタル伝送システムにおけるｉ／ｑチャネル信号の調整装置 - Google Patents
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ベクトル変調システムに関するものであり、さらに具体的にはＩ／Ｑ変調器を有するベクトル変調システムとその調整技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術並びに発明が解決しようとする課題】
ディジタル変調技術を用いたマイクロ波通信では、ベクトルあるいは直角変調を行う信号変調器が必要である。ベクトル変調においては、２つの変調入力信号によって独立に搬送波の同相成分（Ｉ成分）と直角成分（Ｑ成分）とが変調される。正しい動作をするためには、変調器のＩおよびＱチャネルは利得が等しくなるように較正されていなければならない、すなわち平衡している必要がある。また、ＩおよびＱチャネルは正確に９０゜の位相差を有していることが、すなわち直交していることが必要である。
【０００３】
ベクトル変調器の較正を行う１つの方法として、ネットワークアナライザをＲＦキャリア入力と、ＲＦ変調出力に接続して行う方法がある。ＩおよびＱ変調入力にいろいろなＤＣ電圧を印加し、そのときに得られるＲＦ変調出力の振幅と位相をネットワークアナライザで測定する。これらの測定から、変調器の利得と位相に関する精度を求め、較正を行うことが可能である。しかし、この方法は高価であり、また複雑な技術を必要とし、精度にも限界がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ネットワークアナライザを必要としないベクトル変調器の較正技術と構成とを提供するものである。上記目的を達成するための本発明は、変調されたＲＦ搬送波のＩおよびＱ成分の相対的な位相を調節するための位相シフト手段を標準的なベクトル変調回路システムに組み込んで用いるようにするものである。また、変調信号の相対振幅を調節するために可変減衰手段をＩおよびＱ変調システムに備えるようにする。
【０００５】
本発明は、ＩおよびＱ変調信号のパワーレベルを測定することによってマイクロ波送信機のＩおよびＱ位相差を測定する技術を提供するものである。パワーレベルを比較し、較正値をリードオンリメモリに記憶して、誤差の補正を行うのに用いられる。
【０００６】
さらに具体的には、誤差補正は、まず、振幅誤差すなわちＩおよびＱ信号パワー測定値の非平衡値を求め、振幅補正信号を記憶し、次に、パワー測定を位相補正に対して実行し、位相補正信号を記憶することによって達成される。この振幅および位相補正信号を用いてＩ／Ｑディジタル入力信号を変化させる。
【０００７】
本発明の目的は、振幅および位相誤差をディジタル信号処理によって補正する改良されたベクトル変調器を提供することである。
【０００８】
本発明の他の目的は、補正計算値を記憶してこれによって変調器の調整を行う改良されたベクトル変調器を提供することである。
【０００９】
本発明のさらに他の目的は、変調器の出力信号のパワーを測定し、これを記憶されている補正値と比較することによって補正信号を生成するベクトル変調器を提供することである。
【００１０】
【実施例】
図１は、本発明による改良されたベクトル変調器を示したものである。ベクトル変調器はＩ／Ｑ変調器とも呼ばれ、セルラ電話などに用いられるマイクロ波送信機に採用されている。ベクトル変調器は、２つの別々の変調信号を搬送波信号の同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）として変調を行うものである。図１において、１０は、従来技術において普通に用いられている典型的なシステムを示し、このシステムは、第１のディジタル信号（Ｉ）をリード１４上に生成し、第２のディジタル信号（Ｑ）をリード１６上に生成するＩ／Ｑエンコーダを含んでいる。リード１４上のＩディジタル信号は、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１８によってアナログ信号に変換され、このアナログ信号はベースバンドフィルタ２０によって平滑化される。同様に、リード１６上のＱディジタル信号がディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２２によってアナログ信号に変換されてベースバンドフィルタ手段２４によって平滑化される。
【００１１】
ＲＦ搬送波信号が局部発振器２６によって生成され、さらに９０度パワー分割器手段２８によって分割されて、同相Ｉ信号成分がリード３０に供給され、また＋９０度直角Ｑ信号成分がリード３２に供給される。
【００１２】
フィルタ２０からリード３４に出力されるアナログＩ成分信号によって、リード３０上の搬送波信号のＩ成分が乗算器３６において変調される。同様に、フィルタ２４からリード３８に出力されるアナログＱ成分信号によって、リード３２上の搬送波信号のＱ成分が乗算器４０において変調される。リード４２および４４上の変調されたＩおよびＱ搬送波信号は、０度パワー結合器４６によって合成され、ベクトル変調されたＲＦ出力信号が生成されてパワー制御ユニット５０を通った後にアンテナ４８を介して送信される。
【００１３】
すでに述べたように、このようなＩ／Ｑ変調器は当該技術として知られているものである。
【００１４】
本発明の原理に従って、アンテナ４８から出力されるＲＦ出力信号の選択された周波数における出力パワーが狭帯域パワーメータ５２によって測定される。狭帯域パワーメータ５２の出力（これについては後にさらに詳細に説明する）が測定プロセッサ５４に印加され、ここでＩおよびＱ信号の任意の振幅および位相誤差に対する所定の補正が算出され、補正信号が、Ｉ／Ｑコーダ１２に送られて、変調システムの較正あるいは調整が行われる。
【００１５】
このような調整によって、ディジタル移動電話に用いられる直交変調器、すなわちベクトル変調器の振幅を平衡させることが可能である。従来技術においては、この調整はトリマー抵抗器を用いて行われているが、本発明においては、調整はディジタル技術を用いて行われる。ベクトル変調器に用いられるＩおよびＱ信号は符号化回路によって生成されるディジタル信号であり、従って、これらの信号振幅はディジタル補正信号によって効果的に調整することが可能である。
【００１６】
本発明によれば、ＤＡＣ、フィルタ、ミクサ、および加算回路における利得とＩおよびＱブランチの差異との両方を補正することができ、また、温度変化によって生じる直交搬送波間の振幅差についても補正することが可能である。
【００１７】
振幅調整値は電気的に消去可能なプログラマブル・リード・オンリー・メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）などのメモリ回路に記憶することができる。
【００１８】
誤差補正の調整処理は、まず最初にＩ信号成分およびＱ信号成分のパワーレベルをデフォルトのＩ／Ｑ座標（０、±１、±√２）に対して測定する。次に補正項をＩおよびＱ座標に加えると、その結果として得られるベクトルが、位相誤差を除いて補正される。位相誤差（９０゜−Ｉ成分とＱ成分との間の実際の位相差）が１゜変化するごとに誤差ベクトルは例えば以下に示すようになる。
【００１９】
パワーレベルの差異が小さくなってくると、位相誤差は向きが逆となり、先の例は次のようになる。
【００２０】
狭帯域パワーメータ５２からのパワーレベル測定情報はデータバスを介してデータプロセッサ５４に送られる。
【００２１】
図１に示したシステムにおいては、ベクトル変調部１０は、既知の符号化・ベクトル変調技術、および既知の送信音声信号処理段を用いている。音声符号化ＩおよびＱ信号成分は、０から１へ、および１から０への遷移からなっているが、これらはそれぞれディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１８および２２へ供給され、ここで広帯域アナログ信号が生成されて、ベースバンドフィルタ２０および２４に供給される。ベースバンドフィルタ２０および２４からの出力は、リード３０および３２の搬送波信号のＩおよびＱ成分を変調するのに用いられる。
【００２２】
なお、用いている変調方法は当該技術において、π／４シフト符号化直交位相シフトキーイングとして知られているものである。
【００２３】
π／４シフト符号化直交位相シフトキーイング技術においては、搬送波の変調はコサイン成分とサイン成分とからなっている。信号ベクトルのコサイン成分は同相信号すなわちＩ信号であり、信号ベクトルのサイン成分は直交信号、すなわちＱ信号である。
【００２４】
ＩおよびＱ信号ベクトル成分は搬送波信号のＩおよびＱ成分と混合され、さらに足し合わされて送信信号が生成される。信号ベクトルの位相シフトであるベクトル成分ＩおよびＱを表す信号の生成が、搬送波の位相シフトが±３π／４ラジアンだけ生じるように信号ベクトルのシフトを行うことによってなされる。各位相シフト（−３π／４、＋３π／４、＋π／４、−π／４）によって、取り得る４つの信号の１つが符号化される。
【００２５】
この変調方式は、図３に示した位相配置を用いている。なお、この配置にはグレーコードが用いられていることに注意すべきである。すなわち、隣接する信号位相に対応する２つの双ビット符号は１つのビットのみが変わる。雑音によって起こり得るエラーのほとんどは、誤って隣接の位相を選択してしまうことになるものであり、そのため、ほとんどの双ビット符号エラーは、シングルビットエラーのみ含んでいる。
【００２６】
【外１】
【００２７】
π／４変調においては、情報は差分符号化されて、すなわち符号は絶対位相としてではなく位相変化として伝送される。図４は差分符号化を示すブロック図である。変調器に入力された２進データストリームｂｍ はシリアル・パラレル変換器によって２つの別々の２進ストリーム（Ｘｋ ）および（Ｙｋ ）に変換される。ストリームｂｍ のビット１から始まって、時間的な順番で奇数番目のビットがストリームＸｋ を形成し、偶数番目のビットがＹｋ を形成する。
【００２８】
ディジタルデータ列（Ｘｋ ）および（Ｙｋ ）は以下に示す式に従って（Ｉｋ ）および（Ｑｋ ）に符号化される。
ここで、Ｉｋ−１ およびＱｋ−１ は直前のパルス時点における振幅であり、またｋはビット対のインデックスである。また、位相変換Δφは次の表に示したように定まる。
Ｘｋ Ｙｋ Δφ
１ １ −３π／４
０ １ ３π／４
０ ０ π／４
１ ０ −π／４
【００２９】
図４において、差分位相符号化手段からの出力信号Ｉｋ およびＱｋ は５つの値、０、±１、±１／√２のうちのいずれかの値をとることができ、その結果として図３に示したような配置となる。
【００３０】
図１のＩ／Ｑ符号器１２からのパルスＩｋ およびＱｋ はＤＡＣ１８およびＤＡＣ２２によってアナログ信号に変換されてＩおよびＱベースバンドフィルタ２０および２４の入力端子に印加される。ベースバンドフィルタは線形な位相特性を有し、また以下の式に示すような周波数のコサインの１／２乗の応答特性を有している。
【００３１】
【数１】
ここで、Ｔは符号周期であり、また、ロールオフ係数ａによって遷移帯域が定まる。
【００３２】
この結果、図１のパワー結合器４６から送信される信号ｓ（ｔ）は次のようになる。
ｓ（ｔ）＝Σｇ（ｔ−ｎＴ）ｃｏｓφｎ ｃｏｓωｃ ｔ−Σｇ（ｔ−ｎＴ）ｓｉｎφｎ ｓｉｎωｃ ｔ
ここで、ｇ（ｔ）はパルス形状関数であり、ωｃ は搬送波角周波数である。また、Ｔは符号周期、φｎ は第ｎ番目の符号区間に対応する絶対位相である。
【００３３】
また、差分符号化の結果として得られるφｎ は次のようになる。
φｎ ＝ φｎ−１ ＋ Δφｎ
【００３４】
なお、先に引用した位相表に指定されたｓ（ｔ）を生成するのであれば、どのような方法を用いてもよい。
【００３５】
本発明によるＩ／Ｑ調整の処理手順の例を以下に示す。
１．初期送信機設定
−モード：ディジタル
−チャネル ３００ （Ｆｏ ＝８３４ＭＨｚ）
−ＴＸパワーレベル ０
−ＡＦＣを前回のアナログ調整ＡＦＣ値に設定
−位相補正値を開始時にプロセッサにロードする
−振幅補正値を開始時にプロセッサにロードする
−振幅レベル値を開始時にプロセッサにロードする
−連続送信 オン
−変調符号 １チェイン
【００３６】
２．測定：
−アンテナコネクタに接続された２．５ｋＨｚフィルタパワーメータを用いて狭帯域ＲＦパワーを測定する
【００３７】
３．ローカル・シーケンス
−変調器調整
−以下に対して補正値を設ける
−振幅レベル
−振幅補正
−位相補正
−連続送信
【００３８】
４．調節
１．スケール係数を設定（３６．０ｄＢｍ）
２．振幅
Ｆｏ −９．１１２５ｋＨｚおよびＦｏ ＋９．１１２５ｋＨｚの搬送波周波数のパワーレベルを測定する。これらのパワーレベルを比較する。このとき、ＳＳＢ減衰（レベル差）が可能な限り大きくなければならない（Ｆｏ −９．１１２５ｋＨｚのレベルの方が大きい）。調節を行い振幅補正値をロード。測定を反復実行。これを最大のＳＳＢ減衰が得られるまで繰り返す。値を測定プロセッサのＥＥＰＲＯＭに保存する。
３．位相補正
ＳＳＢ減衰を２．に説明したようにして実行。調節を行い、位相補正の新しい値をロードして上記２つの周波数について測定を繰り返す。位相補正値は最大のＳＳＢ減衰が達成されるまで調節を行う。これらの２つの補正ＳＳＢ減衰値は３２ｄＢ以上でなければならない。値を測定プロセッサのＥＥＰＲＯＭに記憶する。
４．変調器出力レベル
振幅レベル値を減少し、送信機ユニットにロードしてＲＦパワーを測定する（ＢＷ＞３０ｋＨｚ）。これを、ＲＦパワーが３６．０ｄＢｍよりも０．５ｄＢｍだけ下がる（３５．５ｄＢｍ）まで反復する。このレベルが達成されたら、２つの補正レベル（ＩおよびＱ）を乗算器で増大する（ＩＴＸおよびＱＴＸ信号振幅の１．５ｄＢの増大に対応）。スケール係数をＥＥＰＲＯＭに記憶する。
【００３９】
通常の送信機のパワー制御の拡張として、出力パワーをＩおよびＱ信号の振幅を用いて調整することも可能である。これは、パワー制御幅が狭すぎるときには必要である。
【００４０】
構成部品のばらつきと、温度変化によって、出力パワーの上限および下限においてパワー制御ができなくなる可能性があるが、本発明を用いることによってこの問題を解決することが可能である。
【００４１】
生産時において、パワー制御幅位置は、ＩおよびＱ振幅を用いて調整される。このような調整を行うことによって、構成部品のばらつきに起因するパワー制御幅位置のばらつきが補正される。
【００４２】
生産時調整の後に、システムが移動電話において用いられているときに、もし温度あるいは経時変化によってＴＸパワー制御ができなくなった場合には、出力パワーの調整をＩおよびＱ振幅を用いて行うことができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明の改良されたベクトル変調器においては、ディジタル信号処理によって位相が補正される。また記憶された演算値を用いて調整が行われる。また、位相誤差補正信号は、変調器出力のパワーレベルを測定することによって求められる。
【００４４】
以上に本発明を、好適な実施例について具体的に説明したが、本発明の範囲と精神から逸脱することなく、構成および詳細を変更することが可能であることは当業者には明らかなことであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理に基づいて位相補正を行うベクトル変調システムを示した概略ブロック図である。
【図２】位相誤差がベクトル変調器のＩおよびＱ信号成分に対して与える影響を示した図である。
【図３】位相配置について示したものであり、本発明の説明に供するための図である。
【図４】本発明の実施例において用いられる差分符号器を示した概略ブロック図である。
【符号の説明】
１０…ベクトル変調回路部
１２…Ｉ／Ｑ符号化回路
１８、２２…Ｄ／Ａ変換回路
２０、２４…フィルタ
２６…局部発振器
２８…パワー分割器
４８…アンテナ
５０…パワー制御ユニット
５２…パワーメータ
５４…測定プロセッサ
【産業上の利用分野】
本発明は、ベクトル変調システムに関するものであり、さらに具体的にはＩ／Ｑ変調器を有するベクトル変調システムとその調整技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術並びに発明が解決しようとする課題】
ディジタル変調技術を用いたマイクロ波通信では、ベクトルあるいは直角変調を行う信号変調器が必要である。ベクトル変調においては、２つの変調入力信号によって独立に搬送波の同相成分（Ｉ成分）と直角成分（Ｑ成分）とが変調される。正しい動作をするためには、変調器のＩおよびＱチャネルは利得が等しくなるように較正されていなければならない、すなわち平衡している必要がある。また、ＩおよびＱチャネルは正確に９０゜の位相差を有していることが、すなわち直交していることが必要である。
【０００３】
ベクトル変調器の較正を行う１つの方法として、ネットワークアナライザをＲＦキャリア入力と、ＲＦ変調出力に接続して行う方法がある。ＩおよびＱ変調入力にいろいろなＤＣ電圧を印加し、そのときに得られるＲＦ変調出力の振幅と位相をネットワークアナライザで測定する。これらの測定から、変調器の利得と位相に関する精度を求め、較正を行うことが可能である。しかし、この方法は高価であり、また複雑な技術を必要とし、精度にも限界がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ネットワークアナライザを必要としないベクトル変調器の較正技術と構成とを提供するものである。上記目的を達成するための本発明は、変調されたＲＦ搬送波のＩおよびＱ成分の相対的な位相を調節するための位相シフト手段を標準的なベクトル変調回路システムに組み込んで用いるようにするものである。また、変調信号の相対振幅を調節するために可変減衰手段をＩおよびＱ変調システムに備えるようにする。
【０００５】
本発明は、ＩおよびＱ変調信号のパワーレベルを測定することによってマイクロ波送信機のＩおよびＱ位相差を測定する技術を提供するものである。パワーレベルを比較し、較正値をリードオンリメモリに記憶して、誤差の補正を行うのに用いられる。
【０００６】
さらに具体的には、誤差補正は、まず、振幅誤差すなわちＩおよびＱ信号パワー測定値の非平衡値を求め、振幅補正信号を記憶し、次に、パワー測定を位相補正に対して実行し、位相補正信号を記憶することによって達成される。この振幅および位相補正信号を用いてＩ／Ｑディジタル入力信号を変化させる。
【０００７】
本発明の目的は、振幅および位相誤差をディジタル信号処理によって補正する改良されたベクトル変調器を提供することである。
【０００８】
本発明の他の目的は、補正計算値を記憶してこれによって変調器の調整を行う改良されたベクトル変調器を提供することである。
【０００９】
本発明のさらに他の目的は、変調器の出力信号のパワーを測定し、これを記憶されている補正値と比較することによって補正信号を生成するベクトル変調器を提供することである。
【００１０】
【実施例】
図１は、本発明による改良されたベクトル変調器を示したものである。ベクトル変調器はＩ／Ｑ変調器とも呼ばれ、セルラ電話などに用いられるマイクロ波送信機に採用されている。ベクトル変調器は、２つの別々の変調信号を搬送波信号の同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）として変調を行うものである。図１において、１０は、従来技術において普通に用いられている典型的なシステムを示し、このシステムは、第１のディジタル信号（Ｉ）をリード１４上に生成し、第２のディジタル信号（Ｑ）をリード１６上に生成するＩ／Ｑエンコーダを含んでいる。リード１４上のＩディジタル信号は、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１８によってアナログ信号に変換され、このアナログ信号はベースバンドフィルタ２０によって平滑化される。同様に、リード１６上のＱディジタル信号がディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２２によってアナログ信号に変換されてベースバンドフィルタ手段２４によって平滑化される。
【００１１】
ＲＦ搬送波信号が局部発振器２６によって生成され、さらに９０度パワー分割器手段２８によって分割されて、同相Ｉ信号成分がリード３０に供給され、また＋９０度直角Ｑ信号成分がリード３２に供給される。
【００１２】
フィルタ２０からリード３４に出力されるアナログＩ成分信号によって、リード３０上の搬送波信号のＩ成分が乗算器３６において変調される。同様に、フィルタ２４からリード３８に出力されるアナログＱ成分信号によって、リード３２上の搬送波信号のＱ成分が乗算器４０において変調される。リード４２および４４上の変調されたＩおよびＱ搬送波信号は、０度パワー結合器４６によって合成され、ベクトル変調されたＲＦ出力信号が生成されてパワー制御ユニット５０を通った後にアンテナ４８を介して送信される。
【００１３】
すでに述べたように、このようなＩ／Ｑ変調器は当該技術として知られているものである。
【００１４】
本発明の原理に従って、アンテナ４８から出力されるＲＦ出力信号の選択された周波数における出力パワーが狭帯域パワーメータ５２によって測定される。狭帯域パワーメータ５２の出力（これについては後にさらに詳細に説明する）が測定プロセッサ５４に印加され、ここでＩおよびＱ信号の任意の振幅および位相誤差に対する所定の補正が算出され、補正信号が、Ｉ／Ｑコーダ１２に送られて、変調システムの較正あるいは調整が行われる。
【００１５】
このような調整によって、ディジタル移動電話に用いられる直交変調器、すなわちベクトル変調器の振幅を平衡させることが可能である。従来技術においては、この調整はトリマー抵抗器を用いて行われているが、本発明においては、調整はディジタル技術を用いて行われる。ベクトル変調器に用いられるＩおよびＱ信号は符号化回路によって生成されるディジタル信号であり、従って、これらの信号振幅はディジタル補正信号によって効果的に調整することが可能である。
【００１６】
本発明によれば、ＤＡＣ、フィルタ、ミクサ、および加算回路における利得とＩおよびＱブランチの差異との両方を補正することができ、また、温度変化によって生じる直交搬送波間の振幅差についても補正することが可能である。
【００１７】
振幅調整値は電気的に消去可能なプログラマブル・リード・オンリー・メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）などのメモリ回路に記憶することができる。
【００１８】
誤差補正の調整処理は、まず最初にＩ信号成分およびＱ信号成分のパワーレベルをデフォルトのＩ／Ｑ座標（０、±１、±√２）に対して測定する。次に補正項をＩおよびＱ座標に加えると、その結果として得られるベクトルが、位相誤差を除いて補正される。位相誤差（９０゜−Ｉ成分とＱ成分との間の実際の位相差）が１゜変化するごとに誤差ベクトルは例えば以下に示すようになる。
パワーレベルの差異が小さくなってくると、位相誤差は向きが逆となり、先の例は次のようになる。
狭帯域パワーメータ５２からのパワーレベル測定情報はデータバスを介してデータプロセッサ５４に送られる。
【００２１】
図１に示したシステムにおいては、ベクトル変調部１０は、既知の符号化・ベクトル変調技術、および既知の送信音声信号処理段を用いている。音声符号化ＩおよびＱ信号成分は、０から１へ、および１から０への遷移からなっているが、これらはそれぞれディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１８および２２へ供給され、ここで広帯域アナログ信号が生成されて、ベースバンドフィルタ２０および２４に供給される。ベースバンドフィルタ２０および２４からの出力は、リード３０および３２の搬送波信号のＩおよびＱ成分を変調するのに用いられる。
【００２２】
なお、用いている変調方法は当該技術において、π／４シフト符号化直交位相シフトキーイングとして知られているものである。
【００２３】
π／４シフト符号化直交位相シフトキーイング技術においては、搬送波の変調はコサイン成分とサイン成分とからなっている。信号ベクトルのコサイン成分は同相信号すなわちＩ信号であり、信号ベクトルのサイン成分は直交信号、すなわちＱ信号である。
【００２４】
ＩおよびＱ信号ベクトル成分は搬送波信号のＩおよびＱ成分と混合され、さらに足し合わされて送信信号が生成される。信号ベクトルの位相シフトであるベクトル成分ＩおよびＱを表す信号の生成が、搬送波の位相シフトが±３π／４ラジアンだけ生じるように信号ベクトルのシフトを行うことによってなされる。各位相シフト（−３π／４、＋３π／４、＋π／４、−π／４）によって、取り得る４つの信号の１つが符号化される。
【００２５】
この変調方式は、図３に示した位相配置を用いている。なお、この配置にはグレーコードが用いられていることに注意すべきである。すなわち、隣接する信号位相に対応する２つの双ビット符号は１つのビットのみが変わる。雑音によって起こり得るエラーのほとんどは、誤って隣接の位相を選択してしまうことになるものであり、そのため、ほとんどの双ビット符号エラーは、シングルビットエラーのみ含んでいる。
【００２６】
【外１】
π／４変調においては、情報は差分符号化されて、すなわち符号は絶対位相としてではなく位相変化として伝送される。図４は差分符号化を示すブロック図である。変調器に入力された２進データストリームｂｍ はシリアル・パラレル変換器によって２つの別々の２進ストリーム（Ｘｋ ）および（Ｙｋ ）に変換される。ストリームｂｍ のビット１から始まって、時間的な順番で奇数番目のビットがストリームＸｋ を形成し、偶数番目のビットがＹｋ を形成する。
【００２８】
ディジタルデータ列（Ｘｋ ）および（Ｙｋ ）は以下に示す式に従って（Ｉｋ ）および（Ｑｋ ）に符号化される。
Ｘｋ Ｙｋ Δφ
１ １ −３π／４
０ １ ３π／４
０ ０ π／４
１ ０ −π／４
【００２９】
図４において、差分位相符号化手段からの出力信号Ｉｋ およびＱｋ は５つの値、０、±１、±１／√２のうちのいずれかの値をとることができ、その結果として図３に示したような配置となる。
【００３０】
図１のＩ／Ｑ符号器１２からのパルスＩｋ およびＱｋ はＤＡＣ１８およびＤＡＣ２２によってアナログ信号に変換されてＩおよびＱベースバンドフィルタ２０および２４の入力端子に印加される。ベースバンドフィルタは線形な位相特性を有し、また以下の式に示すような周波数のコサインの１／２乗の応答特性を有している。
【００３１】
【数１】
【００３２】
この結果、図１のパワー結合器４６から送信される信号ｓ（ｔ）は次のようになる。
ｓ（ｔ）＝Σｇ（ｔ−ｎＴ）ｃｏｓφｎ ｃｏｓωｃ ｔ−Σｇ（ｔ−ｎＴ）ｓｉｎφｎ ｓｉｎωｃ ｔ
ここで、ｇ（ｔ）はパルス形状関数であり、ωｃ は搬送波角周波数である。また、Ｔは符号周期、φｎ は第ｎ番目の符号区間に対応する絶対位相である。
【００３３】
また、差分符号化の結果として得られるφｎ は次のようになる。
φｎ ＝ φｎ−１ ＋ Δφｎ
【００３４】
なお、先に引用した位相表に指定されたｓ（ｔ）を生成するのであれば、どのような方法を用いてもよい。
【００３５】
本発明によるＩ／Ｑ調整の処理手順の例を以下に示す。
１．初期送信機設定
−モード：ディジタル
−チャネル ３００ （Ｆｏ ＝８３４ＭＨｚ）
−ＴＸパワーレベル ０
−ＡＦＣを前回のアナログ調整ＡＦＣ値に設定
−位相補正値を開始時にプロセッサにロードする
−振幅補正値を開始時にプロセッサにロードする
−振幅レベル値を開始時にプロセッサにロードする
−連続送信 オン
−変調符号 １チェイン
【００３６】
２．測定：
−アンテナコネクタに接続された２．５ｋＨｚフィルタパワーメータを用いて狭帯域ＲＦパワーを測定する
【００３７】
３．ローカル・シーケンス
−変調器調整
−以下に対して補正値を設ける
−振幅レベル
−振幅補正
−位相補正
−連続送信
【００３８】
４．調節
１．スケール係数を設定（３６．０ｄＢｍ）
２．振幅
Ｆｏ −９．１１２５ｋＨｚおよびＦｏ ＋９．１１２５ｋＨｚの搬送波周波数のパワーレベルを測定する。これらのパワーレベルを比較する。このとき、ＳＳＢ減衰（レベル差）が可能な限り大きくなければならない（Ｆｏ −９．１１２５ｋＨｚのレベルの方が大きい）。調節を行い振幅補正値をロード。測定を反復実行。これを最大のＳＳＢ減衰が得られるまで繰り返す。値を測定プロセッサのＥＥＰＲＯＭに保存する。
３．位相補正
ＳＳＢ減衰を２．に説明したようにして実行。調節を行い、位相補正の新しい値をロードして上記２つの周波数について測定を繰り返す。位相補正値は最大のＳＳＢ減衰が達成されるまで調節を行う。これらの２つの補正ＳＳＢ減衰値は３２ｄＢ以上でなければならない。値を測定プロセッサのＥＥＰＲＯＭに記憶する。
４．変調器出力レベル
振幅レベル値を減少し、送信機ユニットにロードしてＲＦパワーを測定する（ＢＷ＞３０ｋＨｚ）。これを、ＲＦパワーが３６．０ｄＢｍよりも０．５ｄＢｍだけ下がる（３５．５ｄＢｍ）まで反復する。このレベルが達成されたら、２つの補正レベル（ＩおよびＱ）を乗算器で増大する（ＩＴＸおよびＱＴＸ信号振幅の１．５ｄＢの増大に対応）。スケール係数をＥＥＰＲＯＭに記憶する。
【００３９】
通常の送信機のパワー制御の拡張として、出力パワーをＩおよびＱ信号の振幅を用いて調整することも可能である。これは、パワー制御幅が狭すぎるときには必要である。
【００４０】
構成部品のばらつきと、温度変化によって、出力パワーの上限および下限においてパワー制御ができなくなる可能性があるが、本発明を用いることによってこの問題を解決することが可能である。
【００４１】
生産時において、パワー制御幅位置は、ＩおよびＱ振幅を用いて調整される。このような調整を行うことによって、構成部品のばらつきに起因するパワー制御幅位置のばらつきが補正される。
【００４２】
生産時調整の後に、システムが移動電話において用いられているときに、もし温度あるいは経時変化によってＴＸパワー制御ができなくなった場合には、出力パワーの調整をＩおよびＱ振幅を用いて行うことができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明の改良されたベクトル変調器においては、ディジタル信号処理によって位相が補正される。また記憶された演算値を用いて調整が行われる。また、位相誤差補正信号は、変調器出力のパワーレベルを測定することによって求められる。
【００４４】
以上に本発明を、好適な実施例について具体的に説明したが、本発明の範囲と精神から逸脱することなく、構成および詳細を変更することが可能であることは当業者には明らかなことであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理に基づいて位相補正を行うベクトル変調システムを示した概略ブロック図である。
【図２】位相誤差がベクトル変調器のＩおよびＱ信号成分に対して与える影響を示した図である。
【図３】位相配置について示したものであり、本発明の説明に供するための図である。
【図４】本発明の実施例において用いられる差分符号器を示した概略ブロック図である。
【符号の説明】
１０…ベクトル変調回路部
１２…Ｉ／Ｑ符号化回路
１８、２２…Ｄ／Ａ変換回路
２０、２４…フィルタ
２６…局部発振器
２８…パワー分割器
４８…アンテナ
５０…パワー制御ユニット
５２…パワーメータ
５４…測定プロセッサ
Claims (7)
- データ信号の同相Ｉ成分であるディジタル信号およびデータ信号の直交Ｑ成分であるディジタル信号を供給するためのＩ／Ｑディジタル符号化手段と、ディジタルＩおよびＱデータ信号をアナログＩおよびＱデータ信号に変換するためのディジタル・アナログ変換器手段と、同相Ｉアナログデータ信号成分のためのベクトル経路および直交Ｑアナログデータ信号成分のためのベクトル経路と、搬送波信号の同相Ｉ成分をＩ成分アナログデータ信号によって変調し搬送波信号の直交Ｑ成分をＱ成分アナログデータ信号によって変調するための変調手段と、ＩおよびＱ変調搬送波信号成分を１つの信号に結合するための手段と、上記結合されたＩおよびＱ変調搬送波信号を送信するためのアンテナ手段と、を具備した型のベクトル変調システムにおいて、該ベクトル変調システムが調整手段を有しており、該調整手段が、
上記アンテナからの上記の結合されたＩおよびＱ変調搬送波信号の選択された周波数における出力パワーを測定し、上記変調Ｉ搬送波信号成分と変調Ｑ搬送波信号成分との間の振幅差および位相差を供給するためのパワーメータ手段と、
上記パワーメータ手段に応答して上記ＩおよびＱ変調搬送波信号成分の振幅誤差に対応する振幅補正信号を生成する手段、および、上記パワーメータ手段に応答して上記ＩおよびＱ変調搬送波信号成分の位相誤差に対応する位相補正信号を生成する手段と、
上記振幅補正信号および上記位相補正信号とから導出されたディジタル誤差補正信号を上記Ｉ／Ｑディジタル符号化手段に供給することによって上記振幅差および位相差を補正するための手段と、
を具備し、
上記パワーメータ手段が、第１の周波数値および第２の周波数値における上記出力パワーを測定し、上記パワーメータ手段に応答して振幅補正信号を生成する上記手段が、上記第１の周波数と上記第２の周波数の上記出力パワーの振幅レベルを比較し、上記比較に応じて上記振幅補正信号を生成して上記Ｉ／Ｑ符号化手段からの上記ディジタル信号を調節し上記第１の周波数と上記第２の周波数の上記出力パワー間で最大達成可能な振幅レベル差が生じるようにされているベクトル変調システム。 - 上記調整手段がさらに、振幅補正値および位相補正値を記憶するメモリ記憶装置を有するプロセッサ手段を含み、上記プロセッサ手段が、上記パワーメータ手段に応じて生成された上記振幅補正信号に応答して、上記の記憶された振幅補正値を上記の測定された出力パワーから上記振幅補正信号に対応する新しい値に調節するようにされている請求項１に記載のベクトル変調システム。
- 上記プロセッサ手段が、上記パワーメータ手段に応じて生成された上記位相補正信号にも応答して、上記の記憶された位相補正値を上記の測定された出力パワーから上記位相補正信号に対応する新しい値に調節するようにされている請求項２に記載のベクトル変調システム。
- 上記の新しい振幅補正値および位相補正値が上記誤差補正信号の上記Ｉ／Ｑディジタル符号化手段に印加されて上記ディジタル信号を調節するようにされている請求項３に記載のベクトル変調システム。
- 上記振幅誤差および位相誤差によって上記Ｉ信号成分とＱ信号成分との間に９０度以外の位相差が生じたとき、上記Ｉ／Ｑディジタル符号化手段に印加された上記振幅成分値および位相成分値によって上記ディジタル信号が調節されて、上記Ｉ信号成分とＱ信号成分との間に９０度の位相差が得られるようにされている請求項４に記載のベクトル変調システム。
- 上記振幅補正信号の後に、上記パワーメータ手段からの上記第１の周波数と上記第２の周波数の上記出力パワー間の比較に応じて、上記位相補正信号が生成され、上記Ｉ／Ｑ符号化手段からの上記ディジタル信号を調節することによって、上記第１の周波数と上記第２の周波数の上記出力パワー間の差異がさらに大きな達成可能最大振幅レベル差となるようにされている請求項１に記載のベクトル変調システム。
- データ信号の同相Ｉ成分であるディジタル信号およびデータ信号の直交Ｑ成分であるディジタル信号を供給するためのＩ／Ｑディジタル符号化手段と、ディジタルＩおよびＱデータ信号をアナログＩおよびＱデータ信号に変換するためのディジタル・アナログ変換器手段と、同相Ｉアナログデータ信号成分のためのベクトル経路および直交Ｑアナログデータ信号成分のためのベクトル経路と、搬送波信号の同相Ｉ成分をＩ成分アナログデータ信号によって変調し搬送波信号の直交Ｑ成分をＱ成分アナログデータ信号によって変調するための変調手段と、ＩおよびＱ変調搬送波信号成分を１つの信号に結合するための手段と、上記結合されたＩおよびＱ変調搬送波信号を送信するためのアンテナ手段と、を具備した型のベクトル変調システムであって、
第１及び第２の搬送波周波数のパワーレベルを測定して比較し、ＳＳＢ減衰が可能な限り大きくなるように調節を行って振幅補正値をロードした後に、最大のＳＳＢ減衰が達成されるまで調節を行って位相補正値をロードする調整手段、を具備することを特徴とするベクトル変調システム。
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