JP3497022B2 - フィルタ回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，様々の周波数成分
をもつ入力信号の内から，所望の信号を選択又は除去す
るフィルタ回路に関する。更に詳しくは，該フィルタ回
路のＭＯＳ集積回路化に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来，高い選択度Ｑをもつフィルタを簡
単に構成する方法として Ｍ．Ｅ．ＶＡＮ ＶＡＮＫＥ
ＮＢＵＲＧ，”Ａｎａｌｏｇ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉ
ｇｎ”，Ｈｏｌｔ，Ｒｉｎｅｈａｒｔ ａｎｄ Ｗｉｎ
ｓｔｏｎ，ＮＥＷ ＹＯＲＫ，１９８２，ＰＰ２１７
等に見られるように，Ｑ逓倍回路が知られている。一般
にＱの高いフィルタは，大きい素子値の比を必要とする
ため，図２に示すように，加算回路とＱの低いフィルタ
回路とを二段構成にして帰還をかけ，小さい素子値の比
で構成したＱの低いフィルタ回路のＱを逓倍するのが，
Ｑ逓倍回路である。図２において，以下の数式１の伝達
関数で示される所謂２次のバンドパスフィルタ３の出力
（Ｖｏｕｔ）を，Ｋａのゲインを乗じて入力（Ｖｉｎ）
と加算し，前記２次のバンドパスフィルタ３の入力とす
るものである。ωは共振角周波数とする。 【０００３】 【数１】 【０００４】図２の回路の入力Ｖｉｎと出力Ｖｏｕｔの
伝達関数は， 【０００５】 【数２】 【０００６】数式１と数式２の比較から，図２の回路
は，逓倍する前の２次のバンドパスフィルタ３に比べて
１／（１−Ｋａ）倍のＱを持っている。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】個別部品を用いて図２
の回路のＫａの部分を構成する場合には，演算増幅器と
抵抗とを使用した，所謂抵抗結合加算回路で実現する場
合が多い。ところが抵抗と演算増幅器を使用した回路
を，単一電源動作のＭＯＳ集積回路で実現しようとする
と，直流ゲインを持つ為，演算増幅器のオフセット電圧
を増幅してしまい，動作点がずれるという問題点があっ
た。又，抵抗の代わりに容量を用いて容量結合の加算回
路を使用すると，オフセット電圧を増幅することはなく
なるが，直流動作点を設定する為に，容量に並列に，Ｍ
ＯＳ集積回路に不適な高抵抗が必要になるという問題点
あるいは課題があった。 【０００８】 【課題を解決する為の手段】上述した従来の技術の課題
を解決するために，本発明は，ＭＯＳ集積回路化に適し
た加算回路で，Ｑを逓倍するフィルタ回路を提供するこ
とを目的とする。かかる目的を達成するために，本発明
では，加算回路を容量結合の加算回路とし，直流動作点
の設定用の高抵抗の代わりに，ＭＯＳトランジスタ（以
下ＭＯＳＴｒ）を用いたＭＯＳ抵抗を用いた。ＭＯＳ抵
抗を設定する為のゲート電圧を得る為に，先ず，演算増
幅器については，ダイオード接続したＭＯＳＴｒに定電
流を流して閾値電圧（以下Ｖｔｈ）近傍の電圧を得て，
該電圧を直流動作点として設定した。ここでダイオード
接続とは，ゲート電極とドレイン電極を共通に接続し
て，ソース電極との間に擬似的なダイオード特性を得る
ものである。 【０００９】次に，ダイオード接続したＭＯＳＴｒを２
段直列に接続したものに，定電流を流すことで，ほぼ２
倍のＶｔｈの電圧を作成し，ＭＯＳ抵抗のゲート電圧と
した。更に，演算増幅器の直流動作点を定めるための，
定電流源とダイオード接続したＭＯＳＴｒと，ＭＯＳ抵
抗のゲート電圧を得るための，定電流源とダイオード接
続したＭＯＳＴｒとを，何れも同様にダイオード接続し
たＭＯＳＴｒを２段直列にしたものに定電流源で電流を
流す構成とし，なおかつ各々別に設け，電圧の取り出し
箇所を，前者は，１段目から取ることでＶｔｈ近傍の電
圧を得，後者は，２段目から取ることで２×Ｖｔｈ近傍
の電圧を得る。 【００１０】本発明によれば，フィルタ回路のＱを逓倍
する回路を，容量結合の加算回路として構成し，更に演
算増幅器の直流動作点の設定用の抵抗を，ＭＯＳＴｒを
利用したＭＯＳ抵抗で実現した。ＭＯＳ抵抗のゲート・
ソース電極間の電圧は，必要最小限の，ほぼＶｔｈ近傍
の電圧を印加しているため，ＭＯＳ抵抗に使用するＭＯ
ＳＴｒのサイズを小さくできる。又，ＭＯＳ抵抗のゲー
ト電圧の発生回路と，演算増幅器の直流動作点の電圧の
発生回路は，同一構成の回路を別々に設け，回路内の干
渉を防いでいる。該電圧発生回路は，ダイオード接続し
たＭＯＳＴｒを２段直列にしたものに定電流源の電流を
流す構成にしている。以上述べた何れの回路も，ＭＯＳ
集積回路化が容易である。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下図面を参照して，本発明の好
適な実施例を，詳細に説明する。図１は，本発明にかか
るフィルタ回路の一実施例を示す回路図である。電源１
９にはＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＰＭＯＳ
Ｔｒ）９，１０のソース電極が接続されている。ＰＭＯ
ＳＴｒ９，１０の各々のゲート電極・ソース電極間に
は，定電圧源１８が接続されているので，ＰＭＯＳＴｒ
９，１０はドレイン電極・ソース電極間の電圧にかかわ
らず，定電流特性を示す。ＰＭＯＳＴｒ９と１０のドレ
イン電極には，各々，ゲート電極とドレイン電極を共通
に接続したＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＮＭ
ＯＳＴｒ）８，１１が，接続されている。更にＮＭＯＳ
Ｔｒ８，１１のソース電極には，各々ＮＭＯＳＴｒ７，
１２のドレイン電極とソース電極が共通に接続されてい
る。ＮＭＯＳＴｒ７，１２のソース電極はグランド電位
に接続されている。 【００１２】ここでＰＭＯＳＴｒ９，１０は同じサイズ
に設定しているので，直列に接続しているＮＭＯＳＴｒ
８と７，１１と１２には同じ電流が流れる。従って，Ｎ
ＭＯＳＴｒ７のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖａ
と，ＮＭＯＳＴｒ１２のゲート電極・ドレイン電極の電
位Ｖｂは等しく，ＮＭＯＳＴｒの所謂閾値電圧をＶｔｈ
とすると，ほぼＶｔｈになる。同様に，ＮＭＯＳＴｒ８
のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖｃと，ＮＭＯＳＴ
ｒ１１のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖｄは等しく
ほぼ２×Ｖｔｈになる。ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極
は，電位Ｖｄに接続されているので，同様にほぼ２×Ｖ
ｔｈになる。 【００１３】ＰＭＯＳＴｒ９，ＮＭＯＳＴｒ８，７で電
圧発生回路３２を構成し，ＰＭＯＳＴｒ１０，ＮＭＯＳ
Ｔｒ１１，１２で電圧発生回路３１を構成している。演
算増幅器１６の非反転入力端子は，電位Ｖａに接続さ
れ，演算増幅器１６の反転入力端子は，容量１３，１
４，１７の一端と，ＮＭＯＳＴｒ１５のソース電極とに
共通に接続されている。容量１３の他端は入力端子４に
接続され，容量１４の他端は演算増幅器１６の出力と，
ＮＭＯＳＴｒ１５のドレイン電極と，２次の伝達関数を
持つバンドパスフィルタ３の入力１とに共通に接続され
ている。容量１７の他端は，前記バンドパスフィルタ３
の出力２と，フィルタ回路６の出力端子５に接続されて
いる。前記バンドパスフィルタ３は，図２の３と，数式
１に示した２次の伝達関数を持つものである。該伝達関
数の実現方法は種々知られているが，一例を図３にしめ
す。図３のフィルタ回路３は，所謂多重帰還型のバンド
パスフィルタで，入力１から出力２ヘの伝達関数を数式
１にする事ができる。 【００１４】図１において，容量１３，１４，１７と演
算増幅機１６は，所謂容量結合増幅回路を構成してい
る。容量結合増幅回路は容量比によってゲインが設定出
来る。交流的に図１の回路が，図２の等価回路に等しく
なるようにする為には，容量１３，１４，１７の容量値
を其々Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１７とすると， Ｋａ＝Ｃ１７／Ｃ１４，Ｃ１３／Ｃ１４＝１ 直流的な動作点について説明する。演算増幅機１６の非
反転入力端子の電圧はＶａ，即ちほぼＶｔｈになってい
る。演算増幅機１６の出力と，反転入力端子は，ＮＭＯ
ＳＴｒ１５によって直流的な全帰還がかかっているので
等しくなり，電圧は，非反転入力端子の電圧とも等し
く，ほぼＶｔｈになる。つまり，ＮＭＯＳＴｒ１５のソ
ース電極の電位は，ほぼＶｔｈになる。ＮＭＯＳＴｒ１
５を，オンさせるためには，ソース電極とゲート電極間
に，Ｖｔｈ以上の電圧がかかれば良い。 【００１５】前述したように，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲー
ト電極には，ほぼ２倍のＶｔｈの電圧がかかっているの
で，ＮＭＯＳＴｒ１５のソース電極とゲート電極の間に
は，ほぼＶｔｈ以上の電圧がかかり常にオンする。ＮＭ
ＯＳＴｒ１５のソース電極とゲート電極の間の，ほぼＶ
ｔｈの電圧は，ＮＭＯＳＴ１５ｒをオンさせるのに最小
限度の電圧であるのでオンした時の抵抗値が大きい，し
たがって，例えば，ゲート電極に電源電圧を印加するよ
うな場合に比べると，比較的小さなトランジスタサイズ
で，大きな抵抗値を実現できる。 【００１６】直流電圧のみ考えると，前述したように，
Ｖａ＝Ｖｂ，Ｖｃ＝Ｖｄなので，Ｖａ，Ｖｃ等の電圧発
生回路部分は，一系統だけでもよい。ところが，ＮＭＯ
ＳＴｒ１５は，所謂非飽和動作を行なわせているので，
ゲート・ソース間容量Ｃｇｄとゲート・ドレイン間容量
Ｃｇｓが大きい。特にＣｇｄは所謂飽和動作時に比べて
桁はずれに増大する。又トランジスタサイズも高い抵抗
値を実現するためには，ゲート長を，ゲート幅に比べて
極端に長くする必要がある為，ゲート長×ゲート幅×単
位面積当たりのゲート容量，で決まるゲート容量も大き
くなっている。 【００１７】例えば，演算増幅器１６の非反転入力端子
をＶａに，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極をＶｃに接続
すると，演算増幅器１６の出力がＮＭＯＳＴｒ１５のＣ
ｇｄを通し，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極にもれ，Ｎ
ＭＯＳＴｒ８のＣｇｓとＮＭＯＳＴｒ７のＣｇｓで分圧
されてＶｃ，Ｖａに現わる。Ｖａは，演算増幅器１６の
非反転入力端子に接続されていて，演算増幅器１６の出
力との間に正帰還ループを形成するため，発振等の不安
定動作を招きやすい。 【００１８】そこで本発明においては，同じ電圧のＶ
ａ，ＶｂとＶｃ，Ｖｄを各々別に発生させる回路を設け
て，片方は，演算増幅器１６の非反転入力端子の電圧Ｖ
ａ発生用に，残るもう片方は，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲー
ト電圧Ｖｄ発生用に用いて不安定動作を回避している。 【００１９】図１の回路と，図２の原理図において，フ
ィルタ３の部分は，図２に示したバンドパスフィルタの
伝達関数だけでなく，以下の数式３で示されるバンドリ
ジェクトフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）でも適用が可能で
ある。 【００２０】 【数３】【００２１】数式３はよく知られているように図４に示
される回路で実現される，ただし，数式３の負号は，前
述の容量結合増幅回路で実現している。原理的には，数
式３を，図２の伝達関数３と，置き換えることにより，
新たな伝達関数Ｇ（ｓ）は 【００２２】 【数４】 【００２３】となり，この場合は，数式３と数式４の比
較から，（１＋Ｋａ）倍にＱが増加している。 図４の
回路は，直流をゲイン１で通すので，フィルタ３の入力
１と，出力２は，前段の容量結合増幅器の直流出力であ
る，ほぼＶｔｈの直流電圧がそのまま現われる。図４の
中に使用している演算増幅器２０の入力と出力の直流電
圧も，０Ｖになることはなく，動作領域を確保してい
る。 【００２４】又，図１の回路は，フィルタ３の出力２
を，容量１７を用いて交流のみ帰還している。フィルタ
３の出力２の直流分が，前段の演算増幅器１６には帰還
されないので，演算増幅器１６の直流動作点は，フィル
タ３が直流を通すか否かに影響されない。従って，図４
のような，直流を通すフィルタのＱを逓倍することがで
きる。 【００２５】図５は，本発明によるフィルタ回路６を，
リモコン受信用回路２９に適用した実施例を示す。数１
０ｋＨｚの発光周期を持つ赤外光３０は，フォトダイオ
ード等の光電変換素子２１により電気信号に変換され，
入力端子２２を通してリモコン受信用回路２９に入力さ
れる。リモコン受信用回路２９では，発光周期数１０ｋ
Ｈｚの赤外光が入射しているか，全く入射していないか
を検出する。一般的に，入力端子２２の信号は最小で５
０μＶ以下と微弱である。リモコン受信用回路２９の内
部では，入力信号を低雑音増幅器２３で増幅し，次にリ
ミッタ２４で振幅を一定値に制限し，前記発光周期に同
調したバンドパスフィルタ６で信号成分のみを抽出し，
検波回路２５で検波を行ない，検波後の直流レベルを一
定の閾値と比較してＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルを出力す
る比較回路２６を通して，出力端子２７に出力する。太
陽光下のような直流的な入力がある場合のは，直流レベ
ル設定回路２８が作動し，入力端子２２の直流レベルの
変動を抑えている。 【００２６】リモコン受信用回路２９には，入力信号の
みを通すように，入力の発光周期に同調したＱの高いバ
ンドパスフィルタ６が必要である。本発明によるバンド
パスフィルタ６は，Ｑが高いフィルタを容易に構成で
き，しかもＣＭＯＳプロセスで容易に実現が可能である
為，特にＣＭＯＳ集積回路化したリモコン受信用回路２
９に適する。 【００２７】 【発明の効果】以上説明したように，本発明によれば，
フィルタのＱを向上させるＱ逓倍回路に必要な加算回路
を，直流を増幅しない容量結合の加算回路で実現し，そ
の直流動作点の設定を，高抵抗の代わりにＭＯＳ抵抗を
用いている為ＭＯＳ集積回路化に適している。 【００２８】更にＭＯＳ抵抗用のＭＯＳトランジスタの
ゲート電極に印加する電圧の発生回路と，加算回路の直
流動作点設定用の電圧発生回路を分離して，干渉を防い
でいるため，安定な動作を行なえるＱ逓倍回路を提供で
きる。
をもつ入力信号の内から，所望の信号を選択又は除去す
るフィルタ回路に関する。更に詳しくは，該フィルタ回
路のＭＯＳ集積回路化に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来，高い選択度Ｑをもつフィルタを簡
単に構成する方法として Ｍ．Ｅ．ＶＡＮ ＶＡＮＫＥ
ＮＢＵＲＧ，”Ａｎａｌｏｇ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉ
ｇｎ”，Ｈｏｌｔ，Ｒｉｎｅｈａｒｔ ａｎｄ Ｗｉｎ
ｓｔｏｎ，ＮＥＷ ＹＯＲＫ，１９８２，ＰＰ２１７
等に見られるように，Ｑ逓倍回路が知られている。一般
にＱの高いフィルタは，大きい素子値の比を必要とする
ため，図２に示すように，加算回路とＱの低いフィルタ
回路とを二段構成にして帰還をかけ，小さい素子値の比
で構成したＱの低いフィルタ回路のＱを逓倍するのが，
Ｑ逓倍回路である。図２において，以下の数式１の伝達
関数で示される所謂２次のバンドパスフィルタ３の出力
（Ｖｏｕｔ）を，Ｋａのゲインを乗じて入力（Ｖｉｎ）
と加算し，前記２次のバンドパスフィルタ３の入力とす
るものである。ωは共振角周波数とする。 【０００３】 【数１】 【０００４】図２の回路の入力Ｖｉｎと出力Ｖｏｕｔの
伝達関数は， 【０００５】 【数２】 【０００６】数式１と数式２の比較から，図２の回路
は，逓倍する前の２次のバンドパスフィルタ３に比べて
１／（１−Ｋａ）倍のＱを持っている。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】個別部品を用いて図２
の回路のＫａの部分を構成する場合には，演算増幅器と
抵抗とを使用した，所謂抵抗結合加算回路で実現する場
合が多い。ところが抵抗と演算増幅器を使用した回路
を，単一電源動作のＭＯＳ集積回路で実現しようとする
と，直流ゲインを持つ為，演算増幅器のオフセット電圧
を増幅してしまい，動作点がずれるという問題点があっ
た。又，抵抗の代わりに容量を用いて容量結合の加算回
路を使用すると，オフセット電圧を増幅することはなく
なるが，直流動作点を設定する為に，容量に並列に，Ｍ
ＯＳ集積回路に不適な高抵抗が必要になるという問題点
あるいは課題があった。 【０００８】 【課題を解決する為の手段】上述した従来の技術の課題
を解決するために，本発明は，ＭＯＳ集積回路化に適し
た加算回路で，Ｑを逓倍するフィルタ回路を提供するこ
とを目的とする。かかる目的を達成するために，本発明
では，加算回路を容量結合の加算回路とし，直流動作点
の設定用の高抵抗の代わりに，ＭＯＳトランジスタ（以
下ＭＯＳＴｒ）を用いたＭＯＳ抵抗を用いた。ＭＯＳ抵
抗を設定する為のゲート電圧を得る為に，先ず，演算増
幅器については，ダイオード接続したＭＯＳＴｒに定電
流を流して閾値電圧（以下Ｖｔｈ）近傍の電圧を得て，
該電圧を直流動作点として設定した。ここでダイオード
接続とは，ゲート電極とドレイン電極を共通に接続し
て，ソース電極との間に擬似的なダイオード特性を得る
ものである。 【０００９】次に，ダイオード接続したＭＯＳＴｒを２
段直列に接続したものに，定電流を流すことで，ほぼ２
倍のＶｔｈの電圧を作成し，ＭＯＳ抵抗のゲート電圧と
した。更に，演算増幅器の直流動作点を定めるための，
定電流源とダイオード接続したＭＯＳＴｒと，ＭＯＳ抵
抗のゲート電圧を得るための，定電流源とダイオード接
続したＭＯＳＴｒとを，何れも同様にダイオード接続し
たＭＯＳＴｒを２段直列にしたものに定電流源で電流を
流す構成とし，なおかつ各々別に設け，電圧の取り出し
箇所を，前者は，１段目から取ることでＶｔｈ近傍の電
圧を得，後者は，２段目から取ることで２×Ｖｔｈ近傍
の電圧を得る。 【００１０】本発明によれば，フィルタ回路のＱを逓倍
する回路を，容量結合の加算回路として構成し，更に演
算増幅器の直流動作点の設定用の抵抗を，ＭＯＳＴｒを
利用したＭＯＳ抵抗で実現した。ＭＯＳ抵抗のゲート・
ソース電極間の電圧は，必要最小限の，ほぼＶｔｈ近傍
の電圧を印加しているため，ＭＯＳ抵抗に使用するＭＯ
ＳＴｒのサイズを小さくできる。又，ＭＯＳ抵抗のゲー
ト電圧の発生回路と，演算増幅器の直流動作点の電圧の
発生回路は，同一構成の回路を別々に設け，回路内の干
渉を防いでいる。該電圧発生回路は，ダイオード接続し
たＭＯＳＴｒを２段直列にしたものに定電流源の電流を
流す構成にしている。以上述べた何れの回路も，ＭＯＳ
集積回路化が容易である。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下図面を参照して，本発明の好
適な実施例を，詳細に説明する。図１は，本発明にかか
るフィルタ回路の一実施例を示す回路図である。電源１
９にはＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＰＭＯＳ
Ｔｒ）９，１０のソース電極が接続されている。ＰＭＯ
ＳＴｒ９，１０の各々のゲート電極・ソース電極間に
は，定電圧源１８が接続されているので，ＰＭＯＳＴｒ
９，１０はドレイン電極・ソース電極間の電圧にかかわ
らず，定電流特性を示す。ＰＭＯＳＴｒ９と１０のドレ
イン電極には，各々，ゲート電極とドレイン電極を共通
に接続したＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＮＭ
ＯＳＴｒ）８，１１が，接続されている。更にＮＭＯＳ
Ｔｒ８，１１のソース電極には，各々ＮＭＯＳＴｒ７，
１２のドレイン電極とソース電極が共通に接続されてい
る。ＮＭＯＳＴｒ７，１２のソース電極はグランド電位
に接続されている。 【００１２】ここでＰＭＯＳＴｒ９，１０は同じサイズ
に設定しているので，直列に接続しているＮＭＯＳＴｒ
８と７，１１と１２には同じ電流が流れる。従って，Ｎ
ＭＯＳＴｒ７のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖａ
と，ＮＭＯＳＴｒ１２のゲート電極・ドレイン電極の電
位Ｖｂは等しく，ＮＭＯＳＴｒの所謂閾値電圧をＶｔｈ
とすると，ほぼＶｔｈになる。同様に，ＮＭＯＳＴｒ８
のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖｃと，ＮＭＯＳＴ
ｒ１１のゲート電極・ドレイン電極の電位Ｖｄは等しく
ほぼ２×Ｖｔｈになる。ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極
は，電位Ｖｄに接続されているので，同様にほぼ２×Ｖ
ｔｈになる。 【００１３】ＰＭＯＳＴｒ９，ＮＭＯＳＴｒ８，７で電
圧発生回路３２を構成し，ＰＭＯＳＴｒ１０，ＮＭＯＳ
Ｔｒ１１，１２で電圧発生回路３１を構成している。演
算増幅器１６の非反転入力端子は，電位Ｖａに接続さ
れ，演算増幅器１６の反転入力端子は，容量１３，１
４，１７の一端と，ＮＭＯＳＴｒ１５のソース電極とに
共通に接続されている。容量１３の他端は入力端子４に
接続され，容量１４の他端は演算増幅器１６の出力と，
ＮＭＯＳＴｒ１５のドレイン電極と，２次の伝達関数を
持つバンドパスフィルタ３の入力１とに共通に接続され
ている。容量１７の他端は，前記バンドパスフィルタ３
の出力２と，フィルタ回路６の出力端子５に接続されて
いる。前記バンドパスフィルタ３は，図２の３と，数式
１に示した２次の伝達関数を持つものである。該伝達関
数の実現方法は種々知られているが，一例を図３にしめ
す。図３のフィルタ回路３は，所謂多重帰還型のバンド
パスフィルタで，入力１から出力２ヘの伝達関数を数式
１にする事ができる。 【００１４】図１において，容量１３，１４，１７と演
算増幅機１６は，所謂容量結合増幅回路を構成してい
る。容量結合増幅回路は容量比によってゲインが設定出
来る。交流的に図１の回路が，図２の等価回路に等しく
なるようにする為には，容量１３，１４，１７の容量値
を其々Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１７とすると， Ｋａ＝Ｃ１７／Ｃ１４，Ｃ１３／Ｃ１４＝１ 直流的な動作点について説明する。演算増幅機１６の非
反転入力端子の電圧はＶａ，即ちほぼＶｔｈになってい
る。演算増幅機１６の出力と，反転入力端子は，ＮＭＯ
ＳＴｒ１５によって直流的な全帰還がかかっているので
等しくなり，電圧は，非反転入力端子の電圧とも等し
く，ほぼＶｔｈになる。つまり，ＮＭＯＳＴｒ１５のソ
ース電極の電位は，ほぼＶｔｈになる。ＮＭＯＳＴｒ１
５を，オンさせるためには，ソース電極とゲート電極間
に，Ｖｔｈ以上の電圧がかかれば良い。 【００１５】前述したように，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲー
ト電極には，ほぼ２倍のＶｔｈの電圧がかかっているの
で，ＮＭＯＳＴｒ１５のソース電極とゲート電極の間に
は，ほぼＶｔｈ以上の電圧がかかり常にオンする。ＮＭ
ＯＳＴｒ１５のソース電極とゲート電極の間の，ほぼＶ
ｔｈの電圧は，ＮＭＯＳＴ１５ｒをオンさせるのに最小
限度の電圧であるのでオンした時の抵抗値が大きい，し
たがって，例えば，ゲート電極に電源電圧を印加するよ
うな場合に比べると，比較的小さなトランジスタサイズ
で，大きな抵抗値を実現できる。 【００１６】直流電圧のみ考えると，前述したように，
Ｖａ＝Ｖｂ，Ｖｃ＝Ｖｄなので，Ｖａ，Ｖｃ等の電圧発
生回路部分は，一系統だけでもよい。ところが，ＮＭＯ
ＳＴｒ１５は，所謂非飽和動作を行なわせているので，
ゲート・ソース間容量Ｃｇｄとゲート・ドレイン間容量
Ｃｇｓが大きい。特にＣｇｄは所謂飽和動作時に比べて
桁はずれに増大する。又トランジスタサイズも高い抵抗
値を実現するためには，ゲート長を，ゲート幅に比べて
極端に長くする必要がある為，ゲート長×ゲート幅×単
位面積当たりのゲート容量，で決まるゲート容量も大き
くなっている。 【００１７】例えば，演算増幅器１６の非反転入力端子
をＶａに，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極をＶｃに接続
すると，演算増幅器１６の出力がＮＭＯＳＴｒ１５のＣ
ｇｄを通し，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲート電極にもれ，Ｎ
ＭＯＳＴｒ８のＣｇｓとＮＭＯＳＴｒ７のＣｇｓで分圧
されてＶｃ，Ｖａに現わる。Ｖａは，演算増幅器１６の
非反転入力端子に接続されていて，演算増幅器１６の出
力との間に正帰還ループを形成するため，発振等の不安
定動作を招きやすい。 【００１８】そこで本発明においては，同じ電圧のＶ
ａ，ＶｂとＶｃ，Ｖｄを各々別に発生させる回路を設け
て，片方は，演算増幅器１６の非反転入力端子の電圧Ｖ
ａ発生用に，残るもう片方は，ＮＭＯＳＴｒ１５のゲー
ト電圧Ｖｄ発生用に用いて不安定動作を回避している。 【００１９】図１の回路と，図２の原理図において，フ
ィルタ３の部分は，図２に示したバンドパスフィルタの
伝達関数だけでなく，以下の数式３で示されるバンドリ
ジェクトフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）でも適用が可能で
ある。 【００２０】 【数３】【００２１】数式３はよく知られているように図４に示
される回路で実現される，ただし，数式３の負号は，前
述の容量結合増幅回路で実現している。原理的には，数
式３を，図２の伝達関数３と，置き換えることにより，
新たな伝達関数Ｇ（ｓ）は 【００２２】 【数４】 【００２３】となり，この場合は，数式３と数式４の比
較から，（１＋Ｋａ）倍にＱが増加している。 図４の
回路は，直流をゲイン１で通すので，フィルタ３の入力
１と，出力２は，前段の容量結合増幅器の直流出力であ
る，ほぼＶｔｈの直流電圧がそのまま現われる。図４の
中に使用している演算増幅器２０の入力と出力の直流電
圧も，０Ｖになることはなく，動作領域を確保してい
る。 【００２４】又，図１の回路は，フィルタ３の出力２
を，容量１７を用いて交流のみ帰還している。フィルタ
３の出力２の直流分が，前段の演算増幅器１６には帰還
されないので，演算増幅器１６の直流動作点は，フィル
タ３が直流を通すか否かに影響されない。従って，図４
のような，直流を通すフィルタのＱを逓倍することがで
きる。 【００２５】図５は，本発明によるフィルタ回路６を，
リモコン受信用回路２９に適用した実施例を示す。数１
０ｋＨｚの発光周期を持つ赤外光３０は，フォトダイオ
ード等の光電変換素子２１により電気信号に変換され，
入力端子２２を通してリモコン受信用回路２９に入力さ
れる。リモコン受信用回路２９では，発光周期数１０ｋ
Ｈｚの赤外光が入射しているか，全く入射していないか
を検出する。一般的に，入力端子２２の信号は最小で５
０μＶ以下と微弱である。リモコン受信用回路２９の内
部では，入力信号を低雑音増幅器２３で増幅し，次にリ
ミッタ２４で振幅を一定値に制限し，前記発光周期に同
調したバンドパスフィルタ６で信号成分のみを抽出し，
検波回路２５で検波を行ない，検波後の直流レベルを一
定の閾値と比較してＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルを出力す
る比較回路２６を通して，出力端子２７に出力する。太
陽光下のような直流的な入力がある場合のは，直流レベ
ル設定回路２８が作動し，入力端子２２の直流レベルの
変動を抑えている。 【００２６】リモコン受信用回路２９には，入力信号の
みを通すように，入力の発光周期に同調したＱの高いバ
ンドパスフィルタ６が必要である。本発明によるバンド
パスフィルタ６は，Ｑが高いフィルタを容易に構成で
き，しかもＣＭＯＳプロセスで容易に実現が可能である
為，特にＣＭＯＳ集積回路化したリモコン受信用回路２
９に適する。 【００２７】 【発明の効果】以上説明したように，本発明によれば，
フィルタのＱを向上させるＱ逓倍回路に必要な加算回路
を，直流を増幅しない容量結合の加算回路で実現し，そ
の直流動作点の設定を，高抵抗の代わりにＭＯＳ抵抗を
用いている為ＭＯＳ集積回路化に適している。 【００２８】更にＭＯＳ抵抗用のＭＯＳトランジスタの
ゲート電極に印加する電圧の発生回路と，加算回路の直
流動作点設定用の電圧発生回路を分離して，干渉を防い
でいるため，安定な動作を行なえるＱ逓倍回路を提供で
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】図１の回路の交流等価回路。
【図３】二次の伝達関数をもつバンドパスフィルタの一
例の回路図。 【図４】二次の伝達関数をもつバンドリジェクトフィル
タの一例の回路図。 【図５】本発明の一実施例を示す回路図。 【符号の説明】 １ フィルタの入力端子 ２ フィルタの出力端子 ３ フィルタ ４ Ｑ逓倍回路付きフィルタの入力端子 ５ Ｑ逓倍回路付きフィルタの出力端子 ６ Ｑ逓倍回路付きフィルタ ７，８，１１，１２，１５ ＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタ ９，１０ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ １３，１４，１７ 容量 １６，２０ 演算増幅器 １８，１９ 電圧源 ２１ 光電変換素子 ２２ リモコン受信用回路の入力端子 ２３ 低雑音増幅器 ２４ リミッタ ２５ 検波回路 ２６ 比較回路 ２７ リモコン受信用回路の出力端子 ２８ 直流レベル設定回路 ２９ リモコン受信用回路 ３０ 赤外光 ３１，３２ 電圧発生回路
例の回路図。 【図４】二次の伝達関数をもつバンドリジェクトフィル
タの一例の回路図。 【図５】本発明の一実施例を示す回路図。 【符号の説明】 １ フィルタの入力端子 ２ フィルタの出力端子 ３ フィルタ ４ Ｑ逓倍回路付きフィルタの入力端子 ５ Ｑ逓倍回路付きフィルタの出力端子 ６ Ｑ逓倍回路付きフィルタ ７，８，１１，１２，１５ ＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタ ９，１０ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ １３，１４，１７ 容量 １６，２０ 演算増幅器 １８，１９ 電圧源 ２１ 光電変換素子 ２２ リモコン受信用回路の入力端子 ２３ 低雑音増幅器 ２４ リミッタ ２５ 検波回路 ２６ 比較回路 ２７ リモコン受信用回路の出力端子 ２８ 直流レベル設定回路 ２９ リモコン受信用回路 ３０ 赤外光 ３１，３２ 電圧発生回路
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】第１の電圧発生回路と，第２の電圧発生回
路と，ソース電極が演算増幅器の反転入力端子に接続さ
れドレイン電極が前記演算増幅器の出力に接続されゲー
ト電極が前記第１の電圧発生回路の出力端子に接続され
た第１のＭＯＳトランジスタと，一端が入力端子他端が
前記演算増幅器の反転入力端子に接続された第１の容量
と，前記演算増幅器の反転入力端子と前記演算増幅器の
出力の間に配した第２の容量と，出力端子と前記演算増
幅器の反転入力端子との間に配した第３の容量と，前記
演算増幅器の出力と出力端子の間に配した２次の伝達関
数をもつフィルタ回路と，非反転入力端子は前記第２の
電圧発生回路の出力端子に接続した前記演算増幅器とで
構成されたフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23979295A JP3497022B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23979295A JP3497022B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983296A JPH0983296A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3497022B2 true JP3497022B2 (ja) | 2004-02-16 |
Family
ID=17049950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23979295A Expired - Fee Related JP3497022B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3497022B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4946372B2 (ja) | 2006-11-13 | 2012-06-06 | パナソニック株式会社 | フィルタ回路とこれを用いた受信装置及び電子機器 |
| EP3210215B1 (en) * | 2014-10-22 | 2024-03-06 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Pseudo resistance circuit and charge detection circuit |
| JP2024076413A (ja) * | 2022-11-25 | 2024-06-06 | コーデンシ株式会社 | 信号増幅装置 |
-
1995
- 1995-09-19 JP JP23979295A patent/JP3497022B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0983296A (ja) | 1997-03-28 |
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