JP3562334B2

JP3562334B2 - 半導体電力変換装置

Info

Publication number: JP3562334B2
Application number: JP24283298A
Authority: JP
Inventors: 和久森; 隆二伊予谷; 茂太上田; 洋満酒井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-08-28
Filing date: 1998-08-28
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2018-08-28
Also published as: JP2000078834A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は自己消弧型スイッチング素子を用いた半導体電力変換装置に関し、特に装置の小型化及び効率向上を図った半導体電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自己消弧型スイッチング素子のゲート駆動回路に電力を供給する方式として、半導体電力変換装置外部の大地側の別電源から絶縁変圧器を介して供給する方式及び半導体電力変換装置内の主回路から直接供給する方式がある。半導体電力変換装置外部の大地側の別電源から絶縁変圧器を介して供給する方式は、変換器直流電圧が高電圧になると絶縁変圧器の高耐圧化のため、電力変換器の寸法が大きくなり、コストも高くなる。また、スイッチング素子の大容量化，高周波数化が進むにつれてスイッチング素子の駆動に必要な電力も大きくなり、絶縁変圧器の大型化，コスト増により、電力変換器の省スペース化，低価格化が困難となる。主回路からゲート駆動に必要な電力を得る方法としては、例えば、公開特許公報の特開平６−９８５２８号に記載されている方法がある。これは図１０に示すように、スイッチング素子１０１と並列に第１のコンデンサ１０６及びリアクトル１０７からなる直列回路及びそのリアクトル１０７と並列に第２のコンデンサ１０９と第１のダイオード１０８からなる直列体を接続して、その第２のコンデンサ１０９を介してゲート駆動電力を供給している。
【０００３】
さらに、スイッチング素子１０１の一端に一方の端子が接続され他方の端子が第１のダイオード１０８と第２のコンデンサ１０９の直列接続点となるように第１の抵抗１１０を接続している。
【０００４】
第２のスイッチング素子１１１及び第２の抵抗１１２は、第２のコンデンサ
１０９の電圧を調整するための回路である。
【０００５】
また、図中のダイオード１０４（スナバダイオードと称す）及び第３のコンデンサ１０３（スナバコンデンサと称す）はスイッチング素子１０１のターンオフ時の電圧上昇を抑制するためのスナバ回路であり、第３の抵抗１０５（スナバ抵抗と称す）はスイッチング素子１０１のターンオフ時にスナバコンデンサ１０３に蓄積されたエネルギーをターンオン時に消費するための回路である。さらに、第３のダイオード１０２は還流のためのフリーホイーリングダイオードである。変換器が運転前の全スイッチング素子がオフの状態は、第１の抵抗１１０を介して第２のコンデンサ１０９を充電することによりゲート駆動電力を供給し、変換器の運転中はスイッチング素子１０１のオフ時に第１のコンデンサ１０６に蓄積したエネルギーをスイッチング素子１０１のターンオンによりリアクトル１０７を介して第２のコンデンサ１０９にエネルギーを蓄積して、ゲート駆動装置７０に電力を供給している。この時の動作は以下のようになっている。すなわち、スイッチング素子１０１がターンオンすると、第１のコンデンサ１０６に蓄積された電荷がスイッチング素子１０１，リアクトル１０７を通って放電した後、第１のコンデンサ１０６が逆向きに充電される。この逆向きの電圧が第２のコンデンサ１０９の電圧以上になると第１のダイオード１０８が導通して、リアクトル
１０７を流れていた電流の一部がこのダイオード１０８及びコンデンサ１０９に流れる。こうして、スイッチング素子のスイッチングによりコンデンサ１０９を充電してゲート駆動電力を供給している。
【０００６】
この方式では、スイッチング素子１０１と同等の耐圧及び大電流が流れるリアクトル１０７が必要なため、装置が大型化してしまう。
【０００７】
さらに、スイッチング素子１０１のターンオン時にスナバコンデンサ１０３の放電電流及びコンデンサ１０６の放電電流の両方が流れるため、ターンオン時のスイッチング素子１０１の損失の増加につながる。
【０００８】
また、スイッチング素子にＩＧＢＴを用いた場合には、ターンオフ時の電圧上昇率の許容範囲が高いため、スナバダイオード１０４を省略した無極性スナバ回路とすることができ、装置の小型化が可能である。この場合に、スナバ抵抗はターンオフにより電流が流れ込み、スナバ回路に流れ込む電流と抵抗値の積の電圧が発生するため、あまり大きな値にはできない。一方スナバコンデンサ１０３の静電容量も小型化及び損失低減のためにできるだけ小さい値となる。この場合にゲート駆動電源供給用にコンデンサ１０６及びリアクトル１０７を接続すると、スナバ回路とこのコンデンサ１０６及びリアクトル１０７で構成される回路が振動系になる可能性が高く、スイッチング素子１０１に悪影響を及ぼすことが懸念される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記のような問題点を考慮してなされたものであり、比較的構成が簡単な回路によってゲート駆動用電力を安定に自給することができる半導体電力変換装置を提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明による電力変換装置においては、自己消弧スイッチング素子と並列に、抵抗及びコンデンサの直列体をコンデンサが該自己消弧型スイッチング素子の低電位側（例えばＩＧＢＴの場合にはエミッタ側）となるように接続し、第１の直列体のコンデンサ及び該コンデンサに接続された電圧調整回路を介して、該自己消弧スイッチング素子の駆動回路に電力を供給する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図を用いて本発明の実施例を示す。
【００１２】
ここでは、自己消弧スイッチング素子１としてＩＧＢＴを用いた場合を例にとって示す。さらに、ＩＧＢＴには逆並列に接続されているフリーホイーリングダイオード２が内蔵されていることが多いが、これも図示する。
【００１３】
図１に、本発明の第１の実施例を示す。
【００１４】
ＩＧＢＴ１と逆並列にフリーホイーリングダイオード２が接続されているところに、スナバコンデンサ４及びスナバ抵抗３から構成される直列体が接続され、ＩＧＢＴオフ時の電圧上昇を抑制する。
【００１５】
ＩＧＢＴ１と並列に抵抗５及びコンデンサ６（給電コンデンサと称す）を接続し、給電コンデンサ６より電圧調整回路７１を介してゲート駆動電力を供給する。図においては、電圧調整回路７１，ゲート駆動装置７３のためのゲート駆動電源回路７２及びゲート駆動装置７３をひとまとめにゲート駆動ユニット７０とした。
【００１６】
ゲート駆動装置７３には、光ファイバ７４などの電気絶縁できる手段によって図示していない制御盤からゲート信号が与えられ、それに応じたゲートパルスをＩＧＢＴ１に与えることにより、ＩＧＢＴ１のオン，オフを行う。
【００１７】
ＩＧＢＴ１がオフしている間は、ＩＧＢＴ１両端に電圧が印加されるため抵抗５を介して給電コンデンサ６が充電される。ＩＧＢＴ１がオンしている時は、
ＩＧＢＴ１及び抵抗５を介してコンデンサ６は放電するが、この時抵抗５の抵抗値及びコンデンサ６の静電容量を大きくすることでコンデンサ６の電圧低下を抑制することができる。
【００１８】
ＩＧＢＴ１のターンオフ時の跳ね上がり電圧はスナバ回路、すなわちスナバコンデンサ４及びスナバ抵抗３によって抑制されるので問題ない。ＩＧＢＴ１のターンオン時は、前述したように抵抗５の抵抗値を大きくすることで放電電流を低減できるので、ＩＧＢＴ１のターンオン損失を増大させることもない。
【００１９】
また、回路は抵抗とコンデンサから構成されており抵抗により振動が抑制され、素子に悪影響を及ぼす心配はない。配線のインダクタンスは存在するが、抵抗も比較的大きいので振動系にはならない。
【００２０】
変換器運転前の状態においても、ＩＧＢＴ１の両端に電圧が印加されれば、抵抗５を介して給電コンデンサ６が充電されるので、必然的にゲート駆動電力が供給される。
【００２１】
この時の抵抗５及び給電コンデンサ６の定数は以下のように設定する。
【００２２】
前述したように、ＩＧＢＴ１がオン中に給電コンデンサ６は次式のように放電する。
【００２３】
ｖ＝Ｖｏ・ｅｘｐ（−ｔ／τ）
τ＝Ｃ・Ｒｄ
ここで、Ｖｏは給電コンデンサ６の初期電圧、Ｃは給電コンデンサ６の静電容量、Ｒｄは抵抗５の抵抗値であり、時定数τを最長オン時間の２０倍以上にすれば、この間の給電コンデンサ６の電圧は
ｖ＝Ｖｏ・ｅｘｐ（−１／２０）＝０．９５・Ｖｏ
と、５％程度の減衰だけである。
【００２４】
時定数を大きくすると、充電するのにも時間が必要であるが、給電コンデンサ６の静電容量が大きければ一度充電すれば電圧の変動が小さいので、問題はない。
【００２５】
なお、変換器運転前のようにＩＧＢＴ１がオフした状態が続く場合には、給電コンデンサ６の電圧は１素子当りの直流電圧まで充電されることになる。そのためゲート駆動ユニット７０内部に電圧調整回路７１を設けている。
【００２６】
また、給電コンデンサ６の電圧調整範囲を高くても５０Ｖ程度とすれば、ゲート駆動ユニット７０内部の絶縁が容易であると同時にゲート駆動電源７２に汎用のＤＣ／ＤＣコンバータを用いることができる。この時にＩＧＢＴ１の直流電圧は概ね１ｋＶ以上であり、それに対して給電コンデンサ６の電圧は５％程度であるので、抵抗５はＩＧＢＴ直列接続時の直流電圧の分担を揃えるための分圧抵抗の役割を果たすことができる。この場合の抵抗５の抵抗値はＩＧＢＴ１のオフ時の漏れ電流及びその素子毎のばらつきによって決める。この抵抗値の決め方を２直列にした場合を例として下記に示す。
【００２７】
コレクタ遮断電流の小さい方を抵抗に換算した値をｒ_１＝ｒｏとして、もう一方をコレクタ遮断電流が１．４倍程度として、換算した抵抗がｒ_２＝０．７ｒｏであるとする。それぞれのＩＧＢＴに並列に分圧抵抗Ｒｄ＝γｒｏを接続するので、合計の抵抗はそれぞれ以下となる。
【００２８】
１）コレクタ遮断電流小さいＩＧＢＴ：Ｒ_１

２）コレクタ遮断電流大きいＩＧＢＴ：Ｒ_２

電圧分担の目安として、Ｒ_１／Ｒ_２＜１．１、すなわち分担電圧が高い方のが低い方の１１０％以内とすると、
Ｒ_１／Ｒ_２＝γ／（γ＋１）／｛γ・０．７／（γ＋０．７）｝＜１．１
よって、
（１−１．１×０．７）γ＜１．１×０．７−０．７
０．２３γ＜０．０７
したがって、γ＜０．３
そこで、抵抗５の抵抗値Ｒｄをコレクタ遮断電流から換算した抵抗値ｒｏの４分の１以下にすることで直流電圧分担を平衡化させる分圧抵抗とすることができる。
【００２９】
以上の実施例では給電コンデンサ６と抵抗５の接続位置はどちらでもよいが、図示したように、給電コンデンサ６をＩＧＢＴ１のエミッタ側に接続することによって、ゲート駆動ユニット７０の電位をＩＧＢＴ１のエミッタと共通電位とすることができ、ゲート駆動ユニット７０入出力間の絶縁が不要となり、小型化が図れる。
【００３０】
図２に本発明の第２の実施例を示す。
【００３１】
図２は、図１の構成からスナバ回路部分を取り除いた構成である。前述したようにＩＧＢＴはターンオフ時の電圧上昇率の許容範囲が広いため、スナバ回路を付けないで用いることができる。この構成においても、ＩＧＢＴ１がオフしている状態では、抵抗５を介して給電コンデンサ６を充電することができるので、ゲート駆動電力は図１の場合と同じように可能である。本実施例によって一層の装置の小型化が図れる。
【００３２】
図３に本発明の第３の実施例を示す。
【００３３】
図３は、抵抗５と直列にダイオード８を接続した構成である。ＩＧＢＴ１のオンしている時間が長く、その間の給電コンデンサ６のＩＧＢＴ１を介しての放電エネルギーが多い場合はこのダイオード８により放電を抑制することができる。ＩＧＢＴ１がオフ中はＩＧＢＴ１の両端に給電コンデンサ６の電圧以上の電圧が印加され、ダイオード８が導通して給電コンデンサ６を充電しゲート駆動電力を供給する。この時の充電電流は抵抗５で制限されているので、大電流用のダイオードでなくても十分であり、またＩＧＢＴ１がオン時にダイオード８に逆電圧が印加されるが、その値は給電コンデンサ６電圧相当なので、高耐圧のものでなくてよい。また、ＩＧＢＴを直列接続した場合にも、ダイオードのオン電圧のばらつきは直流電圧に比べて極めて小さいので、直流電圧分担に及ぼす影響もわずかである。
【００３４】
図４に本発明の第４の実施例を示す。
【００３５】
図４は、図２の給電コンデンサ６の両端に開放スイッチ９９などにより脱着可能とした整流器９１及び商用電源９２を取り付けた構成としている。これは、直流電圧が０の状態でゲートパルスの確認を実施するためにゲート駆動ユニット
７０に電力を供給するためのものである。直流電圧が印加された状態では、抵抗５により給電コンデンサ６を介して給電可能なので、印加する前に整流器９１及び電源９２を取り外す。直流電圧印加時に大地電位の電源９２が接続されていると、絶縁が必要であるが印加していない状態ならば必要ない。この構成にすることによって、電圧印加前のゲートパルス確認が可能になる。
【００３６】
図５に本発明の第５の実施例を示す。
【００３７】
図５は、図２の給電コンデンサ６の後段にダイオード９０を接続して、さらにスイッチ付きのバッテリー９４及びバッテリー保護用のダイオード９３を接続した構成になっている。図４の大地電位の電源９２の役割をバッテリー９４が担っている。バッテリー９４のスイッチは、ゲートパルスの確認を始めるときにオンするが、オンのまま直流電圧を印加しても、その場合には抵抗５を介して給電コンデンサ６が充電され、ダイオード９０が導通し、ダイオード９３がブロックするので問題はない。
【００３８】
電力変換器の適用場所によっては、雷インパルス印加試験などが必要な場合がある。この時は、ＩＧＢＴ１の両端に電圧が印加されるのは短時間なので、抵抗５を介しての充電ではゲート駆動電力は供給できない。また図４の方法では、短時間でもＩＧＢＴ１に高電圧が印加されるので、大地との絶縁が必要である。図５の方法ならばバッテリー９４からの供給によりこのようなインパルス試験時にもＩＧＢＴ１がオンしないように逆電圧をかけておくためのゲート駆動電力を供給することが可能である。
【００３９】
図６に本発明の第６の実施例を示す。
【００４０】
図６は、電圧プローブからの電気信号入力を光信号に変換する装置（Ｅ／Ｏ装置）９５，光信号を伝達する手段９６及び光信号を再び電気信号に変換する装置（Ｏ／Ｅ装置）９７を介して、元の電気信号を観測するシステムのＥ／Ｏ装置
９５を、図５のバッテリー９４に接続し電源としたものである。直列接続した場合において、各ＩＧＢＴ１の電圧計測の際は、電位の異なる点での同時計測の必要性が生じる。通常の運転時には電圧波形の観測等は必要ないが、設置直後の調整及び確認時には必要となる場合が多い。そこで、バッテリー９４をＥ／Ｏ装置９５の電源として用い、光ファイバなどの伝送手段９６を介して送られた光信号をＯ／Ｅ装置９７で電気信号に戻した後にオシロスコープ等９８で電圧を観測することが可能になり、通常別設備として必要なＥ／Ｏ装置９５の電源を省略できる。
【００４１】
図７に本発明の第７の実施例を示す。
【００４２】
図７は、図１においてゲート駆動ユニット７０内の電圧調整回路にツェナーダイオード７１０を用いた場合である。ＩＧＢＴ１両端の電圧はｋＶオーダーとなるが、抵抗５も通常ｋΩオーダーの抵抗値なので、給電コンデンサ６に流れる電流は数アンペア以下である。そのため、電圧調整回路７１はツェナーダイオード７１０でも十分であり、図１０の従来例で示したようなスイッチング素子１１１と抵抗１１２で構成される回路に比べて小型化が可能である。
【００４３】
図８に本発明の第８の実施例を示す。
【００４４】
図８は、スナバ抵抗３と抵抗５を中間端子をもつ１つの抵抗体３０で構成している。本実施例の構成にすることで装置の一層の小型化が図れる。
【００４５】
図９に本発明の第９の実施例を示す。
【００４６】
図９は、スナバコンデンサ４と給電コンデンサ６を１つの筐体のコンデンサ
４０で構成している。本実施例の構成にすることで装置の一層の小型化が図れる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明により、スイッチング素子に悪影響を及ぼさずゲート駆動電力を安定に供給できる、比較的小型で簡単な構成の回路を用いた電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す。
【図２】本発明の第２の実施例を示す。
【図３】本発明の第３の実施例を示す。
【図４】本発明の第４の実施例を示す。
【図５】本発明の第５の実施例を示す。
【図６】本発明の第６の実施例を示す。
【図７】本発明の第７の実施例を示す。
【図８】本発明の第８の実施例を示す。
【図９】本発明の第９の実施例を示す。
【図１０】従来の回路方式を示す。
【符号の説明】
１…ＩＧＢＴ、２…フリーホイーリングダイオード、３…スナバ抵抗、３０…中間端子付抵抗体、４…スナバコンデンサ、４０…複数コンデンサ筐体、５…分圧・給電抵抗、６…給電コンデンサ、７０…ゲート駆動ユニット、７１…電圧調整回路、７２…ゲート駆動電源、７３…ゲート駆動装置、７４…光ファイバ、７１０…ツェナーダイオード、８…給電ダイオード、９０…給電コンデンサ保護ダイオード、９１…低圧給電用整流器、９２…低圧給電用電源、９３…バッテリー保護ダイオード、９４…バッテリー、９５…電圧計測用Ｅ／Ｏ装置、９６…計測信号光伝送手段（光ファイバ）、９７…計測用Ｏ／Ｅ装置、９８…波形観測器（オシロスコープ）、９９…電源開放スイッチ、１０１…ＧＴＯ、１０２…フリーホイーリングダイオード、１０３…スナバコンデンサ、１０４…スナバダイオード、１０５…スナバ抵抗、１０６…第１のコンデンサ、１０７…リアクトル、１０８…第１のダイオード、１０９…第２のコンデンサ、１１０…第１の抵抗、１１１…第２の半導体スイッチ、１１２…第２の抵抗。

Claims

電圧駆動型自己消弧スイッチング素子と、該スイッチング素子の駆動回路とを備えた半導体電力変換装置において、
該半導体電力変換装置が、
前記スイッチング素子の主端子間に接続した、抵抗とコンデンサとの第１の直列体と、
該第１の直列体のコンデンサの両端に接続された電圧調整回路を有する前記スイッチング素子の駆動回路部と、
スイッチ部を介して前記第１の直列体のコンデンサの両端に接続する直流電源とを備えたことを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１において、前記コンデンサが前記スイッチング素子主端子の低電位側となるように前記第１の直列体を接続したことを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１または２のいずれかに記載の半導体電力変換装置において、
前記第１の直列体が抵抗とコンデンサとをダイオードを介して接続したことを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１〜３のいずれか１項に記載の半導体電力変換装置において、
前記第１の直列体のコンデンサの容量と抵抗の抵抗値とによる時定数が、前記スイッチング素子のスイッチング周期の２０倍以上で、かつ、前記抵抗の抵抗値が前記スイッチング素子のオフ時に流れるもれ電流を用いて抵抗値に換算した値の４分の１以下の値であることを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１〜４のいずれか１項に記載の半導体電力変換装置において、
前記スイッチ部を介して前記第１の直列体のコンデンサの両端に接続する直流電源が、商用電源を整流した直流電源であることを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１〜４のいずれか１項に記載の半導体電力変換装置において、
前記スイッチ部を介して前記第１の直列体のコンデンサの両端に接続する直流電源が、バッテリーであることを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１〜６のいずれか１項に記載の半導体電力変換装置において、
前記第１の直列体の抵抗が、共通の接点がある複数の抵抗を中間端子を有する複数抵抗体の１つの抵抗体で構成したことを特徴とした半導体電力変換装置。
請求項１〜７のいずれか１項に記載の半導体電力変換装置において、
前記第１の直列体のコンデンサが、共通の接点がある複数のコンデンサを１つの筐体で構成した複数コンデンサの一つのコンデンサであることを特徴とした半導体電力変換装置。