JP3518942B2 - 超音波装置および超音波装置用部品 - Google Patents
超音波装置および超音波装置用部品Info
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- JP3518942B2 JP3518942B2 JP03773396A JP3773396A JP3518942B2 JP 3518942 B2 JP3518942 B2 JP 3518942B2 JP 03773396 A JP03773396 A JP 03773396A JP 3773396 A JP3773396 A JP 3773396A JP 3518942 B2 JP3518942 B2 JP 3518942B2
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- Japan
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- signal
- signals
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- time series
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- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は超音波により水中物
体あるいは生体病変等の計測あるいは診断を行なう超音
波装置および超音波装置用部品に関するものである。
体あるいは生体病変等の計測あるいは診断を行なう超音
波装置および超音波装置用部品に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】これまで水中あるいは生体中における超
音波撮像の方式が提案されている。このような装置にお
いては、多数の素子による受信信号それぞれに、アナロ
グ信号の遅延処理を行ない、それら全体を加算する（整
相処理と呼ぶ）ことにより空間分解能を実現している。
この部分が受信整相部であり、この部分における基本性
能は遅延時間の設定精度により決定されるため（日本音
響学会誌、４４巻９号、ｐｐ．６５３−６５７，１９８
８年９月）、信号の遅延処理構成が最重要課題となる。
そこで、遅延時間に対する精度要求を緩和し、アナログ
信号の遅延処理を簡略化する周波数移動整相法を提案し
た。一方最近においては、整相部の構成法としては、Ａ
／Ｄ変換器等により信号を標本化する標本化整相法が重
要な技術である。この場合においては、標本化回路の動
作速度を低くし、しかも遅延時間の量子化精度を高くす
る構成が望まれる。この方式として、信号を内挿する構
成が知られている（日本音響学会誌、４４巻７号、ｐ
ｐ．４９６−５０２，１９８８年７月）。
音波撮像の方式が提案されている。このような装置にお
いては、多数の素子による受信信号それぞれに、アナロ
グ信号の遅延処理を行ない、それら全体を加算する（整
相処理と呼ぶ）ことにより空間分解能を実現している。
この部分が受信整相部であり、この部分における基本性
能は遅延時間の設定精度により決定されるため（日本音
響学会誌、４４巻９号、ｐｐ．６５３−６５７，１９８
８年９月）、信号の遅延処理構成が最重要課題となる。
そこで、遅延時間に対する精度要求を緩和し、アナログ
信号の遅延処理を簡略化する周波数移動整相法を提案し
た。一方最近においては、整相部の構成法としては、Ａ
／Ｄ変換器等により信号を標本化する標本化整相法が重
要な技術である。この場合においては、標本化回路の動
作速度を低くし、しかも遅延時間の量子化精度を高くす
る構成が望まれる。この方式として、信号を内挿する構
成が知られている（日本音響学会誌、４４巻７号、ｐ
ｐ．４９６−５０２，１９８８年７月）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、信号を内挿す
る構成では、受信素子のすべてに内挿器が必要であり、
しかもこの内挿器には乗算器が必要であることから、多
くのたとえば数千個の受信素子を必要とする高性能装置
の実現は困難となる。
る構成では、受信素子のすべてに内挿器が必要であり、
しかもこの内挿器には乗算器が必要であることから、多
くのたとえば数千個の受信素子を必要とする高性能装置
の実現は困難となる。
【０００４】本発明は上述の課題を解決するためになさ
れたもので、受信素子の数が多くとも構成が簡単である
超音波装置、その超音波装置用部品を提供することを目
的とする。
れたもので、受信素子の数が多くとも構成が簡単である
超音波装置、その超音波装置用部品を提供することを目
的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明においては、複数の受信素子を有し超音波信
号を受信する超音波装置において、各受信信号を標本化
して標本化信号とする標本化手段と、上記各標本化信号
を時系列に複数群の分配時系列信号に分配する分配手段
と、上記分配時系列信号を上記群ごとにトーナメント的
に加算して加算時系列信号とする加算手段と、上記加算
時系列信号を周波数帯域制限する帯域制限手段とを設
け、２本または４本の信号を４群の部分時系列信号に変
換する分配加算部分構成を複数設け、上記部分時系列信
号を加算することにより上記加算時系列信号を得る。
め、本発明においては、複数の受信素子を有し超音波信
号を受信する超音波装置において、各受信信号を標本化
して標本化信号とする標本化手段と、上記各標本化信号
を時系列に複数群の分配時系列信号に分配する分配手段
と、上記分配時系列信号を上記群ごとにトーナメント的
に加算して加算時系列信号とする加算手段と、上記加算
時系列信号を周波数帯域制限する帯域制限手段とを設
け、２本または４本の信号を４群の部分時系列信号に変
換する分配加算部分構成を複数設け、上記部分時系列信
号を加算することにより上記加算時系列信号を得る。
【０００６】
【０００７】
【０００８】
【０００９】この場合、上記分配加算部分構成として１
個の加算器と比較器とを有しかつ２本の信号を４群の部
分時系列信号に変換するものを用いる。
個の加算器と比較器とを有しかつ２本の信号を４群の部
分時系列信号に変換するものを用いる。
【００１０】
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】また、分配加算部分構成を複数設け、上記
部分時系列信号を加算する超音波装置用の部品におい
て、２本または４本の信号を４群の部分時系列信号に変
換するようにする。
部分時系列信号を加算する超音波装置用の部品におい
て、２本または４本の信号を４群の部分時系列信号に変
換するようにする。
【００１６】この場合、１個の加算器と比較器とを設
け、２本の信号を４群の部分時系列信号に変換するよう
にする。
け、２本の信号を４群の部分時系列信号に変換するよう
にする。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明に係る超音波装置において
は、複数の時系列信号を形成する。すなわち、各受信素
子による受信信号を希望する正しい信号遅延時間に対応
する時系列信号に変換する。この変換された各受信素子
からの時系列信号を同一系列の信号同士につき加算し、
最後に全体の時系列信号につき帯域制限処理を行なう。
は、複数の時系列信号を形成する。すなわち、各受信素
子による受信信号を希望する正しい信号遅延時間に対応
する時系列信号に変換する。この変換された各受信素子
からの時系列信号を同一系列の信号同士につき加算し、
最後に全体の時系列信号につき帯域制限処理を行なう。
【００１８】このような処理により信号の正確な遅延処
理が可能な原理を以下に説明する。超音波の送受波器か
ら信号を送信する。この信号を標本化した標本化波形を
ｓ(ｔ)、その標本化関数をｗ(ｔ)とすると、よく知られ
た標本化定理から送信による特定素子の受信反射波形ａ
(ｔ)は次式で表される。
理が可能な原理を以下に説明する。超音波の送受波器か
ら信号を送信する。この信号を標本化した標本化波形を
ｓ(ｔ)、その標本化関数をｗ(ｔ)とすると、よく知られ
た標本化定理から送信による特定素子の受信反射波形ａ
(ｔ)は次式で表される。
【００１９】
【数１】
【００２０】ここで、＊は畳み込み演算を示す。この関
係から、受信反射波形ａ(ｔ)を時間τだけ遅延した受信
反射波形ａ(ｔ−τ)は、仮にｓ'(ｔ)＝ｓ(ｔ−τ)なる
信号を考えることにより、簡単に次式で表される。
係から、受信反射波形ａ(ｔ)を時間τだけ遅延した受信
反射波形ａ(ｔ−τ)は、仮にｓ'(ｔ)＝ｓ(ｔ−τ)なる
信号を考えることにより、簡単に次式で表される。
【００２１】
【数２】
【００２２】この関係は、標本化した波形を希望する時
間τだけ時間移動した波形ｓ(ｔ−τ)を作り、波形ｓ
(ｔ−τ)を標本化関数ｗ(ｔ)と畳み込むことにより、正
しく遅延処理された受信反射波形ａ(ｔ−τ)が形成され
ることを示している。ここで、畳み込みは線形の演算で
あるため、全ての素子からの受信信号を加算した後に、
この畳み込み演算を行なうことが可能となる。このよう
に構成することにより、乗算を含む演算である畳み込み
演算が一回で済むことになる。
間τだけ時間移動した波形ｓ(ｔ−τ)を作り、波形ｓ
(ｔ−τ)を標本化関数ｗ(ｔ)と畳み込むことにより、正
しく遅延処理された受信反射波形ａ(ｔ−τ)が形成され
ることを示している。ここで、畳み込みは線形の演算で
あるため、全ての素子からの受信信号を加算した後に、
この畳み込み演算を行なうことが可能となる。このよう
に構成することにより、乗算を含む演算である畳み込み
演算が一回で済むことになる。
【００２３】図１は参考例の超音波装置を示す図、図２
は図１に示した超音波装置の一部を示す図、図３は図１
に示した超音波装置の他の一部を示す図である。図に示
すように、受信素子である受波器Ｑ１〜Ｑｎは超音波送
信部（図示せず）から送信された超音波の反射信号を受
信し、受信信号ａ１(ｔ)〜ａｎ(ｔ)を出力する。また、
受波器Ｑ１〜Ｑｎに標本化手段である標本化回路ＳＰＬ
（制御部ＣＮＴからの制御信号：Ｃ１）が接続され、標
本化回路ＳＰＬはアナログ−ディジタル変換器により構
成され、図４に示すような標本化時間間隔Ｔ０にて標本
化された標本化信号ｓｎ(ｉＴ０)（ｉ＝１，２，３，
…）を出力する。この標本化信号ｓｎは反射体の存在す
る位置に対応した時間遅れを有し、図４の一点鎖線Ｐ０
により示した時刻から出現する。また、標本化回路ＳＰ
Ｌに分配手段である時間軸補正部ＴＣ（制御信号：
Ｃ２）が接続され、時間軸補正部ＴＣは遅延回路Ｄ０、
Ｄ１から構成されており、遅延回路Ｄ０は標本化信号ｓ
ｎの時間軸を移動し、時間ｉＴ０だけ遅延させ信号ｄｎ
を出力する。ここで、ｄｎ(ｊＴ０)＝ｓｎ(ｉＴ０＋ｐ
Ｔ０)＝ｓｎ(ｊＴ０)である。また、遅延回路Ｄ１は信
号ｄｎをｐＴ１だけ遅延させることにより、分配時系列
信号ｆｎ＝ｄｎ(ｊＴ０＋ｑＴ１)＝ｓｎ(ｊＴ０＋ｑＴ
１)＝ｓｎ(ｉＴ０＋ｐＴ０＋ｑＴ１)とする。ここで、
Ｔ１は標本化時間間隔Ｔ０より短い分配時間間隔であ
り、Ｔ０＝ｕＴ１である。このようにして、時間軸補正
部ＴＣにより標本化信号ｓｎをｐＴ０＋ｑＴ１（０≦ｑ
≦ｕ−１）だけ遅延させる。以上により、目的とする波
面の入射時刻Ｐ０を全て分配時間間隔Ｔ１の精度で一致
させる。すなわち、標本化信号ｓｎを時系列に複数群の
分配時系列信号ｆｎに分配する。この場合、遅延時間の
制御を制御信号Ｃ２により行なう。また、ｉ、ｊ、ｐ、
ｑ、ｕはいずれも整数である。この時間軸補正部ＴＣの
出力である分配時系列信号ｆｎを図５(ａ)に示す。ここ
で、標本化信号ｓｎの存在しない時刻の分配時系列信号
ｆｎの値は０とする。また、ここではｕ＝４（Ｔ０＝４
Ｔ１）として図示している。また、時間軸補正部ＴＣに
加算手段である加算部ＳＵＭ（制御信号：Ｃ３）が接続
され、加算部ＳＵＭは二つの入力値の和を第三の端子に
出力するリップルキャリーによる並列加算器Ａ、レジス
ターＲを有しており、加算部ＳＵＭは分配時間間隔Ｔ１
なるクロックである制御信号Ｃ３により制御され、加算
部ＳＵＭは分配時系列信号ｆｎを群ごとにトーナメント
的に加算し、すなわち分配時系列信号ｆｎを各時刻ごと
にトーナメント的に加算し、対応する時刻の分配時系列
信号ｆｎの加算値をレジスターＲに保持し、図５(ｂ)に
示す加算時系列信号ｇを出力する。また、加算部ＳＵＭ
に帯域制限手段、畳み込み手段である畳み込み回路ＣＮ
Ｖが接続され、畳み込み回路ＣＮＶは加算時系列信号ｇ
と図６(ａ)に示す標本化関数等からなる畳み込み参照信
号ｗとの畳み込み積分処理を行ない、周波数帯域制限を
行なうことにより整相信号ｈを出力する。すなわち、畳
み込み回路ＣＮＶは波形記憶部ＭＲ、シフトレジスタＳ
ＨＲ（転送クロック：Ｃ４ａ）、畳み込み加算器ＳＳ
（加算クロック：Ｃ４ｂ）を有しており、波形記憶部Ｍ
Ｒに記憶した畳み込み参照信号ｗとシフトレジスタＳＨ
Ｒにより順次転送される加算時系列信号ｇとの乗算を各
々行ない、乗算結果を畳み込み加算器ＳＳにより全て加
算することにして、整相信号ｈを時系列として得る。図
５に示す場合においては、目的方向からの受信信号であ
るため、畳み込み回路ＣＮＶの出力である整相信号ｈは
図５(ｃ)に示す整相信号ｈ０のように大きく得られる。
図６(ｂ)に畳み込み参照信号ｗの別の例として中心周波
数が超音波周波数と一致した波形を示すが、標本化によ
る不要信号成分を抑圧する波形であれば任意の波形が使
用可能である。また、加算クロックは標本化信号ｓｎに
関するナイキスト間隔以内であれば基本的には充分であ
ることから、加算クロックＣ４ｂを転送クロックＣ４ａ
よりも遅い構成とすることが可能であり、加算クロック
Ｃ４ｂを標本化時間間隔Ｔ０とする構成が特に有利であ
る。また、畳み込み回路ＣＮＶの畳み込み時間間隔を標
本化回路ＳＰＬの標本化時間間隔Ｔ０よりも遅くしたと
きには、安価な畳み込み回路ＣＮＶを用いることができ
る。
は図１に示した超音波装置の一部を示す図、図３は図１
に示した超音波装置の他の一部を示す図である。図に示
すように、受信素子である受波器Ｑ１〜Ｑｎは超音波送
信部（図示せず）から送信された超音波の反射信号を受
信し、受信信号ａ１(ｔ)〜ａｎ(ｔ)を出力する。また、
受波器Ｑ１〜Ｑｎに標本化手段である標本化回路ＳＰＬ
（制御部ＣＮＴからの制御信号：Ｃ１）が接続され、標
本化回路ＳＰＬはアナログ−ディジタル変換器により構
成され、図４に示すような標本化時間間隔Ｔ０にて標本
化された標本化信号ｓｎ(ｉＴ０)（ｉ＝１，２，３，
…）を出力する。この標本化信号ｓｎは反射体の存在す
る位置に対応した時間遅れを有し、図４の一点鎖線Ｐ０
により示した時刻から出現する。また、標本化回路ＳＰ
Ｌに分配手段である時間軸補正部ＴＣ（制御信号：
Ｃ２）が接続され、時間軸補正部ＴＣは遅延回路Ｄ０、
Ｄ１から構成されており、遅延回路Ｄ０は標本化信号ｓ
ｎの時間軸を移動し、時間ｉＴ０だけ遅延させ信号ｄｎ
を出力する。ここで、ｄｎ(ｊＴ０)＝ｓｎ(ｉＴ０＋ｐ
Ｔ０)＝ｓｎ(ｊＴ０)である。また、遅延回路Ｄ１は信
号ｄｎをｐＴ１だけ遅延させることにより、分配時系列
信号ｆｎ＝ｄｎ(ｊＴ０＋ｑＴ１)＝ｓｎ(ｊＴ０＋ｑＴ
１)＝ｓｎ(ｉＴ０＋ｐＴ０＋ｑＴ１)とする。ここで、
Ｔ１は標本化時間間隔Ｔ０より短い分配時間間隔であ
り、Ｔ０＝ｕＴ１である。このようにして、時間軸補正
部ＴＣにより標本化信号ｓｎをｐＴ０＋ｑＴ１（０≦ｑ
≦ｕ−１）だけ遅延させる。以上により、目的とする波
面の入射時刻Ｐ０を全て分配時間間隔Ｔ１の精度で一致
させる。すなわち、標本化信号ｓｎを時系列に複数群の
分配時系列信号ｆｎに分配する。この場合、遅延時間の
制御を制御信号Ｃ２により行なう。また、ｉ、ｊ、ｐ、
ｑ、ｕはいずれも整数である。この時間軸補正部ＴＣの
出力である分配時系列信号ｆｎを図５(ａ)に示す。ここ
で、標本化信号ｓｎの存在しない時刻の分配時系列信号
ｆｎの値は０とする。また、ここではｕ＝４（Ｔ０＝４
Ｔ１）として図示している。また、時間軸補正部ＴＣに
加算手段である加算部ＳＵＭ（制御信号：Ｃ３）が接続
され、加算部ＳＵＭは二つの入力値の和を第三の端子に
出力するリップルキャリーによる並列加算器Ａ、レジス
ターＲを有しており、加算部ＳＵＭは分配時間間隔Ｔ１
なるクロックである制御信号Ｃ３により制御され、加算
部ＳＵＭは分配時系列信号ｆｎを群ごとにトーナメント
的に加算し、すなわち分配時系列信号ｆｎを各時刻ごと
にトーナメント的に加算し、対応する時刻の分配時系列
信号ｆｎの加算値をレジスターＲに保持し、図５(ｂ)に
示す加算時系列信号ｇを出力する。また、加算部ＳＵＭ
に帯域制限手段、畳み込み手段である畳み込み回路ＣＮ
Ｖが接続され、畳み込み回路ＣＮＶは加算時系列信号ｇ
と図６(ａ)に示す標本化関数等からなる畳み込み参照信
号ｗとの畳み込み積分処理を行ない、周波数帯域制限を
行なうことにより整相信号ｈを出力する。すなわち、畳
み込み回路ＣＮＶは波形記憶部ＭＲ、シフトレジスタＳ
ＨＲ（転送クロック：Ｃ４ａ）、畳み込み加算器ＳＳ
（加算クロック：Ｃ４ｂ）を有しており、波形記憶部Ｍ
Ｒに記憶した畳み込み参照信号ｗとシフトレジスタＳＨ
Ｒにより順次転送される加算時系列信号ｇとの乗算を各
々行ない、乗算結果を畳み込み加算器ＳＳにより全て加
算することにして、整相信号ｈを時系列として得る。図
５に示す場合においては、目的方向からの受信信号であ
るため、畳み込み回路ＣＮＶの出力である整相信号ｈは
図５(ｃ)に示す整相信号ｈ０のように大きく得られる。
図６(ｂ)に畳み込み参照信号ｗの別の例として中心周波
数が超音波周波数と一致した波形を示すが、標本化によ
る不要信号成分を抑圧する波形であれば任意の波形が使
用可能である。また、加算クロックは標本化信号ｓｎに
関するナイキスト間隔以内であれば基本的には充分であ
ることから、加算クロックＣ４ｂを転送クロックＣ４ａ
よりも遅い構成とすることが可能であり、加算クロック
Ｃ４ｂを標本化時間間隔Ｔ０とする構成が特に有利であ
る。また、畳み込み回路ＣＮＶの畳み込み時間間隔を標
本化回路ＳＰＬの標本化時間間隔Ｔ０よりも遅くしたと
きには、安価な畳み込み回路ＣＮＶを用いることができ
る。
【００２４】以上は目的方向からの信号についての動作
説明であるが、目的方向以外からの信号の場合には図７
(ａ)に示すように、時間軸補正後においてＰ0が同時刻
とならないため、各分配時系列信号ｆnに位相差が存在
し、図７(ｂ)に示す加算時系列信号ｇも打ち消され不規
則な小さい信号となる。したがって、畳み込み結果も図
７(ｃ)に示す整相信号ｈ1のように小さな出力となる。
このようにして、目的方向からの信号のみを選択抽出可
能とする。
説明であるが、目的方向以外からの信号の場合には図７
(ａ)に示すように、時間軸補正後においてＰ0が同時刻
とならないため、各分配時系列信号ｆnに位相差が存在
し、図７(ｂ)に示す加算時系列信号ｇも打ち消され不規
則な小さい信号となる。したがって、畳み込み結果も図
７(ｃ)に示す整相信号ｈ1のように小さな出力となる。
このようにして、目的方向からの信号のみを選択抽出可
能とする。
【００２５】一般的に、このようにして合成された超音
波ビーム指向性の不要応答抑圧度は時間合わせの精度に
より決定される。標本化回路ＳＰＬの高速化は困難であ
るが、ここに述べた構成によると、標本化時間間隔Ｔ0
のままで信号相互の時間合わせ精度のみを分配時間間隔
Ｔ1に向上可能であり、高性能の指向性が簡単に実現可
能となる。
波ビーム指向性の不要応答抑圧度は時間合わせの精度に
より決定される。標本化回路ＳＰＬの高速化は困難であ
るが、ここに述べた構成によると、標本化時間間隔Ｔ0
のままで信号相互の時間合わせ精度のみを分配時間間隔
Ｔ1に向上可能であり、高性能の指向性が簡単に実現可
能となる。
【００２６】以上説明したように、図１〜図３に示した
超音波装置においては、各受波器Ｑによる受信信号ａを
微小遅延時間ごとに別々に加算し、最後に畳み込み処理
を行なうから、乗算器の必要数が大幅にたとえば千分の
１に減少し、装置構成を大幅に簡易化することが可能で
ある。
超音波装置においては、各受波器Ｑによる受信信号ａを
微小遅延時間ごとに別々に加算し、最後に畳み込み処理
を行なうから、乗算器の必要数が大幅にたとえば千分の
１に減少し、装置構成を大幅に簡易化することが可能で
ある。
【００２７】図８は他の参考例の超音波装置の一部を示
す図である。図に示すように、分配手段が遅延回路Ｄ
０、マルチプレクサＭから構成されており、分配手段は
標本化信号Ｓｎに要求される遅延時間をｐＴ０＋ｑＴ１
とする。すなわち、まず標本化時間間隔Ｔ０を単位とす
る遅延ｐＴ０を遅延回路Ｄ０にて行ない信号ｄｎとす
る。この信号ｄｎをマルチプレクサＭｎによりｕ種類の
時系列ＴＳＱの一つである第ｑ分配時系列信号ｆｎとし
て分配出力する。つまり、標本化信号Ｓｎを時系列に複
数群の分配時系列信号ｆｎに分配する。この図では、４
信号（Ｎ＝４）を時系列（ｕ＝４）に４群の分配時系列
信号ｆｎに分配して加算した例を示している。この第ｑ
時系列に分配された分配時系列信号ｆｎを分配時系列信
号ｆｎｑとする。また、加算部ＳＵＭは加算器Ａ、シフ
トレジスタＳを有しており、加算器Ａにより分配時系列
信号ｆｎｑを全て加算し、加算時系列信号ｇｑとする。
すなわち、分配時系列信号ｆｎを群ごとにトーナメント
的に加算して加算時系列信号ｇｑとする。この加算時系
列信号ｇｑは遅延時間の微小部分がｑＴ１である全信号
の加算結果であり、ｊの各値に対応して時系列として与
えられる加算時系列信号ｇｑ(ｊＴ０)である。この加算
時系列信号ｇｑをｊに対応してシフトレジスタＳｑに保
存する。また、畳み込み回路ＣＮＶにより加算時系列信
号ｇｑと畳み込み参照信号ｗとの畳み込み処理を行な
う。すなわち、シフトレジスタＳｑ、畳み込み回路ＣＮ
Ｖからなる帯域制限部ＢＬが帯域制限を行なう。図８で
はこのようなｊに対応した信号ｇｑ(ｊＴ０)を加算時系
列信号ｇｑｊとしている。このような、分配時系列信号
ｆｎｑに分配する構成によると、マルチプレクサＭ、加
算器Ａからなる分配加算部ＤＳ以後に要求される処理速
度が大幅に低下し、実時間処理による高性能指向性合成
が可能となる。
す図である。図に示すように、分配手段が遅延回路Ｄ
０、マルチプレクサＭから構成されており、分配手段は
標本化信号Ｓｎに要求される遅延時間をｐＴ０＋ｑＴ１
とする。すなわち、まず標本化時間間隔Ｔ０を単位とす
る遅延ｐＴ０を遅延回路Ｄ０にて行ない信号ｄｎとす
る。この信号ｄｎをマルチプレクサＭｎによりｕ種類の
時系列ＴＳＱの一つである第ｑ分配時系列信号ｆｎとし
て分配出力する。つまり、標本化信号Ｓｎを時系列に複
数群の分配時系列信号ｆｎに分配する。この図では、４
信号（Ｎ＝４）を時系列（ｕ＝４）に４群の分配時系列
信号ｆｎに分配して加算した例を示している。この第ｑ
時系列に分配された分配時系列信号ｆｎを分配時系列信
号ｆｎｑとする。また、加算部ＳＵＭは加算器Ａ、シフ
トレジスタＳを有しており、加算器Ａにより分配時系列
信号ｆｎｑを全て加算し、加算時系列信号ｇｑとする。
すなわち、分配時系列信号ｆｎを群ごとにトーナメント
的に加算して加算時系列信号ｇｑとする。この加算時系
列信号ｇｑは遅延時間の微小部分がｑＴ１である全信号
の加算結果であり、ｊの各値に対応して時系列として与
えられる加算時系列信号ｇｑ(ｊＴ０)である。この加算
時系列信号ｇｑをｊに対応してシフトレジスタＳｑに保
存する。また、畳み込み回路ＣＮＶにより加算時系列信
号ｇｑと畳み込み参照信号ｗとの畳み込み処理を行な
う。すなわち、シフトレジスタＳｑ、畳み込み回路ＣＮ
Ｖからなる帯域制限部ＢＬが帯域制限を行なう。図８で
はこのようなｊに対応した信号ｇｑ(ｊＴ０)を加算時系
列信号ｇｑｊとしている。このような、分配時系列信号
ｆｎｑに分配する構成によると、マルチプレクサＭ、加
算器Ａからなる分配加算部ＤＳ以後に要求される処理速
度が大幅に低下し、実時間処理による高性能指向性合成
が可能となる。
【００２８】図９は本発明に係る超音波装置の一部を示
す図、図１０は図９の一部の詳細を示す図である。図に
示すように、分配加算部ＤＳは本発明に係る超音波装置
用部品である複数の分配加算部分構成Ｘと加算器Ａとか
ら構成され、また分配加算部分構成Ｘはマルチプレクサ
Ｍと加算器Ａとから構成され、２本の信号ｄＡ、ｄＢを
４群の部分時系列信号ｇ'ｑ（ｕ＝４）に変換する。す
なわち、マルチプレクサＭは信号ｄＡ、ｄＢを時系列分
配信号ｑＡ、ｑＢにより指定される加算器Ａｑに入力
し、加算器Ａｑによる加算結果が分配加算部分構成Ｘに
よる出力である部分時系列信号ｇ'ｑとなる。図９に示
した全体構成においては、分配加算部分構成Ｘを４個
（Ｘ１，…，Ｘ４）使用し、８信号に対する４個の加算
時系列信号ｇｑを得ている。また、ｍはＡ／Ｄ変換器出
力のビット数であるが、信号の加算数Ｎに対してｍ＋
(１／２)log２(Ｎ)なる関係にて増加することが最も合
理的である。このように、２本の信号ｄＡ、ｄＢを４群
の部分時系列信号ｇ'ｑに変換する分配加算部分構成Ｘ
を複数用いれば、超音波装置の製造コストが安価にな
る。
す図、図１０は図９の一部の詳細を示す図である。図に
示すように、分配加算部ＤＳは本発明に係る超音波装置
用部品である複数の分配加算部分構成Ｘと加算器Ａとか
ら構成され、また分配加算部分構成Ｘはマルチプレクサ
Ｍと加算器Ａとから構成され、２本の信号ｄＡ、ｄＢを
４群の部分時系列信号ｇ'ｑ（ｕ＝４）に変換する。す
なわち、マルチプレクサＭは信号ｄＡ、ｄＢを時系列分
配信号ｑＡ、ｑＢにより指定される加算器Ａｑに入力
し、加算器Ａｑによる加算結果が分配加算部分構成Ｘに
よる出力である部分時系列信号ｇ'ｑとなる。図９に示
した全体構成においては、分配加算部分構成Ｘを４個
（Ｘ１，…，Ｘ４）使用し、８信号に対する４個の加算
時系列信号ｇｑを得ている。また、ｍはＡ／Ｄ変換器出
力のビット数であるが、信号の加算数Ｎに対してｍ＋
(１／２)log２(Ｎ)なる関係にて増加することが最も合
理的である。このように、２本の信号ｄＡ、ｄＢを４群
の部分時系列信号ｇ'ｑに変換する分配加算部分構成Ｘ
を複数用いれば、超音波装置の製造コストが安価にな
る。
【００２９】図１１は図９に示した分配加算部分構成Ｘ
の他の構成を示す図である。図に示すように、分配加算
部分構成Ｘは比較器ＣＰ、論理積回路ＡＮ、加算器Ａ、
マルチプレクサＭから構成されており、比較器ＣＰは時
系列分配信号ｑA、ｑBの一致を検出し、一致が検出され
た場合に加算器Ａにより信号ｄA、ｄBを加算する。それ
らを制御する回路が論理積回路ＡＮである。マルチプレ
クサＭは加算器Ａおよび論理積回路ＡＮの出力を時系列
分配信号ｑA、ｑBにより指定される端子に部分時系列信
号ｇ'qとして出力する。この構成によると、分配加算部
分構成Ｘに必要とされる加算器Ａの個数が１個となるか
ら、超音波装置の製造コストがさらに安価になる。
の他の構成を示す図である。図に示すように、分配加算
部分構成Ｘは比較器ＣＰ、論理積回路ＡＮ、加算器Ａ、
マルチプレクサＭから構成されており、比較器ＣＰは時
系列分配信号ｑA、ｑBの一致を検出し、一致が検出され
た場合に加算器Ａにより信号ｄA、ｄBを加算する。それ
らを制御する回路が論理積回路ＡＮである。マルチプレ
クサＭは加算器Ａおよび論理積回路ＡＮの出力を時系列
分配信号ｑA、ｑBにより指定される端子に部分時系列信
号ｇ'qとして出力する。この構成によると、分配加算部
分構成Ｘに必要とされる加算器Ａの個数が１個となるか
ら、超音波装置の製造コストがさらに安価になる。
【００３０】図１２は本発明に係る他の超音波装置の一
部を示す図である。図に示すように、本発明に係る超音
波装置用部品である分配加算部分構成ＸＸは分配加算部
分構成Ｘと加算器Ａとから構成され、４本の信号ｄA、
ｄB、ｄC、ｄDを４群の時系列信号ｇ'q（ｕ＝４）に変
換する。すなわち、分配加算部分構成Ｘの出力である部
分加算時系列信号ｇ"qを加算することにより、４本の信
号ｄA、ｄB、ｄC、ｄDに対する４群の部分時系列信号
ｇ'qを得る。そして、図９における分配加算部分構成Ｘ
をこの分配加算部分構成ＸＸに置き換えることにより、
図９の構成そのままで８個の信号を４群の加算時系列信
号ｇqへ変換する分配加算処理が可能となる。
部を示す図である。図に示すように、本発明に係る超音
波装置用部品である分配加算部分構成ＸＸは分配加算部
分構成Ｘと加算器Ａとから構成され、４本の信号ｄA、
ｄB、ｄC、ｄDを４群の時系列信号ｇ'q（ｕ＝４）に変
換する。すなわち、分配加算部分構成Ｘの出力である部
分加算時系列信号ｇ"qを加算することにより、４本の信
号ｄA、ｄB、ｄC、ｄDに対する４群の部分時系列信号
ｇ'qを得る。そして、図９における分配加算部分構成Ｘ
をこの分配加算部分構成ＸＸに置き換えることにより、
図９の構成そのままで８個の信号を４群の加算時系列信
号ｇqへ変換する分配加算処理が可能となる。
【００３１】図１３は本発明に係る他の超音波装置の一
部を示す図である。この図では簡単のために分配加算部
分構成Ｘの出力である４群の部分時系列信号をまとめて
一本の信号として表示しており、複数のビームＢ1、Ｂ2
を形成する。
部を示す図である。この図では簡単のために分配加算部
分構成Ｘの出力である４群の部分時系列信号をまとめて
一本の信号として表示しており、複数のビームＢ1、Ｂ2
を形成する。
【００３２】なお、以下の図では簡単のために、分配加
算部分構成Ｘあるいは分配加算部分構成ＸＸの出力であ
る４群の部分時系列信号をまとめて一本の信号として表
示する。
算部分構成Ｘあるいは分配加算部分構成ＸＸの出力であ
る４群の部分時系列信号をまとめて一本の信号として表
示する。
【００３３】図１４は本発明に係る他の超音波装置の一
部を示す図、図１５は図１４の一部すなわち基本構成Ｘ
Ｄの詳細を示す図である。図１３の構成は単純に並列化
するだけの構成であるから、装置が２倍となり不経済で
ある。そこで、図１４に示すように遅延回路Ｄ０を共用
する。この構成においては、使用する信号がビーム方向
により異なる状況が生ずるため、その対策として遅延回
路Ｄ２を有する。ここで、信号ｄ'A、ｄ'Bが信号遅延時
間の選択信号である。また、遅延回路Ｄ２は標本化時間
間隔Ｔ0を単位とする遅延を行なう。
部を示す図、図１５は図１４の一部すなわち基本構成Ｘ
Ｄの詳細を示す図である。図１３の構成は単純に並列化
するだけの構成であるから、装置が２倍となり不経済で
ある。そこで、図１４に示すように遅延回路Ｄ０を共用
する。この構成においては、使用する信号がビーム方向
により異なる状況が生ずるため、その対策として遅延回
路Ｄ２を有する。ここで、信号ｄ'A、ｄ'Bが信号遅延時
間の選択信号である。また、遅延回路Ｄ２は標本化時間
間隔Ｔ0を単位とする遅延を行なう。
【００３４】図１４に示した構成においては、遅延回路
Ｄ０は共用されているが、それ以外はすべて独立に保有
されている。そこで、図１６に示すように分配加算部分
構成Ｘにより分配加算された信号をさらに複数加算し、
加算結果を複数ビーム形成に共用する。ここで、遅延回
路Ｄ３は分配時間間隔Ｔ1を単位とする遅延を行なう。
この構成によるビーム形状を図１９(ａ)に示す。図１９
(ａ)から明らかなように、目的とするビームｂ0以外に
不要ビームｂ1，ｂ2，ｂ3，…等が発生する。そこで、
図１７に示すように、使用する素子が重なり合う構成を
採用する。図１７では、１〜４、３〜６と１／２の重な
りとしてある。この構成によるビーム形状を図１９(ｂ)
に示す。このように、目的とするビームｂ0以外に不要
ビームｂ1，ｂ2，…等が発生するが、１／２に減少して
いる。そこで、さらに３／４の重なりを有する構成例を
図１８に示す。ここでは分配加算部を分配加算部分構成
ＸＸにより実現している。この構成によるビーム形状を
図１９(ｃ)に示す。このように、目的とするビームｂ0
以外に不要ビームｂ1が発生するが、さらに１／２に減
少し、十分抑圧されている。この構成は重畳加算の基本
構成ＳＳＵのくり返しにより実現される。
Ｄ０は共用されているが、それ以外はすべて独立に保有
されている。そこで、図１６に示すように分配加算部分
構成Ｘにより分配加算された信号をさらに複数加算し、
加算結果を複数ビーム形成に共用する。ここで、遅延回
路Ｄ３は分配時間間隔Ｔ1を単位とする遅延を行なう。
この構成によるビーム形状を図１９(ａ)に示す。図１９
(ａ)から明らかなように、目的とするビームｂ0以外に
不要ビームｂ1，ｂ2，ｂ3，…等が発生する。そこで、
図１７に示すように、使用する素子が重なり合う構成を
採用する。図１７では、１〜４、３〜６と１／２の重な
りとしてある。この構成によるビーム形状を図１９(ｂ)
に示す。このように、目的とするビームｂ0以外に不要
ビームｂ1，ｂ2，…等が発生するが、１／２に減少して
いる。そこで、さらに３／４の重なりを有する構成例を
図１８に示す。ここでは分配加算部を分配加算部分構成
ＸＸにより実現している。この構成によるビーム形状を
図１９(ｃ)に示す。このように、目的とするビームｂ0
以外に不要ビームｂ1が発生するが、さらに１／２に減
少し、十分抑圧されている。この構成は重畳加算の基本
構成ＳＳＵのくり返しにより実現される。
【００３５】以上の構成において、加算器Ａにおけるキ
ャリーの遅延を補償するために、適当な加算段数ごとに
レジスターを配置し、パイプライン処理とする構成も当
然可能である。また、分配加算部分構成Ｘ、ＸＸ、基本
構成ＳＳＵ、ＸＤなどを単位として集積回路を作成した
ときには、超音波装置構成上有効であり、超音波装置を
安価に製造することができる。
ャリーの遅延を補償するために、適当な加算段数ごとに
レジスターを配置し、パイプライン処理とする構成も当
然可能である。また、分配加算部分構成Ｘ、ＸＸ、基本
構成ＳＳＵ、ＸＤなどを単位として集積回路を作成した
ときには、超音波装置構成上有効であり、超音波装置を
安価に製造することができる。
【００３６】また、超音波の送信時刻から時間とともに
受信口径を変化させるいわゆる可変口径法においては、
受信口径の変化のために、時間とともに使用する信号の
数が変化する。したがって、加算する受信信号の個数を
時間とともに変化することにより可変口径法が実現され
る。
受信口径を変化させるいわゆる可変口径法においては、
受信口径の変化のために、時間とともに使用する信号の
数が変化する。したがって、加算する受信信号の個数を
時間とともに変化することにより可変口径法が実現され
る。
【００３７】また、超音波の送信時刻から時間とともに
焦点距離を変化させるいわゆる移動焦点法により高分解
能化が可能である。この移動焦点法おいては、焦点距離
の変化のために、時間とともに整相のために要求される
遅延時間（ｐＴ0＋ｑＴ1）が変化する。この移動焦点法
に伴う遅延時間の変化は、特定受信素子からの受信信号
が分配されるべき時系列分配信号ｑを時間とともに変化
するように構成することにより実現される。
焦点距離を変化させるいわゆる移動焦点法により高分解
能化が可能である。この移動焦点法おいては、焦点距離
の変化のために、時間とともに整相のために要求される
遅延時間（ｐＴ0＋ｑＴ1）が変化する。この移動焦点法
に伴う遅延時間の変化は、特定受信素子からの受信信号
が分配されるべき時系列分配信号ｑを時間とともに変化
するように構成することにより実現される。
【００３８】また、移動焦点法においては、このように
分配されるべき時系列分配信号ｑが時間とともに変化す
るが、この変化位置において信号の不連続性が発生し、
不要信号が発生する。このような場合に、畳み込み参照
信号を中心部の振幅に比較して周辺部の振幅が小さい波
形とすることにより、移動焦点法に伴い発生する不要信
号を抑圧することが可能である。
分配されるべき時系列分配信号ｑが時間とともに変化す
るが、この変化位置において信号の不連続性が発生し、
不要信号が発生する。このような場合に、畳み込み参照
信号を中心部の振幅に比較して周辺部の振幅が小さい波
形とすることにより、移動焦点法に伴い発生する不要信
号を抑圧することが可能である。
【００３９】また、本発明に係る超音波装置の動作速度
に余裕が生じるため、図２０に示すように、異なるビー
ム方向ａ〜ｃに対応した整相信号ｈa〜ｈcを多重処理に
より時分割出力する構成も実現可能である。
に余裕が生じるため、図２０に示すように、異なるビー
ム方向ａ〜ｃに対応した整相信号ｈa〜ｈcを多重処理に
より時分割出力する構成も実現可能である。
【００４０】以上の説明は主として水中における計測を
想定して行なってきたが、本発明の利用は当該分野に限
定されるものではなく、素子数の比較的少ない（数百
個）構成である医用診断装置においても、装置の超小型
化に当然有効である。
想定して行なってきたが、本発明の利用は当該分野に限
定されるものではなく、素子数の比較的少ない（数百
個）構成である医用診断装置においても、装置の超小型
化に当然有効である。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る超音
波装置においては、乗算器の必要数が大幅に減少するか
ら、装置構成を大幅に簡易化することが可能である。
波装置においては、乗算器の必要数が大幅に減少するか
ら、装置構成を大幅に簡易化することが可能である。
【００４２】また、加算手段の加算処理をパイプライン
処理としたときには、加算手段におけるキャリーの遅延
を補償することができる。
処理としたときには、加算手段におけるキャリーの遅延
を補償することができる。
【００４３】また、２本または４本の信号を４群の部分
時系列信号に変換する分配加算部分構成を複数設け、部
分時系列信号を加算することにより加算時系列信号を得
るときには、製造コストを安価にすることができる。
時系列信号に変換する分配加算部分構成を複数設け、部
分時系列信号を加算することにより加算時系列信号を得
るときには、製造コストを安価にすることができる。
【００４４】また、分配加算部分構成として１個の加算
器と比較器とを有しかつ２本の信号を４群の部分時系列
信号に変換するものを用いしたときには、製造コストを
さらに安価にすることができる。
器と比較器とを有しかつ２本の信号を４群の部分時系列
信号に変換するものを用いしたときには、製造コストを
さらに安価にすることができる。
【００４５】また、畳み込み手段の畳み込み時間間隔を
標本化手段の標本化時間間隔よりも遅くしたときには、
安価な畳み込み手段を用いることができる。
標本化手段の標本化時間間隔よりも遅くしたときには、
安価な畳み込み手段を用いることができる。
【００４６】また、畳み込み参照信号を中心部の振幅に
比較して周辺部の振幅が小さい波形の信号としたときに
は、移動焦点法に伴い発生する不要信号を抑制すること
ができる。
比較して周辺部の振幅が小さい波形の信号としたときに
は、移動焦点法に伴い発生する不要信号を抑制すること
ができる。
【００４７】また、特定の受信素子からの受信信号が分
配されるべき時系列分配信号を時間とともに変化させた
ときには、移動焦点法を実現することができる。
配されるべき時系列分配信号を時間とともに変化させた
ときには、移動焦点法を実現することができる。
【００４８】加算手段で加算する受信信号の個数を時間
とともに変化させしたときには、可変口径法を実現する
ことができる。
とともに変化させしたときには、可変口径法を実現する
ことができる。
【００４９】また、本発明に係る超音波装置用部品にお
いては、超音波装置を安価に製造することができる。
いては、超音波装置を安価に製造することができる。
【００５０】また、１個の加算器と比較器とを設け、２
本の信号を４群の部分時系列信号に変換するときには、
超音波装置をさらに安価に製造することができる。
本の信号を４群の部分時系列信号に変換するときには、
超音波装置をさらに安価に製造することができる。
【図１】参考例の超音波装置を示す図である。
【図２】図１に示した超音波装置の一部を示す図であ
る。
る。
【図３】図１に示した超音波装置の他の一部を示す図で
ある。
ある。
【図４】図１〜図３に示した超音波装置の動作を説明す
るためのグラフである。
るためのグラフである。
【図５】図１〜図３に示した超音波装置の動作を説明す
るためのグラフである。
るためのグラフである。
【図６】図１〜図３に示した超音波装置の動作を説明す
るためのグラフである。
るためのグラフである。
【図７】図１〜図３に示した超音波装置の動作を説明す
るためのグラフである。
るためのグラフである。
【図８】他の参考例の超音波装置の一部を示す図であ
る。
る。
【図９】本発明に係る超音波装置の一部を示す図であ
る。
る。
【図１０】図９の一部の詳細を示す図である。
【図１１】図９に示した分配加算部分構成Ｘの他の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図１２】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１３】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１４】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１５】図１４の一部の詳細を示す図である。
【図１６】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１７】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１８】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
【図１９】図１６〜図１８に示した超音波装置の動作を
説明するためのグラフである。
説明するためのグラフである。
【図２０】本発明に係る他の超音波装置の一部を示す図
である。
である。
Ｑ…受波器
ＳＰＬ…標本化回路
ＴＣ…時間軸補正部
ＳＵＭ…加算部
ＣＮＶ…畳み込み回路
Ａ…加算器
Ｘ…分配加算部分構成
ＸＸ…分配加算部分構成
ＣＰ…比較器
ＡＮ…論理積回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−143982（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−184567（ＪＰ，Ａ)
実開 平３−64607（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01S 15/00 - 15/96
A61B 8/00
G01N 29/22 501
G01S 7/52 - 7/64
Claims (4)
- 【請求項１】複数の受信素子を有し超音波信号を受信す
る超音波装置において、各受信信号を標本化して標本化
信号とする標本化手段と、上記各標本化信号を時系列に
複数群の分配時系列信号に分配する分配手段と、上記分
配時系列信号を上記群ごとにトーナメント的に加算して
加算時系列信号とする加算手段と、上記加算時系列信号
を周波数帯域制限する帯域制限手段とを有し、２本また
は４本の信号を４群の部分時系列信号に変換する分配加
算部分構成を複数設け、上記部分時系列信号を加算する
ことにより上記加算時系列信号を得ることを特徴とする
超音波装置。 - 【請求項２】上記分配加算部分構成として１個の加算器
と比較器とを有しかつ２本の信号を４群の部分時系列信
号に変換するものを用いたことを特徴とする請求項１に
記載の超音波装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の超音波装置用の部品にお
いて、２本または４本の信号を４群の部分時系列信号に
変換することを特徴とする超音波装置用部品。 - 【請求項４】１個の加算器と比較器とを有し、２本の信
号を４群の部分時系列信号に変換することを特徴とする
請求項３に記載の超音波装置用部品。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03773396A JP3518942B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 超音波装置および超音波装置用部品 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03773396A JP3518942B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 超音波装置および超音波装置用部品 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09230043A JPH09230043A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3518942B2 true JP3518942B2 (ja) | 2004-04-12 |
Family
ID=12505697
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03773396A Expired - Fee Related JP3518942B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 超音波装置および超音波装置用部品 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3518942B2 (ja) |
-
1996
- 1996-02-26 JP JP03773396A patent/JP3518942B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09230043A (ja) | 1997-09-05 |
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